转换器装置
阅读：2发布：2020-11-24
专利汇可以提供转换器装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且转换器装置具备将交流电源作为输入来进行全波整流的整流 电路 、使整流电路的 输出 电压 升压的 升压电路 、使升压电路的输出电压平滑并输出到负载的平滑电容器以及控制升压电路的控制部，升压电路具备多个升压部，该多个升压部分别具有电抗器、 开关 元件以及反向阻断 二极管 ，控制部通过使多个升压部中的至少1个开关元件导通一定时间，从而判定升压部的故障的有无。，下面是转换器装置专利的具体信息内容。
1.一种转换器装置，将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力并输出到负载，所述转换器装置的特征在于，具备：
整流电路，将所述交流电源作为输入来进行全波整流；
升压电路，使所述整流电路的输出电压升压；
平滑电容器，使所述升压电路的输出电压平滑并输出到所述负载；以及控制部，控制所述升压电路，
所述升压电路具备多个升压部，该多个升压部分别具有电抗器、开关元件以及反向阻断二极管，
所述控制部通过使所述多个升压部中的至少1个所述开关元件导通一定时间，从而判定所述升压部的故障的有无。
2.根据权利要求1所述的转换器装置，其特征在于，
所述控制部比较在使所述多个升压部中的至少1个所述开关元件导通一定时间时流过的母线电流的检测值和故障判定用的阈值，判定所述升压部的故障的有无。
3.根据权利要求1或者2所述的转换器装置，其特征在于，
所述转换器装置具备检测所述交流电源的电压的相位的相位检测部，
所述控制部在所述交流电源的电压的相位达到一定值时使所述开关元件导通。
4.根据权利要求1或者2所述的转换器装置，其特征在于，
所述转换器装置具备检测所述交流电源的电压的瞬时值的电源电压检测部，所述控制部在所述电源电压的瞬时值达到一定值时使所述开关元件导通。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，
所述转换器装置具备检测流入到所述整流电路的电流的母线电流检测器，所述控制部对由所述母线电流检测器检测到的母线电流信息，在所述升压部的故障的检测时进行设定为第1时间常数的低通滤波器处理或者不进行所述低通滤波器处理，在功率因数调整控制时进行设定为比所述第1时间常数大的第2时间常数的低通滤波器处理。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，
所述转换器装置代替所述反向阻断二极管而使用作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET，
所述控制部进行在使所述开关元件导通的期间使所述MOSFET截止、在使所述开关元件截止的期间使所述MOSFET导通的同步整流。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，
所述转换器装置代替所述反向阻断二极管而使用作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET，
所述转换器装置具备检测施加到所述平滑电容器的电压的母线电压检测器，所述控制部使所述多个升压部中的至少1个所述开关元件以及所述MOSFET同时导通，比较在所述导通的前后由所述母线电压检测器检测到的母线电压之差，从而判定所述升压部的故障的有无。
8.根据权利要求1至6中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，
所述转换器装置不使用所述反向阻断二极管，而使用作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET，
所述转换器装置具备测量在所述多个升压部中的所述开关元件中流过的电流的合计值的电流检测器，
所述控制部使所述多个升压部中的至少1个所述开关元件以及所述MOSFET同时导通，比较在所述导通时由所述电流检测器检测到的电流和故障判定用的阈值，从而判定所述升压部的故障的有无。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，
所述控制部在检测到所述多个升压部中的至少1个所述升压部的故障时，禁止功率因数调整控制以及负载的上升。
10.根据权利要求1至9中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，当在m个并联连接的所述多个升压部之中检测到n个发生了故障的升压部的情况下，允许功率因数改善动作，但将所述负载的上升限制至所述负载的额定的(m－n)/m倍，其中，将所述m以及所述n分别设为1以上的整数，设为所述n≤所述m。
11.根据权利要求1至10中的任意一项所述的转换器装置，其特征在于，所述负载为空气调节机。
转换器装置
技术领域
背景技术
[0002] 以往以来，为了在将交流电力变换为直流电力的转换器装置中改善输入电流的功率因数以及提升输出电压，提出了使用包括电抗器、反向阻断二极管以及开关元件的升压电路即所谓的功率因数调整电路。在专利文献1中，作为该电路的应用，提出了所谓的交织方式的功率因数调整电路。即，专利文献1所公开的功率因数调整电路为如下电路：将包括电抗器、反向阻断二极管以及开关元件的升压部并联地连接多个来使电流路径分支，另外，进行使各个升压部的开关元件按顺序进行开关的控制，从而能够抑制高次谐波电流。
[0003] 现有技术文献
[0004] 专利文献
[0005] 专利文献1：日本特开2007-195282号公报
发明内容
[0006] 当在专利文献1所示的以往的交织方式的功率因数调整电路中采用了仅检测母线电流作为电流信息来进行控制的单分路(one-shunt)方式的情况下，无法检测分流后的各个电流，只知晓作为其合计的母线电流，所以即使当在并联连接的升压部之中存在因电抗器的连接端子的脱落或者开关元件的开路故障而不导通的升压部的情况下，也无法确定该升压部。另外，在存在不导通的升压部的情况下，流向其它升压部的电流比原本设想的电流增加，所以有可能会在高负荷动作过程中发生开关元件以及二极管的过热故障。
[0007] 本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够防止电路元件的热损坏的转换器装置。
[0008] 为了解决上述课题，达到目的，本发明提供一种转换器装置，将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力并输出到负载，所述转换器装置的特征在于，具备：整流电路，将交流电源作为输入而进行全波整流；升压电路，使整流电路的输出电压升压；平滑电容器，使升压电路的输出电压平滑并输出到负载；以及控制部，控制升压电路，升压电路具备多个升压部，该多个升压部分别具有电抗器、开关元件以及反向阻断二极管，控制部通过使多个升压部内的至少1个开关元件导通一定时间，从而判定升压部的故障的有无。
[0010] 图1是本发明的实施方式1的转换器装置的结构图。
[0011] 图2是用于说明本发明的实施方式1的转换器装置中的故障检测时的动作的第1图。
[0012] 图3是用于说明本发明的实施方式1的转换器装置中的故障检测时的动作的第2图。
[0013] 图4是用于说明在本发明的实施方式2的转换器装置中使用电源相位来进行故障检测的控制的优点的图。
[0014] 图5是用于说明在本发明的实施方式2的转换器装置中使用了电源相位的故障检测动作的图。
[0015] 图6是本发明的实施方式3的转换器装置的结构图。
[0016] 图7是示出在功率因数调整控制中的母线电流检测器中流过的母线电流和作为目标的母线电流的图。
[0017] 图8是本发明的实施方式4的转换器装置的结构图。
[0018] 图9是用于说明本发明的实施方式4的转换器装置中的MOSFET的故障检测动作的图。
[0019] 图10是本发明的实施方式5的转换器装置的结构图。
[0020] (附图标记说明)
[0021] 1、2、3：升压部；10：母线电压检测电路；11、12：分压电阻；20：负载；30：电压过零点检测器；40：控制部；50、50A：升压电路；100、100－3、100－4、100－5：转换器装置；AC：交流电源；C1：平滑电容器；D1、D2、D3：反向阻断二极管；DB1：二极管桥；d1、d2、d3、d4：二极管；L1、L2、L3：电抗器；N：负极侧直流母线；P：正极侧直流母线；SH1：母线电流检测器；SH2：电流检测器；SR1、SR2、SR3：晶体管；SW1、SW2、SW3：开关元件。
具体实施方式
[0022] 以下，根据附图详细地说明本发明的实施方式的转换器装置。此外，本发明并不被该实施方式限定。
[0023] 实施方式1.
[0024] 图1是本发明的实施方式1的转换器装置的结构图。实施方式1的转换器装置100具备交织方式的功率因数调整电路，该功率因数调整电路是如下电路：具备多个作为电抗器、开关元件以及反向阻断二极管的组的升压部，进行使各个升压部的开关元件按顺序进行开关的控制，从而能够抑制高次谐波电流。在图1中，例示出并联地连接有3个升压部1、2、3的3级交织电路，但应用于转换器装置100的交织电路并不限定于3级交织电路，也可以为2级以上的级数的交织电路。
[0025] 图1所示的转换器装置100具备：将单相的交流电源AC作为输入而进行全波整流的整流电路即二极管桥DB1、使二极管桥DB1的输出电压升压的升压电路50、使升压电路50的输出电压平滑并输出到负载20的平滑电容器C1、母线电压检测电路10、母线电流检测器SH1、电压过零点检测器30以及控制升压电路50的控制部40。作为负载20，能够例示空气调节机。
[0026] 图1所示的二极管桥DB1为组合4个二极管d1、d2、d3、d4而构成的全波整流电路，但二极管桥DB1的结构并不限定于此，也可以组合作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor－Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)而构成。
[0027] 升压电路50具备：具有电抗器L1、开关元件SW1以及反向阻断二极管D1的升压部1、具有电抗器L2、开关元件SW2以及反向阻断二极管D2的升压部2以及具有电抗器L3、开关元件SW3以及反向阻断二极管D3的升压部3。
[0028] 二极管桥DB1与交流电源AC连接，电抗器L1的一端与二极管桥DB1的正侧端连接。电抗器L1的另一端连接于开关元件SW1与反向阻断二极管D1的阳极侧的连接端。反向阻断二极管D1的阴极侧与平滑电容器C1的正侧端连接。由这样连接的电抗器L1、开关元件SW1以及反向阻断二极管D1构成升压部1。
[0029] 电抗器L2的一端与二极管桥DB1的正侧连接，电抗器L2的另一端连接于开关元件SW2与反向阻断二极管D2的阳极侧的连接端，反向阻断二极管D2的阴极侧与平滑电容器C1的正侧端连接。由这样连接的电抗器L2、开关元件SW2以及反向阻断二极管D2构成升压部2。
[0030] 电抗器L3的一端与二极管桥DB1的正侧连接，电抗器L3的另一端连接于开关元件SW3与反向阻断二极管D3的阳极侧的连接端，反向阻断二极管D3的阴极侧与平滑电容器C1的正侧端连接。由这样连接的电抗器L3、开关元件SW3以及反向阻断二极管D3构成升压部3。
[0031] 3个开关元件SW1、SW2、SW3各自的未与电抗器L1、L2、L3连接的一侧的端部连接于平滑电容器C1的负侧端和母线电流检测器SH1的一端。母线电流检测器SH1的另一端与二极管桥DB1的负侧端连接。
[0032] 平滑电容器C1的正侧端与正极侧直流母线P连接，平滑电容器C1的负侧端与负极侧直流母线N连接。负载20与平滑电容器C1的两端连接。
[0033] 母线电压检测电路10具有分压电阻11以及分压电阻12，由分压电阻11以及分压电阻12构成串联电路的一端与正极侧直流母线P连接，该串联电路的另一端与负极侧直流母线N连接。分压电阻11、12对平滑电容器C1的充电电压进行分压，限制为能够由控制部40检测的电压范围。
[0034] 作为相位检测部的电压过零点检测器30检测交流电源AC的过零点，对控制部40输出与检测到的过零点有关的信息。母线电流检测器SH1检测在二极管桥DB1与负载20之间流过的电流即母线电流，对控制部40输出检测到的母线电流信息。
[0035] 控制部40根据从电压过零点检测器30、母线电流检测器SH1以及母线电压检测电路10输出的信息，输出用于驱动开关元件SW1、SW2、SW3的PWM信号来进行导通截止控制。由此，实现功率因数调整控制。此外，既可以对控制部40输入除了这些以外的其它信息，也可以在功率因数调整控制中使用其它信息。
[0036] 本实施方式的控制部40在开始功率因数调整控制之前且在负载20极小的时候进行升压部1、2、3各自的故障检测。此外，在使各开关元件SW1、SW2、SW3导通之前，负载20极小，所以母线电流几乎不流过。另外，以下，有时将升压部1、2、3各自的故障检测简称为“故障检测”。
[0037] 接下来，使用图2、3具体地说明控制部40中的故障检测的动作。
[0038] 图2是用于说明本发明的实施方式1的转换器装置中的故障检测时的动作的第1图。在图2中，示出用于分别驱动开关元件SW1、SW2、SW3的PWM信号的波形，在图2中，将对开关元件SW1、2、3分别进行导通截止控制的PWM信号设为SW1输出、SW2输出、SW3输出。另外，在图2中，示出在SW1输出时检测到的母线电流的波形、在SW2输出时检测到的母线电流的波形以及在SW3输出时检测到的母线电流的波形。另外，在图2中用虚线示出判定升压部1、2、3的故障的有无的故障判定用的阈值。
[0039] 在故障检测时，控制部40首先使开关元件SW1导通一定时间。当使开关元件SW1导通时，形成图1所示的交流电源AC、二极管桥DB1、电抗器L1、开关元件SW1、母线电流检测器SH1、二极管桥DB1以及交流电源AC所形成的电流路径，流出母线电流。
[0040] 接下来，在经过一定时间之后使开关元件SW1截止，由母线电流检测器SH1检测紧接着其之前的母线电流。此时检测到的电流是在上述电流路径上的升压部1中流过的电流。此外，由于在电流路径中有电抗器L1且电感大，所以即使使开关元件SW1截止，由于开关元件SW1的导通而产生的电流也不会立即变成零。因而，在使开关元件SW1截止之后，等待片刻以使母线电流变得极小。之后使开关元件SW2导通，与开关元件SW1时同样地进行电流检测，检测在升压部2中流过的电流。另外，在留出时间以使母线电流变得极小之后使开关元件SW3导通，同样地检测在升压部3中流过的电流。
[0041] 当在各个升压部1、2、3中流过的母线电流的值为故障判定用的阈值以上的情况下，判定为该升压部正常，如果所有的升压部1、2、3正常，则控制部40判定为正常。
[0042] 图3是用于说明本发明的实施方式1的转换器装置中的故障检测时的动作的第2图。在图3中，与图2同样地示出SW1、2、3的输出以及在SW1、2、3输出时检测到的母线电流的波形。与图2的区别点在于在升压部2中存在异常，所以即使使开关元件SW2导通，母线电流的值也小于阈值。这样检测到小于阈值的母线电流的控制部40判定为升压部2发生故障。
[0043] 此外，在图2、3中，用于判定故障有无的开关次数在各个升压部1、2、3中为1次，但也可以为多次。即，也可以对开关元件SW1、SW2、SW3的每一个开关元件输出多次PWM信号，使各个开关元件SW1、SW2、SW3开关多次来判定有无故障。在使各个开关元件SW1、SW2、SW3开关多次的情况下，例如考虑在[为阈值以上的次数]/[进行了开关的次数]超过1/2时判定为正常的所谓的多数决定的方式。另外，在图2、3中，按照开关元件SW1、开关元件SW2以及开关元件SW3的顺序进行开关，但各个开关元件SW1、SW2、SW3的开关的顺序也可以为任意的顺序。
[0044] 控制部40在判定为所有的升压部1、2、3正常的情况下，转移到电路的功率因数调整控制，允许负载20上升。当在升压部1、2、3之中存在有异常的升压部的情况下，控制部40作为异常状态而不允许功率因数调整控制以及负载20上升。另外，控制部40也可以构成为在升压部1、2、3中的1个升压部发生故障的情况下，将负载20的额定电流设为2/3，在该范围内允许负载20上升以及功率因数调整控制而动作。另外，控制部40也可以构成为在升压部1、2、3中的两个升压部发生故障的情况下，在负载20的额定电流的1/3的范围内允许负载20上升以及功率因数调整控制而使动作继续。另外控制部40也可以构成为在升压部1、2、3全部发生故障时，作为异常状态而禁止功率因数调整控制以及负载20上升。这些动作都能够防止在电路元件中流过设想以上的电流而导致过热故障。
[0045] 实施方式2.
[0046] 在实施方式2中，说明将电源相位用于故障检测的控制的转换器装置100的结构例。实施方式2的转换器装置100使用与图1所示的转换器装置100同样的电路。实施方式1与实施方式2的区别点在于控制部40中的故障检测的方法。
[0047] 首先，说明将电源相位用于故障检测的控制的优点。在故障检测时由于开关元件的导通而流过的电流的大小由电源电压的振幅、开关元件导通的定时处的电源电压的相位、电抗器的电感以及使开关元件导通的时间决定。在此，电源电压的振幅以及电抗器的电感为确定的值，导通的时间也为事先设定的值。但是，在实施方式1的方法中，未确定电源电压的相位。
[0048] 在此，图4是用于说明在本发明的实施方式2的转换器装置中使用电源相位来进行故障检测的控制的优点的图。在图4中示出电源电压的振幅、SW输出以及母线电流。如图4所示，即使电源电压的振幅、电抗器的电感以及导通时间相同，当在电源相位接近0度或者180度时导通时，电源电压小，所以母线电流的增加慢，流过的电流变小，另一方面，当在电源相位接近90度或者270度时导通时，电源电压大，所以电流的增加快，流过的电流变大。因而，在实施方式1中，即使在电源相位为0度或者180度的附近导通，也需要长的导通时间以流过大幅超过阈值的母线电流，另一方面，即使在电源相位为90度或者270度的附近导通，也需要将导通期间缩短到不因过大的电流而发生元件损坏的程度，难以进行阈值与导通时间的设定。因而，通过检测电源相位，指定导通的电源相位，能够事先推测流过的母线电流的大小，阈值以及导通期间的适当的设定变容易。
[0049] 图5是用于说明在本发明的实施方式2的转换器装置中使用了电源相位的故障检测动作的图。在图5中，示出电源电压、电源相位、SW1、2、3各自的输出以及在SW1、2、3输出时检测到的母线电流的波形。利用电压过零点检测器30，可知电源相位为0度以及360度的定时。因而，控制部40在被输入从电压过零点检测器30输出的过零点信号的定时进行动作以重启控制部40内的定时器，另外同样地由定时器测量被输入过零点信号的间隔。由此，控制部40能够根据[当前的定时器的计数器值]/[过零点信号的间隔的定时器值]×360来计算当前的电源相位(度)。在故障检测时，利用该手法来测量电源相位，在电源相位达到一定值的定时使开关元件导通，在经过一定时间之后的截止的定时检测电流。控制部40对3个升压部1、2、3的每一个升压部实施该动作。由此，能够消除在故障检测时流过过大的电流的危险性，另外能够消除即使是正常的相也仅流过小于阈值的电流而无法检测故障的可能性。
[0050] 此外，也可以不使用测量电源相位来以特定的电源相位使开关元件导通的方法，而使用如下方法：转换器装置100具备检测电源电压的瞬时值的未图示的电源电压检测器，在由电源电压检测器检测到的电源电压的瞬时值达到一定值时，控制部40使开关元件导通。在这样构成的情况下，也能够得到与使用电源相位的情况相同的效果。
[0051] 实施方式3.
[0052] 图6是本发明的实施方式3的转换器装置的结构图。实施方式1的转换器装置100与实施方式3的转换器装置100－3的区别点如下。故障检测的方法与实施方式2相同。
[0053] (1)在实施方式3的交织方式的功率因数调整电路中，作为由母线电流检测器SH1检测到的模拟信号的母线电流信息向控制部40的输入路径被分离为故障检测用和功率因数改善控制用。
[0055] (3)在功率因数调整控制的路径中，时间常数大的低通滤波器电路插入于传递模拟信号的路径。
[0056] (4)对由母线电流检测器SH1检测的母线电流信息，在升压部1、2、3的故障的检测时进行设定为第1时间常数的低通滤波器处理或者不进行该低通滤波器处理，在功率因数调整控制时进行设定为比第1时间常数大的第2时间常数的低通滤波器处理。
[0057] 说明使母线电流信息的路径分离的优点。首先，使用图7，说明在功率因数调整控制中的母线电流检测器SH1中流过的母线电流。图7是示出在功率因数调整控制中的母线电流检测器中流过的母线电流和作为目标的母线电流的图。在图7中，虚线为作为目标的母线电流的波形，其形状为正弦波状。实线为在母线电流检测器中实际地流过的母线电流的波形。通过开关元件的导通截止的反复而使电流波形成为正弦波状，所以开关元件的导通截止频率的三角波必然重叠于母线电流。开关元件的导通截止频率被称为载波频率。
[0058] 最好在功率因数调整控制时去除母线电流的载波分量。因而，在功率因数调整控制用的电流检测中，将时间常数大的低通滤波器安装于模拟信号的路径。
[0059] 另一方面，在故障检测时，在以短时间使电流值增大之后使开关元件截止，所以电流波形成为三角波状，当存在时间常数大的低通滤波器时，无法准确地检测电流值。因而，设为如下结构：在故障检测时对模拟信号的路径连接时间常数极小的低通滤波器或者不连接滤波器。
[0060] 根据实施方式3的结构，能够使故障检测以及功率因数调整控制这双方以精度高的状态同时成立。
[0061] 此外，也可以当在控制部40内将作为模拟信号的母线电流信息变换为数字信号来进行处理的情况下，将低通滤波器实现为控制部40内的数字滤波器，在故障检测时无数字滤波器地进行控制，在功率因数调整控制时，有数字滤波器控制地进行控制，从而不使路径分离地实现。
[0062] 实施方式4.
[0063] 图8是本发明的实施方式4的转换器装置的结构图。在图8中，示出在交织方式的功率因数调整电路中采用同步整流的情况下的电路的结构例。实施方式1的转换器装置100与实施方式4的转换器装置100－4的区别点如下。
[0064] (1)实施方式4的转换器装置100－4不具有升压电路50而具有升压电路50A。
[0065] (2)升压部1不具有实施方式1的反向阻断二极管D1而具有作为MOSFET的晶体管SR1。
[0066] (3)升压部2不具有实施方式1的反向阻断二极管D2而具有作为MOSFET的晶体管SR2。
[0067] (4)升压部3不具有实施方式1的反向阻断二极管D3而具有作为MOSFET的晶体管SR3。
[0068] (5)利用从控制部40输出的栅极驱动信号控制晶体管SR1、SR2、SR3，晶体管SR1在开关元件SW1为截止的期间导通，在开关元件SW1为导通的期间截止，晶体管SR2在开关元件SW2为截止的期间导通，在开关元件SW2为导通的期间截止，晶体管SR3在开关元件SW3为截止的期间导通，在开关元件SW3为导通的期间截止。由此，能够实现同步整流，减少电损耗。
[0069] 在实施方式4的同步整流型交织电路中也能够通过实施方式1、2、3的控制来进行各升压部1、2、3的开关元件以及电抗器的故障检测。另一方面，需要通过其它方法来检测MOSFET的故障的有无。
[0070] 图9是用于说明本发明的实施方式4的转换器装置中的MOSFET的故障检测动作的图。在图9中示出作为图8所示的电路的一部分的晶体管SR1、开关元件SW1以及平滑电容器C1，另外，用虚线示出在晶体管SR1、开关元件SW1以及平滑电容器C1中流过的电流的路径。
[0071] 例如，在检测升压部1的情况下，控制部40使开关元件SW1和晶体管SR1在短期间同时导通。导通时间设为元件不会因过电流而发生故障的程度。此时，在平滑电容器C1的正侧、晶体管SR1、开关元件SW1以及平滑电容器C1的负侧的路径中流过电流，电荷从平滑电容器C1释放，平滑电容器C1的两端的母线电压下降。
[0072] 控制部40在使开关元件SW1以及晶体管SR1同时导通的前后检测母线电压，如果在前后检测到的母线电压的差为阈值以上，则判定为晶体管SR1正常。另一方面，当在前后检测到的母线电压的差小于阈值的情况下，控制部40判定为未形成前述路径，将晶体管SR1当作异常。
[0073] 与升压部1的检测同样地，控制部40通过使开关元件SW2以及晶体管SR2同时导通，进行晶体管SR2的故障检测，通过使开关元件SW3以及晶体管SR3同时导通，进行晶体管SR3的故障检测。检测到故障的情况下的动作与实施方式1相同。基于以上，能够检测MOSFET的故障的有无。
[0074] 此外，当由于在1次开关中电压不大幅下降而使SR以及SW同时导通之前和之后的母线电压的差小，所以难以进行判定的情况下，控制部40也可以控制成通过进行多次开关使电压更加下降来使母线电压的差变大。
[0075] 实施方式5.
[0076] 图10是本发明的实施方式5的转换器装置的结构图。实施方式5的转换器装置100－5与实施方式4同样地具有同步整流型的交织电路。实施方式4的转换器装置100－4与实施方式5的转换器装置100－5的区别点如下。
[0077] (1)转换器装置100－5如图10所示具有配置于开关元件SW1、SW2、SW3各自的连接端与负极侧直流母线N之间的电流检测器SH2。
[0078] (2)电流检测器SH2测量在多个升压部1、2、3内的开关元件SW1、SW2、SW3中流过的电流的合计值。
[0079] (3)控制部40使用由电流检测器SH2检测到的电流值来检测晶体管SR1、SR2、SR3的故障。
[0080] 例如，当在升压部1中在使开关元件SW1以及晶体管SR1同时导通时由电流检测器SH2检测到的电流为阈值以上的情况下，控制部40判定为晶体管SR1正常，在由电流检测器SH2检测到的电流小于阈值的情况下，控制部40判定为晶体管SR1异常。升压部2以及升压部3中的判定也相同。基于以上，能够检测晶体管SR1、SR2、SR3的故障的有无。
[0081] 此外，电流检测器SH2为仅用于保护功能的电流检测器，所以精度也可以比母线电流检测器SH1低，能够抑制成本。
[0082] 另外，实施方式1至5的控制部40也可以构成为在检测到多个升压部1、2、3中的至少1个升压部的故障时，禁止功率因数调整控制以及负载20上升。通过该动作，能够防止在电路元件中流过设想以上的电流而导致过热故障。
[0083] 另外，实施方式1至5的控制部40当在m个并联连接的多个升压部1、2、3之中检测到n个发生故障的升压部的情况下，允许功率因数改善动作，但也可以构成为将负载的上升限制至负载的额定的(m－n)/m倍。其中，m以及n分别设为1以上的整数，设为n≤m。通过该动作，能够防止在电路元件中流过设想以上的电流而导致过热故障。
[0084] 以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。
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