以往，在内燃机的气缸中设置了检测该气缸内的压力(下面称为缸内压)的缸内压传感器。由该传感器检测出的缸内压用于内燃机(下面称为发动机)的控制。
作为缸内压传感器，公知有使用压电元件的传感器。该传感器检测缸内压的变化率。如图25所示，由缸内压传感器200检测出的缸内压的变化率典型地由积分电路201进行积分。该积分电路201的输出被用作缸内压。
在使用了压电元件的情况下，一般在缸内压的变化和缸内压传感器的输出之间的关系中存在延迟特性。并且，随着压电元件的温度升高，缸内压传感器的输出也增大。在把这样的缸内压传感器搭载到发动机上时，受发动机产生的热的影响，在缸内压传感器的输出中产生偏差。其结果是，有出现从积分电路输出的缸内压的波形中产生如图26所示的“偏离”即漂移的弊端。
在产生这样的漂移时，难以准确地检测缸内压。并且，缸内压传感器的输出典型地被进行模数(A/D)转换，以进行此后的计算机处理。在缸内压传感器的输出中含有漂移成分时，有在作为仿真值的该缸内压传感器的输出和对该输出进行A/D转换而得到的数字值之间失去相关性的弊端。
在下面的专利文献1中作为校正这样的漂移的技术公开了对积分电路进行复位的方法。参照图27，在各燃烧周期的预定定时，闭合开关元件212。在闭合该元件时，电容213前后的电位差消失，因此运算放大器214的输出被复位到基准值。根据该复位操作，去除了漂移。
专利文献1  日本特开平7-280686号公报
在图28中示出了在进行如上所述的复位操作时、从积分电路输出的缸内压波形。复位操作在时间t1、t2、t3、t4和t5中执行。可以看出，因这样的复位操作产生的波形115重叠在缸内压波形上。其结果是，在复位操作的前后，缸内压波形上呈现出不连续的频率特性。由于这样的不连续的频率特性，在此后的利用缸内压的计算机处理中混入了不希望的频率成分。这会使发动机的控制精度降低。并且，即使进行这样的复位操作，在复位操作和复位操作之间即在一个燃烧周期中，漂移仍会增大。
因此，需要不进行这样的复位操作而去除漂移并检测缸内压的方法。

根据本发明的一个方面，缸内压传感器输出与发动机缸内压的变化率对应的信号。该缸内压传感器的输出信号被滤波，以截去比实质上构成控制发动机所需的缸内压的频率更低的频率成分。滤波后的输出信号被积分，计算缸内压。优选的是滤波进行为截去作为比实质上构成控制该发动机所需的缸内压的频率更低的频率成分、且构成漂移的频率成分。
发明人已经确认：漂移的频带比实质上构成控制发动机用的缸内压的频率成分的频带更低。本发明是根据发明人的该认识而研制的。根据本发明，通过滤波装置，从缸内压传感器的输出信号中去除构成漂移的低频成分。因此，可通过对来自滤波装置的输出信号进行积分，计算出去除了漂移的缸内压信号。并且，根据本发明，由于可以不进行复位操作而去除漂移，因此可以防止在作为结果而得到的缸内压信号中呈现不连续的频率特性。
在本发明的一种实施方式中，截止频率随所检测出的发动机转速而变更。由于设定了最适合于当前的发动机转速的截止频率，因此可以防止不能截去所有的构成漂移的低频成分的情况。
在本发明的一种实施方式中，缸内压传感器的输出信号与发动机的旋转同步地被采样。该采样出的输出信号被滤波。由于缸内压传感器的输出信号与发动机的旋转同步地被采样，因此可以按照与发动机转速对应的截止频率实施滤波。无需改变滤波器特性。
通过积分得到的缸内压信号有时从预定值偏移。在本发明的一种实施方式中，从缸内压信号中去除了偏移成分。可通过去除这样的偏移，更准确地求出缸内压。
在本发明的一种实施方式中，按照第一采样周期对通过积分计算出的缸内压信号进行采样，作为偏移量。按照比第一采样周期更短的第二采样周期对该偏移量进行过采样。计算出该过采样的偏移的移动平均。通过从由积分计算出的缸内压信号中减去该移动平均值，去除该缸内压信号的偏移成分。这样，通过按照更短的间隔实施的移动平均，逐渐去掉偏移量，所以可以连续地得到更准确的缸内压信号。
在本发明的另一实施方式中，按照第一采样周期对通过积分计算出的缸内压信号进行采样，作为偏移量。从该偏移量中减去基准值后，计算绝对偏移量。按照比第一采样周期更短的第二采样周期对该绝对偏移量进行过采样。计算出过采样后的绝对偏移量的移动平均值。通过从由积分计算出的缸内压信号中减去该移动平均值，去除该缸内压信号中的偏移成分。这样，由于计算偏移量的绝对值，所以可以计算出更准确的偏移量。通过利用移动平均逐渐去除该偏移量，可以连续得到更准确的缸内压信号。在一种实施方式中，基准值是发动机的燃烧周期的吸气行程中的吸气管的压力。
在本发明的另一实施方式中，以校正项校正通过积分计算出的缸内压信号。基于该校正后的缸内压信号而计算校正项，然后进行反馈。按照第一采样周期，对该校正后的缸内压进行采样作为偏移量，按照比第一采样周期更短的第二采样周期，对该偏移量进行过采样，对该过采样的偏移量进行移动平均，计算移动平均值，并计算用于使该移动平均值收敛于目标值的校正项，由此计算校正项。这样，由于偏移量因校正项而收敛于目标值，所以不会在缸内压信号中产生不连续性，可以连续地计算缸内压信号。
在本发明的另一实施方式中，由校正项校正通过积分计算出的缸内压信号。基于该校正后的缸内压信号而计算校正项，然后反馈。按照第一采样周期对该校正后的缸内压进行采样作为偏移量，从该偏移量中减去基准值，计算绝对偏移量，按照比第一采样周期短的第二采样周期，对该绝对偏移量进行过采样，对该过采样后的绝对偏移量进行移动平均，计算移动平均值，并计算用于使该移动平均值收敛于目标值的校正项，由此计算校正项。这样，由于计算偏移量的绝对值，所以可以计算出更准确的偏移量。由于通过校正项使其逐渐收敛于目标值，所以不会在缸内压信号中产生不连续性，可以连续地计算缸内压信号。在一种实施方式中，基准值是发动机的燃烧周期的吸气行程中的吸气管的压力。
附图说明
图1为概略地表示根据本发明一个实施例的发动机及其控制装置的图。
图2为表示根据本发明一个实施例的缸内压传感器的安装的图。
图3为表示根据本发明一个实施例的体积变化率的波形以及频率成分的图。
图4为表示根据本发明一个实施例的体积变化率的傅立叶系数的值的图。
图5为表示根据本发明一个实施例的高通滤波器的特性的图。
图6为用于说明根据本发明一个实施例的应用高通滤波器的效果的图。
图7(a)为根据本发明第1实施例的缸内压检测装置的方框图，以及(b)为根据本发明第2实施例的缸内压检测装置的方框图。
图8为用于说明根据本发明一个实施例的不根据发动机转速切换截止频率时的问题点的图。
图9为根据本发明第3实施例的具有滤波器切换装置的缸内压检测装置的方框图。
图10为具体地表示根据本发明第3实施例的通过滤波器切换装置进行的切换动作的图。
图11为根据本发明第1实施例的偏移去除装置的方框图。
图12为表示根据本发明第1实施例的缸内压P以及偏移量Poff的波形的图。
图13为表示根据本发明第1实施例的偏移量Poff、移动平均值Pcomp、以及缸内压Pcyl的波形的图。
图14为根据本发明第2实施例的偏移去除装置的方框图。
图15为根据本发明第3实施例的偏移去除装置的方框图。
图16为根据本发明第3实施例的控制器的方框图。
图17为表示根据本发明第3实施例的(a)响应指定型控制的切换函数、以及(b)响应指定参数的图。
图18为用于说明根据本发明一个实施例的使用响应指定型控制时的效果的图。
图19为根据本发明第4实施例的偏移去除装置的方框图。
图20为根据本发明一个实施例的计算偏移量Poff的处理的流程图。
图21为根据本发明一个实施例的计算校正完成缸内压Pcyl的处理的流程图。
图22为根据本发明一个实施例的应用高通滤波器的处理的流程图。
图23为根据本发明一个实施例的对高通滤波器的输出进行积分的处理的流程图。
图24为根据本发明一个实施例的响应指定型控制的流程图。
图25为根据现有技术的对缸内压传感器的输出进行积分的电路。
图26为表示缸内压的漂移的图。
图27为根据现有技术的具有复位单元、对缸内压传感器的输出进行积分的电路。
图28为表示根据现有技术的由复位操作导致的对缸内压波形的影响的图。

接着参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1为根据本发明的实施方式的内燃机(下面称为发动机)及其控制装置的整体结构图。
接着参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1为根据本发明的实施方式的发动机及其控制装置的整体结构图。
电子控制单元(下面称为“ECU”)1是具有中央运算处理装置(CPU)1b的计算机。ECU 1具有存储器1c，该存储器1c具有：读取专用存储器(ROM)，其存储用于实现车辆的各种控制的计算机程序以及实施该程序所需的映射信息；以及随机存取存储器(RAM)，其提供用于CPU1b的运算的工作区域，并临时存储程序以及数据。而且，ECU 1具有接受从车辆各部发送来的数据的输入接口1a以及向车辆各部送出控制信号的输出接口1d。
发动机2在本实施例中是四冲程的发动机。发动机2典型地具有多个气缸，但为了简化，图中仅示出了其中的一个。发动机2通过进气门3与吸气管4连接，通过排气门5与排气管6连接。在吸气管4上设置有按照来自ECU 1的控制信号而喷射燃料的燃料喷射阀7。
发动机2把从吸气管4吸入的空气和从燃料喷射阀7喷射的燃料的混合气吸入到燃烧室8内。在燃烧室8中设置有按照来自ECU 1的点火正时信号飞溅出火花的火花塞9。通过由火花塞9产生的火花点燃混合气。混合气的体积因燃烧而增大，由此向下方推动活塞10。活塞10的往返运动变换为曲轴11的旋转运动。
缸内压传感器15是例如由压电元件构成的传感器，嵌入在火花塞9的与发动机气缸连接的部分。缸内压传感器15输出表示燃烧室8内的压力(缸内压)的变化的信号dP，把其送给ECU 1。
在发动机2中设置有曲轴角传感器17。曲轴角传感器17随曲轴11的旋转，向ECU 1输出作为脉冲信号的CRK信号以及TDC信号。
CRK信号是在预定的曲轴角处输出的脉冲信号。ECU 1根据该CRK信号来计算发动机2的转速NE。TDC信号是在与活塞10的TDC位置关连的曲轴角度处输出的脉冲信号。
在发动机2的吸气管4上设置有节气门18。节气门18的开度由来自ECU 1的控制信号来进行控制。与节气门18连接的节气门开度传感器(θTH)19向ECU 1提供与节气门18的开度对应的电信号。
吸气管压力(Pb)传感器20设置在节气门18的下游侧。由Pb传感器20检测出的吸气管压力Pb被送给ECU 1。
在节气门18的上游设置有空气流量计(AFM，Air Flow Meter)16。空气流量计16检测通过节气门18的空气量，把其送给ECU 1。
向ECU 1送出的信号交给输入接1a，进行模拟-数字转换。CPU1b可按照存储器1c中所存储的程序来处理转换后的数字信号，作成用于送给车辆的执行器的控制信号。输出接口1d把这些控制信号送给燃料喷射阀7、火花塞9、节气门18、以及其它机械要素的执行器。此外，CPU 1b可使用该转换后的数字信号，按照存储器1c中所存储的程序，计算发动机的缸内压。
图2为表示缸内压传感器15的安装的一个例子的图。在气缸盖21的螺孔22中拧入有火花塞9。缸内压传感器的传感器元件部25与垫圈26一起夹在气缸盖21的火花塞安装面23和火花塞垫圈座24之间。传感器元件部25由压电元件构成。
传感器元件部25作为火花塞9的垫片而被紧固，对该传感器元件部25提供预定的紧固负荷。在燃烧室8内的压力变化时，施加在该传感器元件部25上的负荷发生变化。缸内压传感器15检测相对于该预定紧固负荷的负荷变化，作为缸内压的变化。
缸内压的频带取决于发动机转速。具体地说，缸内压的频带涉及从零到发动机转速的k次(k大于等于2)的频率。
然而，在发动机控制中实际使用的缸内压具有发动机转速的1次或以上的频率成分。换言之，比发动机转速的1次的频率低的频率成分对于发动机控制中实际使用的缸内压而言是不必要的。下面简单说明其理由。
用到缸内压的发动机控制的典型例子是计算平均指示有效压力等的发动机做功量。发动机的做功量可以用于评测发动机的性能。如式(1)所示，平均指示有效压力Pmi表示为缸内压P和体积变化率dV的相关系数。这里，Vs表示发动机的冲程容积。

为了对体积变化率dV进行频率分解，对体积变化率dV进行如式(2)那样的傅立叶级数展开。t表示时间。T表示发动机的曲轴的旋转周期(下面称为曲轴周期)，ω表示其角频率。在四冲程的发动机中，1周期T对应于360度。k表示该发动机旋转的频率成分的次数。
$\mathrm{dV}\left(\mathrm{\omega t}\right)=f\left(t\right)=\frac{V_{a0}}{2}+\underset{k=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}(V_{\mathrm{ak}}\cos \mathrm{k\omega t}+V_{\mathrm{bk}}\sin \mathrm{k\omega t})---\left(2\right)$
$V_{a0}=\frac{2}{T}{\int }_0^{T}f\left(t\right)\mathrm{dt}$
$V_{\mathrm{ak}}=\frac{2}{T}{\int }_0^{T}f\left(t\right)\cos \mathrm{k\omega tdt}$
$V_{\mathrm{bk}}=\frac{2}{T}{\int }_0^{T}f\left(t\right)\sin \mathrm{k\omega tdt}$
把式(2)应用于式(1)，导出式(3)。θ＝ω t。



$+V_{b1}\sin \theta +V_{b2}\sin 2\theta +V_{b3}\sin 3\theta +V_{b4}\sin 4\theta +....\}\mathrm{d\theta }$


参照图3，在(a)中示出了关于典型的发动机的体积变化率dV的波形31、以及具有与该波形31相同的周期的sin函数的波形32。由图可知，两个波形非常相似。体积变化率dV相对于sin函数几乎没有偏移和相位差。因此可知，在体积变化率的频率成分中几乎不含有直流成分a0以及cos成分。
在(b)中表示对(a)中所示的体积变化率dV进行FFT分析的结果。标号33是表示发动机转速的1次频率成分的线，标号34是表示发动机转速的2次频率成分的线。这样，体积变化率dV主要具有发动机转速的1次以及2次的频率成分。
参照图4，在(a)中作为例子，表示对于图3所示的运算区间A实际计算的体积变化率dV的傅立叶系数。(b)通过图表来表示对于(a)中各成分的傅立叶系数的大小。可知，直流成分Va0以及cos成分Vak(k＝1、2、…)几乎为零。此外，可知，3次以上的sin成分Vb3、Vb4、…也几乎为零。
这样，由于体积变化率dV主要由发动机转速NE的1次和2次的频率成分构成，因此对于与该体积变化率dV相乘的缸内压P，也主要需要发动机转速NE的1次和2次的频率成分。
如式(4)所示，通过对表示从缸内压传感器输出的缸内压变化的信号dP(下面称为缸内压变化信号)进行积分来计算表示缸内压的信号P(下面称为缸内压信号)。
P＝∫dP(4)
如式(5)以及式(6)所示，正弦波(sinθ)和余弦波(cosθ)的频率成分不因积分操作而变化，所以缸内压变化信号dP具有与缸内压信号P相同的频率成分。因此，缸内压变化信号dP的频带实际上也涉及从零到发动机转速的k次的频率，但只要从缸内压变化信号dP中提取发动机转速的1次和1次以上频率的频率成分，就可以计算平均指示有效压力Pmi。换言之，在缸内压变化信号dP中，比发动机转速的1次频率低的频率成分是不必要的。
∫(sinθ)＝cosθ(5)
∫(cosθ)＝sinθ(6)
另一方面，公知缸内压的漂移主要因缸内压传感器的温度变化而产生。如前所述，由于缸内压传感器设置在发动机的气缸上，所以缸内压传感器的温度受到发动机温度的影响。
发明人确认：缸内压传感器的温度变化与在发动机控制中实际使用的缸内压(如前所述，其具有比发动机转速的1次频率高的频率成分)的变化相比，按照极长的周期产生，即按照低频产生。因此，缸内压的漂移具有与发动机转速的1次频率相比极低的频率。
这样，由于漂移按照与发动机转速的1次频率相比极低的频率产生，所以可通过从缸内压变化信号dP中截去比发动机转速的1次频率更低的频率成分，从缸内压信号P中去除漂移。
在本实施例中，由于发动机控制中实际使用的缸内压具有比发动机转速的1次频率更高的频率成分，因此截去比该发动机转速的1次频率更低的频率成分而从缸内压信号P中去除漂移。然而，注意到：即使在发动机控制中实际使用的缸内压具有比发动机转速的1次频率更低的频率成分的情况下，在该缸内压的频带比漂移的频带高时，仍可以应用本申请的发明。
作为一个例子，考虑发动机转速NE为6000rpm的运转状态。在每过曲轴角的1度对缸内压传感器的输出进行采样时，如式(7)所示，采样频率Fs为36kHz，奈奎斯特频率(Nyquist frequency)Fn为18Hz。
(6000/60)×360＝36kHz    (7)
发动机转速的1次频率为100Hz。因此，可对于缸内压传感器的输出，截去比100Hz低的频率成分，由此得到不包含漂移的缸内压信号。
进行了基于此例子的仿真。在该仿真中，把具有如图5所示的特性的滤波器应用于缸内压传感器的输出信号dP。该滤波器是3次的IIR型巴特沃兹(butterworth)高通滤波器。
截止频率设定为截去比发动机转速的1次频率低的频率成分。优选为，截止频率设定为可以可靠地截去作为比发动机转速的1次频率低的频率、且构成漂移的频带的频率。通过仿真等判明了：如上所述，构成漂移的频率成分主要取决于缸内压传感器的温度，但也具有随发动机转速提高而稍有提高的特性。因此，在截止频率过低时，有无法完全截去构成漂移的频率成分的弊端。此外，由于会在比截止频率稍高的频率中引起信号的衰减，所以在截止频率过于接近发动机转速的1次频率时，有降低滤波后的缸内压信号的精度的弊端。
在上述仿真中得知：在发动机转速为6000rpm(即，1次频率为100Hz)时，如果至少截去18Hz以下的频率成分，则可以可靠地去除漂移。因此，截止频率设定为18Hz。
在该仿真中使用的上述滤波器的传递函数可以表示成下面的式(8)那样。dPH表示高通滤波器的输出信号。其中，k表示采样时刻。
dPH(k)＝0.997×dP(k)-2.990×dP(k-1)+2.990×dP(k-2)-0.997×dP(k-3)
-2.994×dPH(k-1)+2.998×dPH(k-2)-0.994×dPH(k-3)  (8)
也可以使用FIR型的高通滤波器来代替。此外滤波器的次数和系数由滤波器特性来确定
图6表示该仿真的结果。(a)表示从缸内压传感器输出的缸内压变化信号dP，(b)表示通过把上述的高通滤波器应用于缸内压变化信号dP而得到的信号dPH。(c)表示通过对(a)所示的缸内压变化信号dP进行积分而得到的缸内压信号P，(d)表示通过按照式(9)对(b)的信号dPH进行积分而得到的缸内压信号P。
P(k)＝P(k-1)+(dPH(k)×(1/Fs))    (9)
得知，在(c)的波形中出现了漂移。由于漂移在燃烧周期内累积，因此漂移的量随时间而增大。
在比较(a)和(b)时，差别不明显。可是比较(c)和(d)后发现，可通过对高通滤波器的输出信号dPH进行积分，得到去除了漂移的缸内压信号P。
如(d)所示，缸内压信号P由于应用了高通滤波器而表现为稳定的值，但相对于零有偏移量。这是因为如式(8)所示，高通滤波器需要该高通滤波器的输出的过去值的缘故。在缸内压变化信号的初始阶段，还未得到该过去值，所以出现这样的偏移。可是，这样的偏移可通过后面叙述的去除装置来去除。
参照图7，(a)中示出了根据本发明一种实施方式的缸内压检测装置的方框图。典型地可以通过执行ECU 1(图1)的存储器1c中存储的程序来实现各模块的功能。也可以代之以通过硬件实现这些功能。
采样装置41对从缸内压传感器输出的缸内压变化信号dP进行采样。滤波装置42具有如前所述的高通滤波器，该高通滤波器具有截去比发动机转速NE的1次频率更低的频率的特性。优选为，如前所述，高通滤波器的截止频率设定为可以可靠地截去作为比发动机转速的1次频率低的频率、且构成漂移的频率成分的频率。
滤波装置42对缸内压变化信号dP的采样应用高通滤波器，生成信号dPH。在上述的式(8)中示出了通过高通滤波器实施的式的一个例子。信号dPH是不含有构成漂移的频率成分的信号。积分装置43按照上述式(9)，对滤波装置42的输出信号dPH进行积分，计算缸内压信号P。偏移去除装置44去除如图6的(d)中看到的那样的缸内压信号P的偏移。这样，计算出去除了漂移、而且没有偏移的缸内压Pcyl。
图7(b)为根据本发明另一实施方式的缸内压检测装置的方框图。与图7(a)相同，典型地通过执行ECU 1(图1)的存储器1c中存储的程序来实现各模块的功能。也可以代之以通过硬件来实现这些功能。
与图7(a)的不同之处是滤波装置47配置在积分装置46的下游。采样装置45对从缸内压传感器输出的缸内压变化信号dP进行采样。积分装置46使用缸内压变化信号dP的采样，计算缸内压变化信号dP的积分值、即缸内压信号P。该积分可以按照式(10)进行。
P(k)＝P(k-1)+(dP(k)×(1/Fs))    (10)
滤波装置47具有与滤波装置42相同的高通滤波器。式(11)中示出了通过该高通滤波器实施的式的一个例子。
dPH(k)＝0.997×P(k)-2.990×P(k-1)+2.990×P(k-2)-0.997×P(k-3)
-2.994×dPH(k-1)+2.998×dPH(k-2)-0.994×dPH(k-3)(11)
如前所述，频率成分不因信号的积分动作而变化。因此，滤波装置47的输出信号dPH与图6的(d)所示的缸内压信号P相同。偏移去除装置48去除滤波装置47的输出信号dPH的偏移。这样，计算出去除了漂移、而且没有偏移的缸内压Pcyl。
参照图8，对发动机转速和滤波装置42的高通滤波器的截止频率之间的关系进行说明。(a)表示在发动机转速为6000rpm的情况下、当把截止频率为18Hz的高通滤波器应用于缸内压变化信号dP时的从积分装置43得到的缸内压信号P。(b)表示在发动机转速为6000rpm的情况下、当把截止频率为9Hz的高通滤波器应用于缸内压变化信号dP时的从积分装置43得到的缸内压信号P。
在发动机转速为6000rpm时，如前所述，用于至少截去漂移的频率成分的截止频率为18Hz。如(b)所示，在发动机转速为6000rpm时，如果应用具有9Hz的截止频率的高通滤波器，则无法完全去除漂移的低频成分，其结果是得知，(b)的波形与(a)的波形相比，产生失真。
这样的现象不仅是因为漂移的频带随缸内压传感器的温度发生变化而引起的，而且还因随发动机转速发生一些变化而引起的。为了防止这种现象，优选为计算与所检测到的发动机转速对应的截止频率而构成滤波器。由于缸内压的频带随发动机转速增加而升高，所以截止频率也可以随发动机转速的增加而提高。可通过按照发动机转速改变截止频率，不截去缸内压的频率成分，而有效地仅截去漂移的频率成分。
作为改变截止频率的方式，可考虑下面两种情况。第一种情况是与曲轴角CRK同步地对缸内压传感器的输出进行采样的情况。在这种情况下，采样频率Fs也与发动机转速NE同步地变化。例如，发动机转速是1500rpm、且每过曲轴角的1度进行采样时，发动机每转一周进行360次采样。因此，如式(12)那样计算采样频率。
1500(rpm)/60(秒)×360(次)＝9(kHz)(12)
奈奎斯特频率成为4.5kHz。由于发动机转速为1500rpm，所以发动机转速的1次频率为1500/60＝25Hz。因此，把截止频率设定为比25Hz低的值。在该例子中，通过仿真等选择了4.5Hz，作为比发动机转速的1次频率更低、且可靠地截去漂移频带的频率。
在以奈奎斯特频率对截止频率进行归一化时，截止频率通过式(13)而由0.001表示。
4.5Hz/4.5kHz＝0.001    (13)
相同地，可以求出当发动机转速为3000rpm和6000rpm时的截止频率的归一化值。在表1中表示所求出的结果。这些截止频率也选择为比发动机转速的1次频率更低、且可靠地截去漂移频带的频率。
[表1]
NE(rpm)   Fs  (kHz)   Fn  (kHz)     NE 1次频    (Hz)   截止频率  Fc  (Hz)   截止频率  归一化值   1500   9   4.5     25     4.5   0.001   3000   18   9     50     9   0.001   6000   36   18     100     18   0.001
如表1所示，截止频率根据发动机转速NE而变化。可是，截止频率的归一化值是恒定的。即，不改变滤波器特性，而对奈奎斯特频率Fn乘上恒定值0.001，就可以得到截止频率。这样，当与发动机旋转同步地对缸内压传感器的输出进行采样时，由于截止频率的归一化值是恒定的，因此可以不改变滤波器特性，而构成具有与发动机转速对应的截止频率的滤波器。
第二种情况是以恒定的时间间隔对缸内压传感器的输出进行采样的情况。在这种情况下，采样频率Fs是恒定的。作为例子，考虑Fs为36kHz的情况。奈奎斯特频率Fn为18kHz。
在发动机转速为1500rpm的情况下，发动机转速的1次频率为1500/60＝25Hz。截止频率设定为4.5Hz。
在以奈奎斯特频率对截止频率进行归一化时，如式(14)那样计算截止频率。
4.5(Hz)/18000(Hz)＝0.00025    (14)
相同地，可以求出当发动机转速为3000rpm和6000rpm时的截止频率的归一化值。表2表示所求出的结果。
[表2]
  NE(rpm)     Fs  (kHz)     Fn  (kHz)     NE 1次频    率    (Hz)   截止频率  Fc  (Hz)   截止频率  归一化值     1500     36     18     25     4.5   0.00025     3000     36     18     50     9   0.0005     6000     36     18     100     18   0.001
如表2所示，与发动机转速NE对应地，截止频率发生变化，截止频率的归一化值也发生变化。这表示滤波器特性发生变化。这样，当以预定的时间间隔对缸内压传感器的输出进行采样时，由于截止频率的归一化值发生变化，所以优选为根据发动机转速NE改变滤波器特性，以便设定与发动机转速NE对应的截止频率。
为了根据发动机转速NE改变滤波器特性，在一种实施方式中，通过设置一个高通滤波器，并根据发动机转速改变该滤波器的特性，来实现与发动机转速对应的截止频率。
在另一实施方式中，也可以如表3所示，在滤波装置42上预先设置多个高通滤波器，选择具有与所检测出的发动机转速对应的截止频率的高通滤波器。
[表3]
  NE(rpm) 滤波器类型   截止频率Fc  (Hz)   截止频率  归一化值   0～1500 第一滤波器     4.5   0.00025  1500～3000 第二滤波器     9   0.0005  3000～6000 第三滤波器     18   0.001
例如，发动机转速在1500rpm与3000rpm之间时，可通过选择具有适合于3000rpm的截止频率的滤波器，防止如图8所示的除不净低频成分的现象。
参照图9，示出了根据另一实施方式的、可根据发动机转速NE改变滤波器特性的缸内压检测装置的方框图。与图7(a)的主要不同之处是追加了滤波器切换装置49。滤波器切换装置49具有选择部51和滤波器构成部52。在图中示出了滤波器切换装置49作为不同于滤波装置42的构成要素，但也可以由滤波装置42来实施滤波器切换装置49的动作。
选择部51选择最适合于基于曲轴角传感器17(图1)的输出而检测出的当前发动机转速NE的滤波器。该选择的滤波器被滤波装置42所使用。
滤波器构成部52基于该当前发动机转速NE，构成三种高通滤波器。具体地说，构成当前发动机转速用的滤波器、比该当前发动机转速更低的转速用的滤波器、以及比该当前发动机转速更高的转速用的滤波器，对于各滤波器，按照参照表2说明的方法，设定截止频率。
此后，如果发动机转速提高，则由选择部51选择该高转速用的滤波器，如果发动机转速降低，则由选择部51选择该低转速用的滤波器。
这样，基于所检测出的发动机转速，重构当前转速用、低转速用以及高转速用的三种滤波器，所以可根据发动机转速的变化，快速切换为具有最佳截止频率的滤波器。
在图10中示出了比图9所示的滤波器切换装置49更具体的动作。为了容易理解，用开关来表示选择部51。
在时间t1，发动机转速NE为3000rpm，由选择部51选择了构成为具有最适合于3000rpm的9Hz截止频率的第一滤波器。滤波器构成部52构成具有最适合于比当前转速更低的1500rpm的4.5Hz截止频率的第二滤波器，并构成具有最适合于比当前转速更高的4500rpm的13.5Hz截止频率的第三滤波器。
在时间t2，假设发动机转速从3000rpm上升到4500rpm。选择部51响应于发动机转速的上升，从第一滤波器切换到第三滤波器。由选择部51选择出的第三滤波器被滤波装置42所使用。滤波器构成部52重构其它的滤波器、即未被选择的第一和第二滤波器。第一滤波器被重构为具有最适合于比当前转速高的6000rpm的18Hz截止频率，第二滤波器被重构为具有最适合于比当前转速低的3000rpm的9Hz截止频率。
这样，可通过由具有最佳截止频率的高通滤波器去除低频成分，不截去缸内压的必要的频率成分，而仅有效地截去漂移的频率成分，从而提高所得到的缸内压信号的精度。
滤波器切换装置49当然也可以设置在图7(b)所示的缸内压检测装置上。
接着，举几个例子，对图7的(a)所示的偏移去除装置44进行说明。请注意下面的实施例也可以应用于图7的(b)所示的偏移去除装置48。
图11表示根据第1实施例的偏移去除装置44方框图。采样电路61在各燃烧周期的预定曲轴(CRK)角度处，对积分装置43的输出信号P进行采样。优选在吸气行程中的预定曲轴角度处对信号P进行采样。采样周期与1个燃烧周期的长度Tn相等。通过该采样得到的缸内压采样Poff在采样电路61中保持，直到下一次采样。图12表示缸内压信号P和缸内压采样Poff的波形。如图所示，缸内压采样Poff表示了上述的偏移量。
过采样电路62按照对缸内压传感器的输出进行采样的频率Fs，对偏移量Poff进行过采样。通过过采样生成偏移量Poff的采样。
移动平均电路63在每次通过过采样得到新的采样Poff(n)时，按照式(15)更新循环缓存(ring buffer)。此后，移动平均电路63按照式(16)，对偏移量Poff(k-m)～Poff(k)进行平均。所得到的移动平均值Pcomp被用作校正项。
m优选设定为在1个燃烧周期中的过采样次数以上。其原因如下。即，如果把m设定为比1个燃烧周期中的过采样次数小的值，则从式(16)可知，从Poff(k-m)到Poff(k)的值变得均相同，在1个燃烧周期的中途，校正项Pcomp的值恒定。如果校正项Pcomp恒定，则有通过校正电路64校正的缸内压信号P(即，校正完成缸内压Pcyl)在1个燃烧周期的中途变得不连续的弊端。为了避免这样的现象，把m设定为1个燃烧周期中的过采样次数以上。
Poff(k-m)＜＝Poff(k-(m-1))
Poff(k-(m-1))＜＝Poff(k-(m-2))
Poff(k-1)＜＝Poff(k)
Poff(k)＜＝Poff(n)    (15)
$\mathrm{Pcomp}\left(k\right)=\frac{\mathrm{Poff}(k-m)+\mathrm{Poff}(k-(m-1))+,...,+\mathrm{Poff}(k-1)+\mathrm{Poff}\left(k\right)}{(m+1)}---\left(16\right)$
校正电路64从由积分装置43得到的缸内压P中减去由移动平均电路63得到的校正项Pcomp，计算校正完成缸内压Pcyl。这样，可以得到没有偏移量的缸内压Pcyl。
参照图13，在(a)中示出了由采样电路61得到的偏移量Poff和作为移动平均电路63的输出的校正项Pcomp的波形的一个例子。在(b)中示出了由积分装置43得到的缸内压信号P和由校正电路64得到的校正完成缸内压信号Pcyl的波形。通过以校正项Pcomp对缸内压信号P进行校正，计算出没有偏移量的校正完成缸内压信号Pcyl。
图14表示根据第2实施例的偏移去除装置44的方框图。与图11的偏移去除装置的不同之处是设置有偏移量计算电路72。
采样电路71与采样电路61相同地工作，在燃烧周期的预定曲轴角度处对来自积分装置43的输出信号P进行采样，得到偏移量Poff。
偏移量计算电路72对应于采样电路71计算出偏移量Poff，执行式(17)来计算绝对偏移量Poff’。
绝对偏移量Poff’＝偏移量Poff-基准值    (17)
基准值优选使用按照与采样电路71的采样相同的定时进行采样的吸气管压力传感器20(图1)的输出Pb。由于进气门在吸气行程中是打开的，所以缸内压和吸气管压力成为几乎相同的压力。因此，可通过从偏移量Poff中减去吸气管压力Pb，计算偏移量的绝对值。
过采样电路73按照与图11的过采样电路62相同的方法，对绝对偏移量Poff’进行过采样。移动平均电路74按照与图11的移动平均电路63相同的方法，对通过过采样得到的采样进行移动平均。校正电路75从由积分装置43接收到的缸内压信号P中减去通过移动平均电路74计算出的校正项Pcomp，计算没有偏移量的校正完成缸内压Pcyl。
通过使用偏移量的绝对值Poff’计算校正项Pcomp，更准确地求出了偏移量。因此，可以提高计算校正完成缸内压Pcyl的精度。也可以代之以使用基于空气流量计16(图1)的输出计算的压力值作为基准值。
另外，在上述的第1和第2实施例中，在对过采样的偏移量或绝对偏移量的采样进行平均时，使用了移动平均法。也可以代之以使用其它的滤波(例如，低通滤波器)。
图15表示根据第3实施例的偏移去除装置44的方框图。与图11所示的偏移去除装置的主要不同之处是设置有控制器84。
采样电路81对校正完成缸内压Pcyl进行采样。采样方法与图11所示的采样电路61相同，在各燃烧周期的预定曲轴角度处对校正完成缸内压Pcyl进行采样，并保持。可是，请注意下面一点，采样电路61的采样对象是积分装置43的输出信号P，与此相对，采样电路81的采样对象是校正完成缸内压Pcyl。这是由于下面所述的控制器84需要把从该控制器84输出的反映了校正项Pcomp_SLD的信号(即，校正完成缸内压Pcyl)作为输入而使用的缘故。
过采样电路82按照与图11所示的过采样电路62相同的方法，对偏移量Poff进行过采样。移动平均电路83按照与图11所示的移动平均电路63相同的方法，对过采样电路82所生成的采样进行移动平均。
控制器84实施移动平均电路83所计算出的移动平均值Pcomp的反馈控制。具体地说，计算Pcomp_SLD，使得移动平均值Pcomp收敛于目标值Pcomp_cmd。目标值Pcomp_cmd在本实施例中为零。Pcomp_SLD作为校正项使用。校正电路85通过把校正项Pcomp_SLD与缸内压信号P相加，计算校正完成缸内压Pcyl。
控制器84使用响应指定型控制作为反馈控制。响应指定型控制是可以指定控制量(这里为移动平均值Pcomp)收敛于目标值的速度的控制。根据响应指定型控制，可以不产生过冲，而以所希望的速度使移动平均值Pcomp收敛于目标值。在该实施例中，使用简易型的滑动模式控制作为响应指定型控制。
图16为控制器84的更详细的方框图。为了实施响应指定型控制，切换函数设定部91设定式(18)所示的切换函数σ。如式(19)所示，Err表示移动平均值Pcomp(k)和目标值Pcomp_cmd之间的偏差。其中，k表示运算周期。
σ(k)＝Err(k)+POLE·Err(k-1)    (18)
Err(k)＝Pcomp(k)-Pcomp_cmd    (19)
POLE是切换函数σ的响应指定参数，规定了移动平均值Pcomp的收敛速度。POLE优选设定为满足-1＜POLE＜0。
切换函数o(k)＝0的式称为等价输入系，规定了移动平均值Pcomp的收敛特性。在σ(k)＝0时，式(19)可以表示成式(20)那样。
Err(k)＝-POLE·Err(k-1)    (20)
这里，参照图17对切换函数进行说明。在纵轴为Err(k)且横轴为Err(k-1)的相位平面上，由线101来表示式(20)。把该线101称为切换线。假设由Err(k-1)和Err(k)的组合构成的状态量(Err(k-1)，Err(k))的初始值由点102表示。响应指定型控制工作为，使点102所表示的状态量处于切换线101上而限制在该切换线101上。
根据响应指定型控制，可通过把状态量102保持在切换线101上，使该状态量不受外部干扰等的影响而极稳定地收敛于相位平面上的原点0。换言之，可通过把状态量(Err(k-1)，Err(k))限制在式(20)所示的没有输入的稳定系，对于外部干扰具有鲁棒性地使偏差Err可靠地收敛于零。
在该实施例中，与切换函数σ相关的相位空间是二维的，所以切换线以直线101表示。在相位空间是三维的情况下，切换线以平面表示，在相位空间是四维以上时，切换线变成超平面。
响应指定参数POLE可以可变地设定。可通过调节响应指定参数POLE，指定偏差Err的收敛速度。
参照图17(b)，标号105、106和107分别表示当响应指定参数POLE为-1、-0.8、-0.5时的偏差Err的收敛速度。随着响应指定参数POLE的绝对值变小，偏差Err的收敛速度加快。
返回到图16，如式(21)所示，趋近率计算部92计算通过切换函数σ的比例项表示的趋近律输入Urch。趋近律输入Urch是用于把状态量置于切换线上的输入。如式(22)所示，适应律计算部93计算通过切换函数σ的累加项表示的适应律输入Uadp。适应律输入Uadp是用于在控制稳态偏差的同时把状态量置于切换线上的输入。Krch和Kadp是反馈增益，分别通过仿真等预先确定。如式(23)所示，加法器94对趋近律输入Urch和适应律输入Uadp进行相加。这样，计算校正项Pcomp_SLD。
Urch(k)＝-Krch·σ(k)    (21)
$\mathrm{Uadp}\left(k\right)=-\mathrm{Kadp}·\underset{i=0}{\overset{k}{\Sigma }}\sigma \left(i\right)---\left(22\right)$
Pcomp_SLD(k)＝Urch(k)+Uadp(k)(23)
如图15所示，把校正项Pcomp_SLD(k)反馈给校正电路85。校正电路85把所接收到的校正项Pcomp_SLD(k)加到下一个周期中所得到的缸内压信号P(k+1)上，计算校正完成缸内压Pcyl(k+1)。基于该校正完成缸内压Pcyl(k+1)，再计算校正项Pcomp_SLD(k+1)，反馈给校正电路85。
参照图18对使用响应指定型控制时的效果进行说明。(a)表示通过采样电路81生成的偏移量Poff和通过移动平均电路83计算的移动平均值Pcomp的波形。在移动平均值Pcomp中如区域111和112所示的那样，在燃烧周期之间产生了不连续性。这是由于针对每个燃烧周期计算偏移量Poff而引起的。即是由于在1个燃烧周期中偏移量Poff固定而引起的。在把由这样的不连续波形表示的移动平均值Pcomp作为校正项来校正缸内压P时，有校正完成缸内压Pcyl的波形中出现不连续性的弊端。这在对校正完成缸内压进行频率分解的处理等中是不理想的。在使用响应指定型控制时，可以解决这样的不连续性。
(b)表示由控制器84计算的校正项Pcomp_SLD。由于通过响应指定型控制来计算校正项Pcomp_SLD，使移动平均值Pcomp逐渐达到目标值，所以校正项Pcomp_SLD成为连续的波形。由于校正项Pcomp_SLD没有不连续性，因此可以避免在缸内压Pcyl的波形中出现不希望的不连续性。
(c)表示用控制器计算出的校正项Pcomp_SLD校正后的缸内压Pcyl。与缸内压信号P相比较得知，校正完成缸内压Pcyl没有偏移成分。
图19表示根据第4实施例的偏移去除装置44的方框图。与图15的偏移去除装置的不同之处是设置有偏移量计算装置122。
采样电路121与图15的采样电路81一样地工作，在燃烧周期的预定曲轴角度处对校正完成缸内压Pcyl进行采样，计算偏移量Poff。
偏移量计算装置122对应于由采样电路121计算出偏移量Poff，执行式(24)而计算绝对偏移量Poff’。
绝对偏移量Poff’＝偏移量Poff-基准值    (24)
如上所述，基准值优选使用按照与采样电路121的采样相同的定时进行采样得到的吸气管压力传感器20(图1)的输出Pb。
过采样电路123按照与图15的过采样电路82相同的方法，对绝对偏移量Poff’进行过采样。移动平均电路124按照与移动平均电路83相同的方法，对通过过采样得到的采样进行移动平均。控制器125按照与控制器84相同的方法，计算用于使移动平均值Pcomp收敛于目标值Pcomp_cmd的校正项Pcomp_SLD。这里，对目标值Pcomp_cmd设定了在吸气行程中采样得到的吸气管压力Pb。校正电路126把由控制器125计算出的校正项Pcomp_SLD加到从积分装置43输出的缸内压P上，计算没有偏移量的校正完成缸内压Pcyl。
接着，参照图20～图25，对根据本发明一个实施例的计算校正完成缸内压Pcyl的处理进行说明。典型地可以通过图7的(a)所示的功能模块来实施该处理。此外，去除偏移的处理基于根据第4实施例的偏移去除装置所实施的处理。可是，如果是本领域人员，会明白：可以对该处理进行修正，以与第1、第2和第3实施例的偏移去除装置对应。
图20表示获得偏移量Poff的采样的处理。该处理在1个燃烧周期中的预定曲轴角度处进行。在步骤S1中，判断由曲轴角传感器17检测出的曲轴角CRK是否达到了预定值Dsample。如果曲轴角CRK达到了预定值Dsample，则在步骤S2中，对校正完成缸内压Pcyl进行采样，作为偏移量而置入Poff(n)中。再获得吸气管压力传感器的检测值Pb。在步骤S3中，从偏移量Poff(n)中减去吸气管压力Pb(n)，计算绝对偏移量Poff’(n)。
图21表示计算校正完成缸内压Pcyl的处理的主程序。按照对缸内压传感器的输出进行采样的频率Fs实施该处理。
在步骤S11中，对缸内压传感器的输出信号dP执行应用高通滤波器的处理(图22)。在步骤S12中，执行对高通滤波器的输出dPH进行积分的处理(图23)，计算缸内压P。
在步骤S13中，如上述的式(15)所示那样，用图20的步骤S3中得到的绝对偏移量Poff’来更新循环缓存。由于按照采样频率Fs执行图21的处理，所以通过步骤S13对绝对偏移量进行了过采样(即，绝对偏移量的采样周期比校正完成缸内压的采样周期短)。在步骤S14中，按照上述的式(16)计算移动平均值Pcomp。在步骤S15中，实施响应指定型控制(图24)，计算校正项Pcomp_SLD。在步骤S16中，把校正项Pcomp_SLD加到步骤S12所计算的缸内压P上，计算校正完成缸内压Pcyl。
图21表示在步骤S11中执行的高通滤波器的处理。在该实施例中，高通滤波器的次数为3。在步骤S21中，更新高通滤波器输入用的循环缓存。具体地说，为了把缸内压传感器的输出的本次值dP(n)存储到缓存dP(k)中，把缓存dP(k-(m-1))的值移动到缓存dP(k-m)，把缓存dP(k-(m-2))的值移动到缓存dP(k-(m-1))，…把缓存dP(k)的值移动到缓存dP(k-1)。
在步骤S22中，按照式(25)执行滤波，计算输出dPH。
dPH(n)＝b0×dP(k)+b1×dP(k-1)+b2×dP(k-2)+b3×dP(k-3)
+a1×dPH(k-1)+a2×dPH(k-2)+a3×dPH(k-3)
(25)
a1、a2和a3是反馈项，b0、b1、b2和b3是前馈项。这些值例如如上述的式(8)那样，根据滤波器的特性而确定。
在步骤S23中，更新高通滤波器输出用的循环缓存。这是由于如式(25)所示那样，在计算高通滤波器的输出时，使用了该高通滤波器的输出的过去值的缘故。循环缓存的更新以与步骤S21相同的方法进行。
图23表示对高通滤波器的输出dPH进行积分的处理。在步骤S31中，如式(26)所示那样，基于采样频率Fs求出采样间隔T。
T＝1/Fs    (26)
在步骤S32和S33中，计算缸内压的积分值P。具体地说，在步骤S32中，将高通滤波器的输出dPH(k)乘以采样间隔T(秒)。在步骤S33中，将每T秒的高通滤波器的输出值dPH(k)加到缸内压的前次值P(k-1)上，计算缸内压的本次值P(k)。
图24表示通过响应指定型控制来计算校正项Pcomp_SLD的处理。
在步骤S51中，把偏差的当前值Err(k)作为前次值Err(k-1)而保存。在步骤S52中，按照上述的式(19)，计算在图21的步骤S14计算出的移动平均值Pcomp(k)和目标值Pcomp_cmd之间的偏差Err(k)。
在步骤S53中，按照上述的式(18)计算切换函数σ。在步骤S54中，按照式(21)计算趋近律输入Urch。在步骤S55中，把切换函数σ(k)加到切换函数的累加值的前次值G(k-1)上，计算切换函数的累加值的本次值G(k)。在步骤S56中，按照上述的式(22)计算适应律输入Uadp。在步骤S57中，按照上述的式(23)计算校正项Pcomp_SLD。
也可以代之以不同于响应指定型控制的控制方法，例如使用逆回递(back-stepping)法或最优控制(optimal control)等，计算校正项Pcomp_SLD。
本发明可以应用于通用的(例如船外发动机等)内燃机中。