Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Übertragung von Sprache nach dem Kanalvocoderprinzip, bei dem sendeseitig in einem Vocoderanalysator vom zu übertragenden Sprachsignal f^füllkurvenwerte für eine durch eine Filterbank vorgegebene Anzahl von sich durch Frequenzlage und -breite unterscheidenden M Spektralkanälen sowie gegebenenfalls zusätzliche sprachspezifische Parameter, wie Sprachgrundfrequenz und Stimmcharakteristikum abgeleitet und in geeigneter Weise zu einem digitalen Summensignal zusammengefaßt im Rhythmus aufeinander folgender je ein Analyseintervall umfassenden Rahmen zur Empfangsseite übertragen werden, bei dem ferner das digitale Summensignal empfangsseitig wiederum auf die einzelnen M Spektralkanäle und gegebenenfalls auf die den zusätzlichen sprachspezifischen Paramatern zugeordneten Kanäle aufgeteilt wird und diese Kanalsignale anschließend dem empfangsseitigen Vocodersynthetisator zugeführt werden, der seinerseits eine dem sendeseitigen Vocoderanalysator entsprechende Filterbank sowie einen Pulsgenerator aufweist und ausgangsseitig das generierte synthetische Sprachsignal abgibt.

Kanalvocoder-Übertragungsverfahren sind beispielsweise durch die Literatur IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Vol. AU-15, Nr. 4, Dez. 1967, Seiten 148 bis 161 bekannt. In der Regel wird bei solchen Kanalvocodern im Analyseteil und im Syntheseteil von der gleichen Filterbank Gebrauch gemacht. Bei Sprach- übertragung im Halbduplex ergibt sich hierdurch ein günstiger Aufwand, weil die Filterbank jeweils umgeschaltet werden kann und so nur einmal je Gerät vorhanden zu sein braucht.

Der im Zuge der fortschreitenden integrierten Technik sich mehr und mehr vollziehende Übergang von analogen Schaltungen auf digitale Schaltungen führt auch dazu, Kanalvocoder ausschließlich in digitaler-Technik zu realisieren. Wie beispielsweise die Literaturstelle IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol. ASSP-29, Nr. 1 Febr. 1981, Seiten 13 bis 23, insbesondere Seite 16, rechte Spalte, erster Absatz ausweist, werden für die Realisierung der Filterbank in digitaler Ausführung IIR-Filter und FIR-Filter erwähnt. Der Aufwand für derartige Filter ist jedoch erheblich. Dies gilt insbesondere für das nicht rekursive Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter), weil dieses hierfür von hoher Ordnungszahl sein muß. Die digitalen rekursiven Filter mit unendlicher Impulsantwort (IIR-Filter) lassen sich zwar für den genannten Zweck mit wesentlich niedrigerer Ordnungszahl verwirklichen, haben jedoch nicht die günstigen Eigenschaften der FIR-Filter.

Als digitale Filter können auch sogenannte "Switched capasitor-Filter" Verwendung finden, die in integrierter Ausführungsform zur Verfügung stehen und mit einem kleinen Einbauvolumen auskommen. Solche Filter haben jedoch wie alle Abtastfilter den Nachteil, daß sich ihre Übertragungsfunktion im Frequenzbereich periodisch wiederholt. Mit anderen Worten darf hier das Eingangssignal für ein solches Filter keine spektralen Anteile oberhalb der halben Abtastfrequenz besitzen. Wie die Praxis zeigt, muß hier die obere Bandgrenze des Eingangssignals noch einen größeren Abstand von der halben Abtastfrequenz aufweisen, wenn Störungen vermieden werden sollen. Hinsichtlich des Analyseteils ergeben sich hierdurch keine Probleme, da dieser Abstand mit einfachen Mitteln sicher eingehalten werden kann. Im Syntheseteil dagegen ist diese Forderung nicht ohne erheblichen Zusatzaufwand infolge der impulsförmigen Anregungsfunktion zu gewährleisten. Hier müssen mit anderen Worten erhebliche analoge Siebmittel aufgewendet werden, um störende Effekte in Form eines zwitschernden Hintergrundgeräusches in ausreichendem Maß zu unterdrücken.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für das Syntheseteil eines in digitaler Technik ausgeführten Kanalvocoders eine Lösung für eine digitale Filterbank aufzuzeigen, die bei relativ geringem technischen Aufwand eine optimale Sprachqualität der generierten synthetischen Sprache gewährleisten kann.

Ausgehend von einer Anordnung zur Übertragung von Sprache nach dem Kanalvocoderprinzip der einleitend geschilderten Art wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die in digitaler Technik gestaltete Filterbank aus nicht rekursiven zeitvarianten Filtern mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter) bestehen, daß ferner der Filterbank eingangsseitig die Anregungsgröße des Pulsgenerators mit konstanter Pulsamplitude zugeführt ist und daß die Zeitvarianz des Verstärkungsfaktors der Filterbank durch Multiplikation der Filterbankkoeffizienten mit den im Rhythmus aufeinander folgender Rahmen übertragenen Hüllkurvenwerten in Multiplizierern herbeigeführt ist.

Bei der Erfindung wird von der wesentlichen Erkenntnis ausgegangen, daß es für die Impulsantwort eines FIR-Filters auf das gleiche hinausläuft, ob die seinem Eingang zugeführte Impulsfolge mit den übertragenen Hüllkurvenwerten gewichtet ist oder aber die Gewichtung über eine Multiplikation der Filterkoeffizienten mit den übertragenen Hüllkurvenwerten erfolgt. Die erfindungsgemäße Ausbildung der Filterbank als zeitvariante Filterbank, der eingangsseitig die Anregungsgröße des Pulsgenerators mit konstanter Amplitude zugeführt wird-, vermindert in außerordentlich vorteilhafter Weise die im Syntheseteil durchzuführenden Multiplikationen und damit den Filteraufwand.

Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform weisen die FIR-Filter, denen eingangsseitig die Anregungsgröße zugeführt ist, jeweils eine Kettenschaltung von N-1 gleichen Verzögerungsstufen mit maximal N Abgriffen auf. Jedes FIR-Filter hat eine den Abgriffen entsprechende Anzahl von Schaltern, deren Steuereingänge mit den Abgriffen verbunden sind. Jeder Schalter verbindet dabei den Ausgang eines Multiplizierers mit dem Filterausgang. Die einen Eingänge der Multiplizierer bilden gemeinsam den Eingang für den zugeordneten übertragenen Hüllkurvenwert und an jedem der anderen Eingänge der Multiplizierer steht ein Filterkoeffizient an, die in ihrer Gesamtheit die Filterantwort festlegen.

Bei einer zweiten bevorzugten Anordnung ist die Filterbank ein FIR-Summenfilter, das eine Kettenschaltung von N-1 gleichen Verzögerungsstufen mit maximal N Abgriffen aufweist und eine den Abgriffen entsprechende Zahl von-Schaltern hat, deren Steuereingänge mit den Abgriffen verbunden sind. Hierbei verbindet jeder Schalter den Ausgang einer Multiplizierer-Summierschaltung mit dem Filterausgang, die die Produktbildung der Einzelfilterkoeffizienten mit den zugehörigen übertragenen Hüllkurvenwerten ausführt und die Produktsumme bildet.

Die üblicherweise aus Gründen der Redundanzreduktion ausschließlich in Potenzen von zwei übertragenen Hüllkurvenwerte geben die Möglichkeit, ihre Multiplikation mit den Filterkoeffizienten jeweils in einem Schiebewerk auszuführen, was eine weitere erhebliche Aufwandsminderung mit sich bringt.

In Weiterbildung der Erfindung kann die den FIR-Filtern bzw. dem FIR-Summenfilter zugeführte Anregungsgröße unter Verzicht auf eine Stimmlos-Stimmhaft-Umschaltung eine von einem Pulsgenerator periodisch erzeugte und vom übertragenen Sprachgrundfrequenzwert in ihrer Folgefrequenz steuerbare Pulsfolge sein. In diesem Zusammenhang sind die Filterkoeffizienten derart bemessen, daß hierdurch eine optimale Sprachqualität der synthetisierten Sprache gewährleistet ist.

Eine erste derartige bevorzugte Bemessung kann darin bestehen, daß die Filterkoeffizienten der FIR-Filter bzw. der Filterbereiche des FIR-Summenfilters mit Mittenfrequenzen < 2 kHz für Impulsantworten und diejenigen der FIR-Filter bzw. der Filterbereiche des Summenfilters mit Mittenfrequenzen > 2 kHz für Rauschantworten bemessen sind.

Eine weitere bevorzugte Bemessung kann darin bestehen, daß sämtliche Filterkoeffizienten der FIR-Filter bzw. des FIR-Summenfilters für Rauschantworten bemessen sind.

Anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeuten

• Fig. 1 das Blockschaltbild des Syntheseteils eines üblichen Kanalvocoders,
• Fig. 2 das Fig. 1 entsprechende Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Syntheseteils,
• Fig. 3 das Blockschaltbild eines digitalen Bandfilters des Synteseteils nach Fig. 2,
• Fig. 4 ein weiteres Syntheseteil mit einem digitalen Summenfil-ter nach der Erfindung,
• Fig. 5 eine weitere Ausführungsform eines Syntheseteils nach der Erfindung in schematischer Darstellung.

Die innerhalb eines Analyseintervalls auf der Sendeseite zu einem Zeitmultiplexrahmen zusammengefaßten Hüllkurvenwerte Ai sowie der Grundfrequenzinformation No und dem Stimmhaft-Stimmlos-Kriterium Sc werden auf der Empfangsseite im Demultiplexer DEMUX, dem eingangsseitig das Summensignal ss zugeführt wird, zunächst wieder in die einzelnen Kanäle, nämlich die M Spektralkanäle für die M Hüllkurvenwerte A1, A2 ... AM sowie den Kanal für das Stimmhaft-Stimmlos-Kriterium Sc und den Kanal für die Grundfrequenzinformation No aufgeteilt.

Das eigentliche Syntheseteil ST weist die Filterbank mit den Bandpässen B1, B2 ... BM auf, denen die Hüllkurvenwerte jeweils über einen Modulator M1, M2 ... MM zugeführt werden. Dem jeweils zweiten Eingang der Modulatoren wird in Abhängigkeit des Stimmhaft-Stiminlos-Kriteriums S über den Umschalter U entweder die Anregungsgröße x(n) in Form der vom Pulsgenerator PB erzeugten periodischen Pulsfolge oder aber in Form der von einem Zufallsimpulsgenerator PNG erzeugten Pseudozufallsimpulsfolge zugeführt. Die an den Modulatorausgängen abgegebenen, durch die Hüllkurvenwerte A1, A2 ... AM gewichteten Impulse des Pulsgenerators PG bzw. des Zufallsimpulsgenerators PNG werden über die Bandfilter B1, B2 ... BM hinweggeführt. Die Filterantworten Y1(n), Y2(n) ... YM(n) werden anschließend über den Summierer SU zum synthetisierten Sprachsignal y(n) am Ausgang des Syntheseteils ST zusammengefaßt.

Für die Ausführung der Bandfilter B1, B2 ... BM als FIR-Filter ergibt sich für das Ausgangssignal y(n) unter Berücksichtigung der in Fig. 1 ebenfalls angeschriebenen Filterkoeffizienten h1(k), h2(k) ... hM(k) für diese Bandfilter die Beziehung

Dabei ist davon ausgegangen, daß jedes der ein FIR-Filter darstellenden Bandfilter B1, B2 ... BM N Abgriffe aufweist und aus N-1 gleichen Verzögerungsgliedem mit der Verzögerungszeit die gleich des mittleren Zeitabstands zweier aufeinander folgender Impulse gewählt ist. Der Ausdruck in Gleichung (1) hinter dem ersten Summenzeichen stellt die jeweilige Filterantwort yi(n) dar, so daß sich die Gleichung (1) auch schreiben läßt

Wie die Gleichung (1) erkennen läßt, ergibt sich für das Ausgangssignal y(n) das gleiche Ergebnis, wenn anstelle einer Gewichtung der vom Pulsgenerator DG bzw. vom Zufallsimpulsgenerator PNG gelieferten Anregungsgröße x(n) mit den Hüllkurvenwerten Ai die Filterkoeffizienten hi(k) mit den Hüllkurvenwerten Ai multipliziert werden. Die Gleichung (1) für das Ausgangssignal des Syntheseteils y(n) kann deshalb wie folgt umgeschrieben werden.

Setzt man für das Produkt Ai . hi (k) = gi (k), so ergibt sich

Der Ausdruck hinter dem ersten Summenzeichen stellt wiederum die Ausgangsfunktion yi(n) eines Einzelfilters dar, so daß auch hier gilt

Das die Gleichungen (3) bis (5) realisierende, mit FIR-Filtern aufgebaute Syntheseteil ST ist in Fig. 2 dargestellt. Anstelle der zeitinverianten Bandpässe B1, B2 ... BM nach Fig. 1 treten nunmehr die zeitvariante FIR-Filter darstellenden Bandpässe B1', B2' ... BM'. Die Anregungsgröße x(n) wird hier in Form einer Impulsfolge mit konstanter Impulsamplitude den Eingängen dieser Bandfilter unmittelbar zugeführt. Die Zeitvarianz der Filter wird über die Hüllkurvenwerte A1, A2 ... AM dadurch gesteuert, daß sie die Filterkoeffizienten hi(k) durch Bilden der Produkte gi(k) gewichten. Diese Gewichtung muß für jeden ankommenden Rahmen des Summensignals ss für jedes Filter einmal erfolgen.

In Fig. 3 ist ein Bandpaß Bi' in Gestalt eines solchen zeitvarianten FIR-Filters dargestellt. Es weist N-1 gleiche in Kette geschaltete Verzögerungsstufen Z-1 und N Abgriffe auf. Die N Abgriffe sind Steuereingängen von N Schaltern S zugeführt, die jeweils den Ausgang eines Multiplizierers MU mit der die Filterantwort yi(n) liefernden Summenleitung 1 verbinden. Jedem einem Schalter S zugeordneten Multiplizierer MU wird an seinem einen Eingang der zugehörige Hüllkurvenwert Ai zugeführt. An den N zweiten Eingängen der N Multiplizierer MU liegen die Filterkoeffizienten hi(0), hi(1), ... hi(N-1) an. Die dem Eingang der Kette aus Verzögerungsgliedern zugeführte Anregungsgröße x(n) hat innerhalb des Filters lediglich die Funktion einer Steuerung der Schalter S "auf" oder "zu" je nachdem, ob kein Impuls oder ein Impuls auftritt. Dies ist möglich geworden, da die Anregungsgröße selbst nicht mehr durch die Hüllkurvenwerte gewichtet ist. Der Übergang von zeitinvarianten zu zeitvarianten FIR-Filtern ermöglicht somit eine Einsparung von M Multiplizierern..Wie bereits erwähnt worden ist, können diese Multiplizierer in außerordentlich einfacher Weise als Schiebewerke ausgeführt sein, da die übertragenen Hüllkurvenwerte aus Gründen der Redundanzminderung lediglich Werte aufweisen können, die entweder Null oder Potenzen von zwei sind.

Fig. 4 zeigt eine Ausführung des Syntheseteils ST nach Fig. 2, bei dem die Bandpässe B1', B2' ... BM' zu einem Summenfilter SB zusammengefaßt sind. Das Summenfilter SB des in Fig. 4 mit ST' bezeichneten Syntheseteils weist entsprechend Fig. 3 wiederum die Kettenschaltung von N gleichen Verzögerungsstufen Z^-1 mit N Abgriffen auf, die jeweils dem Steuereingang eines von N Schaltern zugeführt sind. Im Unterschied zum Einzelfilter nach Fig. 3 sind hier anstelle eines Multiplizierers eine Multiplizierer-Summieranordnung MS vorgesehen, die jeweils M Multiplizierer aufweisen. Die Ausgänge der M Multiplizierer sind über einen Summierer SU mit dem zugehörigen Schalter S verbunden. Am einen Eingang der M Multiplizierer MU einer Multiplizierer-Summieranordnung MS sind die Filterkoeffizienten hi(k) aller gleichwertigen Abgriffe der Einzelfilter zugeführt, während an ihren zweiten Eingängen die Hüllkurvenwerte A1, A2 ... AM anstehen. In Abhängigkeit davon, daß in einem vorgegebenen Zeitabschnitt ein Impuls der Anregungsgröße x(n) am Steuereingang eines Schalters anliegt oder nicht wird die jeweilige Summenfunktionan die Summenleitung 1 angeschaltet und auf diese Weise das Ausgangssignal y(n) am Ausgang des Syntheseteils ST' gewonnen.

Wie weitere der Erfindung zugrundeliegende Untersuchungen gezeigt haben, kann in außerordentlich vorteilhafter Weise bei einem solchen Syntheseteil mit zeitvarianten FIR-Filtern bei geeigneter Messung der die Impulsantwort bzw. die Rauschantwort festlegenden Filterkoeffizienten auf die Übertragung des Stimmhaft-Stimmmlos-Kriteriums Sc sowie den Zufallsgenerator PNG verzichtet werden. Schematisch ist dieser Sachverhalt in Fig. 5 dargestellt. Die Filterkoeffizienten hi'(k) werden hier zweckmäßig auf experimentellem Wege so festgelegt, daß das synthetisierte Sprachsignal am Ausgang eine optimale Sprachqualität aufweist. Dies kann, wie bereits ausgeführt worden ist, in der Weise erfolgen, daß die Filterkoeffizienten hi'(n) der Bandpässe B1', B2' ... BM' bzw. der Filterbereiche des Summenfilters SB mit Mittenfrequenzen < 2 kHz für Impulsantworten und diejenigen der Bandpässe bzw. der Filterbereiche des Summenfilters mit Mittenfrequenzen > 2 kHz für Rauschantworten bemessen werden. Es ist jedoch in außerordentlich vorteilhafter Weise auch möglich, sämtliche Filterkoeffizienten hi'(n) der Bandpässe bzw. des Summenfilters in geeigneter Weise für Rauschantworten zu bemessen.