开关电源及其控制电路
阅读：248发布：2024-02-29
专利汇可以提供开关电源及其控制电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种 开关 电源及其控制 电路 ，所述 开关电源 的控制电路包括峰值 电流 检测端、反馈端、驱动端、第一 电压 比较器以及脉冲宽度调制单元，还包括：控制端，适于接收控制电压；基准电压调整单元，适于根据所述控制电压产生峰值比较基准电压：在所述控制电压的电压值等于0V或者大于第一电压值时，所述峰值比较基准电压的电压值为第二电压值；在所述控制电压的电压值大于0V且不大于所述第一电压值时，所述峰值比较基准电压的电压值等于第三电压值与所述控制电压的电压值之和，所述第三电压值与所述第一电压值之和等于所述第二电压值。本 发明 提供的开关电源及其控制电路，降低了所述开关电源的总谐波失真。，下面是开关电源及其控制电路专利的具体信息内容。
1.一种开关电源的控制电路，包括峰值电流检测端、反馈端、驱动端、第一电压比较器以及脉冲宽度调制单元，其特征在于，还包括：
控制端，适于接收控制电压；
基准电压调整单元，适于根据所述控制电压产生峰值比较基准电压：
在所述控制电压的电压值等于0V或者大于第一电压值时，所述峰值比较基准电压的电压值为第二电压值；
在所述控制电压的电压值大于0V且不大于所述第一电压值时，所述峰值比较基准电压的电压值等于第三电压值与所述控制电压的电压值之和，所述第三电压值与所述第一电压值之和等于所述第二电压值；
所述基准电压调整单元包括：
钳位单元，适于在所述控制端的电压值大于所述第一电压值时将所述控制端的电压值限制为所述第一电压值；
第二电压比较器，适于对0V电压和所述控制端的电压进行比较以产生比较电平，在所述控制端的电压大于0V电压时产生第一比较电平，否则产生第二比较电平；
选择单元，适于接收第一参考电压、所述控制端的电压以及所述第二电压比较器产生的比较电平，在接收到所述第一比较电平时选择所述控制端的电压输出，在接收到所述第二比较电平时选择所述第一参考电压输出，所述第一参考电压的电压值等于所述第一电压值；
加法器，适于叠加第二参考电压和所述选择单元输出的电压以产生所述峰值比较基准电压，所述第二参考电压的电压值等于所述第三电压值。
2.如权利要求1所述的开关电源的控制电路，其特征在于，所述钳位单元包括稳压二极管，所述稳压二极管的稳定电压的电压值等于所述第一电压值；
所述稳压二极管的阴极连接所述控制端，所述稳压二极管的阳极接地。
3.如权利要求1所述的开关电源的控制电路，其特征在于，所述钳位单元包括晶体管和运算放大器；
所述晶体管的控制电极连接所述运算放大器的输出端，所述晶体管的第一电极连接所述控制端和所述运算放大器的反相输入端，所述晶体管的第二电极接地；
所述运算放大器的同相输入端适于输入所述第一参考电压。
4.如权利要求3所述的开关电源的控制电路，其特征在于，所述晶体管为PNP三极管；
所述PNP三极管的基极为所述晶体管的控制电极，所述PNP三极管的发射极为所述晶体管的第一电极，所述PNP三极管的集电极为所述晶体管的第二电极。
5.如权利要求3所述的开关电源的控制电路，其特征在于，所述晶体管为PMOS管；
所述PMOS管的栅极为所述晶体管的控制电极，所述PMOS管的漏极为所述晶体管的第一电极，所述PMOS管的源极为所述晶体管的第二电极。
6.如权利要求2所述的开关电源的控制电路，其特征在于，所述选择单元包括第一开关和第二开关；
所述第一开关的控制电极连接所述第二开关的控制电极和所述第二电压比较器的输出端，所述第一开关的第一端连接所述控制端，所述第一开关的第二端连接所述第二开关的第一端并作为所述选择单元的输出端；
所述第二开关的第二端适于输入所述第一参考电压；
所述第一开关在所述选择单元接收到所述第一比较电平时导通，在所述选择单元接收到所述第二比较电平时断开；
所述第二开关在所述选择单元接收到所述第一比较电平时断开，在所述选择单元接收到所述第二比较电平时导通。
7.如权利要求1至6任一项所述的开关电源的控制电路，其特征在于，还包括：
第一电压源，适于提供所述第一参考电压；
第二电压源，适于提供所述第二参考电压。
8.一种开关电源，包括整流桥、填谷电路以及开关晶体管，其特征在于，还包括：
权利要求1至7任一项所述的开关电源的控制电路；
采样电路，适于对所述填谷电路的半波信号节点的电压进行采样以产生所述控制电压。
9.如权利要求8所述的开关电源，其特征在于，所述采样电路包括第一阻抗元件和第二阻抗元件；
所述第一阻抗元件的一端连接所述半波信号节点，所述第一阻抗元件的另一端连接所述第二阻抗元件的一端并适于产生所述控制电压；
所述第二阻抗元件的另一端接地。
10.如权利要求8所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源为反激式开关电源、降压式开关电源或者升降压式开关电源。
开关电源及其控制电路
技术领域
背景技术
[0002] 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出的一种电源。随着电力电子技术的发展与创新，开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。直流开关电源按输入与输出之间是否有电气隔离可以分为两类：隔离式开关电源和非隔离式开关电源。
[0003] 图1是常见的一种隔离式开关电源的结构示意图，所述开关电源包括整流桥10、初级滤波电容11、变压器12、开关晶体管13、采样电阻14、控制电路15、整流二极管16以及次级滤波电容17，其中，所述控制电路15通常为集成电路。所述控制电路15包括峰值电流检测端CS、反馈端FB、驱动端DRV、电压比较器151和脉冲宽度调制单元152。所述开关电源中各器件的具体连接关系参考图1所示，在此不再赘述。
[0004] 所述整流桥10适于对输入所述开关电源的交流输入电压Vac进行全波整流，将所述交流输入电压Vac由正负交替的正弦电压整流成为单方向的脉动电压；所述初级滤波电容11适于对所述整流桥10输出的脉动电压进行平滑滤波，产生平滑的直流输入电压Vbus；所述变压器12适于按一定的电压比将其初级线圈两端的电压感应至其次级线圈；所述开关晶体管13适于在所述驱动端DRV提供的驱动电压的控制下导通或截止；所述采样电阻14适于将流过所述开关晶体管13的电流转换为电压并传输至所述峰值电流检测端CS；所述控制电路15适于根据所述峰值电流检测端CS的电压和所述反馈端FB的反馈信号提供所述驱动电压；所述整流二极管16和所述次级滤波电容17适于对所述变压器12的次级线圈两端的电压进行整流和滤波，以在所述开关电源的输出端out产生恒定的电压或电流。
[0005] 所述反馈端FB的反馈信号由反馈电路提供。由于所述开关电源具有多种反馈模式，相应地，所述反馈电路也具有多种电路结构。因此，图1没有给出所述反馈电路的具体电路结构。为了满足所述开关电源的负载要求，所述控制电路15具有功率调节功能。具体地，当所述峰值电流检测端CS的电压大于预置的峰值比较基准电压Vref时，代表所述开关电源的输出功率已超出预置的输出功率，所述脉冲宽度调制单元152根据所述电压比较器151输出的比较信号产生低电平的驱动电压，通过所述驱动端DRV输出至所述开关晶体管13的栅极，控制所述开关晶体管13截止；当所述峰值电流检测端CS的电压小于或等于所述峰值比较基准电压Vref时，表示所述开关电源的输出功率未超出预置的输出功率，所述脉冲宽度调制单元152产生的驱动电压由所述反馈端FB的反馈信号决定。
[0006] 当所述开关晶体管13导通时，初级电流Ip经过所述变压器12的初级线圈、所述开关晶体管13和所述采样电阻14到地，所述变压器12的初级线圈储能；当所述开关晶体管13截止时，存储在所述变压器12的初级线圈中的能量经磁路耦合至所述变压器12的次级线圈，经过所述整流二极管16的整流和所述次级滤波电容17的滤波，在所述输出端out产生恒定的电压或电流。
[0007] 为了减小电网损耗和污染，开关电源的功率因素(PF，Power Factor)和总谐波失真(THD，Total Harmonic Distortion)需要满足一定的要求。对于图1所示的开关电源，当其应用的系统功率较小时，可以通过增加填谷(ValleyFill)电路改善其功率因素和总谐波失真。图2是图1所示的开关电源增加填谷电路的结构示意图，填谷电路20包括第一电容201、第二电容202、第一二极管203、第二二极管204以及第三二极管205。本领域技术人员知晓所述填谷电路20的工作原理，在此不再赘述。
[0008] 采用所述填谷电路20后，所述开关电源的功率因数得到了改善，满足相关技术规范的要求。图3是图2所示的开关电源的输入电流在频域展开后各次谐波电流的分布图，横坐标为频率，单位：千赫兹(kHz)；纵坐标为输入电流，单位：毫安(mA)。从所述开关电源的输入电流波形可以看出，所述开关电源的输入电流在基波分量的基础上，叠加了很多高次谐波分量。较大的高次谐波分量(例如7次谐波分量和13次谐波分量)存在，导致所述开关电源的总谐波失真无法满足相关技术规范的要求。
[0009] 为了进一步改善所述开关电源的总谐波失真，现有技术中通过在所述填谷电路20中增加电阻以调整所述开关电源的输入电流，所述开关电源的电路结构如图4所示。所述填谷电路还包括限流电阻206，所述限流电阻206与所述第三二极管205串联。由于所述限流电阻206能够减小所述开关电源的输入电流，所述开关电源的总谐波失真能够得到减小，但仍然不能使所述开关电源的总谐波失真满足相关技术规范的要求。并且，所述限流电阻206处于所述第一电容201和所述第二电容202的充电回路内，使得所述第一电容201和所述第二电容202的充电电流减小，增加了充电时的损耗，导致所述开关电源的效率降低。因此，如何在不降低所述开关电源效率的情况下减小总谐波失真仍是一个亟待解决的问题。
发明内容
[0010] 本发明解决的是开关电源总谐波失真高的问题。
[0011] 为解决上述问题，本发明提供一种开关电源的控制电路，包括峰值电流检测端、反馈端、驱动端、第一电压比较器以及脉冲宽度调制单元，还包括：
[0012] 控制端，适于接收控制电压；
[0013] 基准电压调整单元，适于根据所述控制电压产生峰值比较基准电压：
[0014] 在所述控制电压的电压值等于0V或者大于第一电压值时，所述峰值比较基准电压的电压值为第二电压值；
[0015] 在所述控制电压的电压值大于0V且不大于所述第一电压值时，所述峰值比较基准电压的电压值等于第三电压值与所述控制电压的电压值之和，所述第三电压值与所述第一电压值之和等于所述第二电压值。
[0016] 可选的，所述基准电压调整单元包括：
[0017] 钳位单元，适于在所述控制端的电压值大于所述第一电压值时将所述控制端的电压值限制为所述第一电压值；
[0018] 第二电压比较器，适于对0V电压和所述控制端的电压进行比较以产生比较电平，在所述控制端的电压大于0V电压时产生第一比较电平，否则产生第二比较电平；
[0019] 选择单元，适于接收第一参考电压、所述控制端的电压以及所述第二电压比较器产生的比较电平，在接收到所述第一比较电平时选择所述控制端的电压输出，在接收到所述第二比较电平时选择所述第一参考电压输出，所述第一参考电压的电压值等于所述第一电压值；
[0020] 加法器，适于叠加第二参考电压和所述选择单元输出的电压以产生所述峰值比较基准电压，所述第二参考电压的电压值等于所述第三电压值。
[0021] 基于上述开关电源的控制电路，本发明还提供一种开关电源，包括整流桥、填谷电路以及开关晶体管，还包括：
[0022] 上述开关电源的控制电路；
[0023] 采样电路，适于对所述填谷电路的半波信号节点的电压进行采样以产生所述控制电压。
[0024] 与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：
[0025] 本发明技术方案提供的开关电源及其控制电路，通过在所述控制电路中设置基准电压调整单元，产生电压值可随所述开关电源的交流输入电压变化而变化的峰值比较基准电压。在直流输入电压较低时，所述基准电压调整单元产生的峰值比较基准电压相应降低。由于所述开关电源的原边电流的最大电流值与所述峰值比较基准电压呈正相关变化，所述峰值比较基准电压降低使所述原边电流的最大电流值减小，从而使所述开关电源的交流输入电流的波形变得平滑，不会产生电流突变现象，减小所述开关电源的总谐波失真。并且，所述开关电源是对填谷电路中半波信号节点的电压进行采样获得所述控制电路的控制电压，此种采样方式最为简单，便于所述控制电路跟踪交流输入电压的变化，可以简化所述控制电路的结构。
[0026] 进一步，本发明提供的开关电源的控制电路通用性强，可适用于不同类型的开关电源，所述开关电源可以为隔离式开关电源(例如反激式开关电源)，也可以为非隔离式开关电源(例如升降压式开关电源和降压式开关电源)，降低了所述开关电源的成本。
[0027] 本发明的可选方案中，所述基准电压调整单元包括钳位单元、第二电压比较器、选择单元以及加法器，所述钳位单元包括稳压二极管。所述稳压二极管的结构简单，节省了所述控制电路的面积。
[0028] 本发明的可选方案中，所述钳位单元包括晶体管和运算放大器。由于所述运算放大器具有较高的增益，当所述控制电路的控制端的电压值大于设定的第一电压值时，所述运算放大器能够快速地输出控制信号至所述晶体管的控制电极，控制所述晶体管导通，对所述控制端进行分流，从而快速地对所述控制端进行钳位，提高所述峰值比较基准电压的精度。
[0030] 图1是现有的一种开关电源的结构示意图；
[0031] 图2是现有的另一种开关电源的结构示意图；
[0032] 图3是图2所示的开关电源的输入电流在频域展开后各次谐波电流的分布图；
[0033] 图4是现有的另一种开关电源的结构示意图；
[0034] 图5是图2所示的开关电源的交流输入电压、直流输入电压、半波信号节点电压、峰值比较基准电压以及交流输入电流随时间变化的波形示意图；
[0035] 图6是本发明实施方式的开关电源的结构示意图；
[0036] 图7是本发明实施方式的开关电源的交流输入电压、直流输入电压、控制电压、峰值比较基准电压以及交流输入电流随时间变化的波形示意图；
[0037] 图8是本发明实施方式的开关电源的输入电流在频域展开后各次谐波电流的分布图；
[0038] 图9是本发明实施例提供的一种开关电源的结构示意图；
[0039] 图10是本发明实施例提供的控制电压、控制端的电压、比较电平、第二参考电压以及峰值比较基准电压随时间变化的波形示意图；
[0040] 图11是本发明实施例提供的一种钳位单元的结构示意图；
[0041] 图12是本发明实施例提供的另一种钳位单元的结构示意图；
[0042] 图13是本发明实施例提供的另一种钳位单元的结构示意图；
[0043] 图14是本发明实施例提供的一种选择单元的结构示意图；
[0044] 图15是本发明实施例提供的另一种开关电源的结构示意图；
[0045] 图16是本发明实施例提供的另一种开关电源的结构示意图。
具体实施方式
[0046] 开关电源产生的高次谐波会沿电网输电线路产生传导干扰和辐射干扰，从而对供电系统产生污染并影响其它在路用电设备正常运行。因此，无论从保护电网的安全运行，还是从用电设备正常工作来看，减小谐波对电网的污染、抑制电磁干扰已成为业界普遍关注的问题。开关电源产生高次谐波的原因主要是开关电源中普遍采用的电容滤波型桥式整流电路造成的交流输入电流发生波形畸变。
[0047] 图2所示的开关电源虽然增加了填谷电路20，但其总谐波失真仍然无法满足相关技术规范的要求。图5是图2所示的开关电源的交流输入电压Vac、直流输入电压Vbus、半波信号节点N0的电压VH、峰值比较基准电压Vref以及交流输入电流Iac随时间t变化的波形示意图，所述交流输入电压Vac、直流输入电压Vbus、半波信号节点N0的电压VH以及交流输入电流Iac均呈周期性变化。其中，所述交流输入电压Vac的频率和所述交流输入电流Iac的频率相同，所述直流输入电压Vbus的频率和所述半波信号节点N0的电压VH的频率相同，所述直流输入电压Vbus的频率是所述交流输入电压Vac的频率的两倍。
[0048] 由于所述交流输入电压Vac是呈周期性变化的，所述开关电源的工作过程也呈周期性变化。以所述交流输入电压Vac的半个工作周期T0为例，以下结合图2对图5中各波形进行详细描述。根据所述交流输入电压Vac的幅度变化情况，所述半个工作周期T0包括四个时刻：第一时刻t1、第二时刻t2、第三时刻t3以及第四时刻t4。所述第一时刻t1为所述半个工作周期T0的起始时刻，在所述第一时刻t1，所述交流输入电压Vac的幅度为零；从所述第一时刻t1开始，所述交流输入电压Vac的幅度不断增大，到所述第二时刻t2时，所述交流输入电压Vac的幅度增大为峰值Upk的一半；所述交流输入电压Vac的幅度继续增大，达到峰值Upk后不断减小，到所述第三时刻t3时，所述交流输入电压Vac的幅度减小为峰值Upk的一半；所述交流输入电压Vac的幅度继续减小，到所述第四时刻t4时，所述交流输入电压Vac的幅度降为零，所述半个工作周期T0结束。
[0049] 在所述第一时刻t1与所述第二时刻t2之间，由于所述第三二极管205的单向导电作用，所述第一电容201和所述第二电容202处于并联放电状态，所述半波信号节点N0的电压VH的幅度为零。所述开关电源的负载消耗的电能完全由所述第一电容201和所述第二电容202提供，因而所述交流输入电流Iac的幅度为零。由于所述开关电源的负载不断消耗电能，所述直流输入电压Vbus的幅度不断减小。到所述第二时刻t2时，所述直流输入电压Vbus的幅度降至最低。
[0050] 在所述第二时刻t2与所述第三时刻t3之间，所述开关电源的负载消耗的电能由所述交流输入电压Vac提供，所述直流输入电压Vbus跟随所述交流输入电压Vac变化。并且，在所述交流输入电压Vac的幅度达到峰值Upk附近，所述交流输入电压Vac不仅提供所述开关电源的负载消耗的能量，还通过所述第三二极管205导通对所述第一电容201和所述第二电容202充电，因此，所述交流输入电流Iac的幅度达到峰值。
[0051] 在所述第三时刻t3与所述第四时刻t4之间，所述第一电容201和所述第二电容202再次并联放电，所述开关电源的负载消耗的电能完全由所述第一电容201和所述第二电容202提供，所述直流输入电压Vbus的幅度不断减小。所述开关电源在所述交流输入电压Vac处于负半周时的工作状态与在所述交流输入电压Vac处于正半周时的工作状态类似，在此不再赘述。
[0052] 现有技术中，当所述开关电源的负载不变时，所述开关电源的输入功率是恒定不变的，即所述峰值比较基准电压Vref的电压值恒定。在所述第二时刻t2和所述第三时刻t3，所述直流输入电压Vbus的幅度降得很低，根据功率等于电压与电流的乘积，所述原边电流Ip的幅度非常高，引起所述交流输入电流Iac在所述第二时刻t2和所述第三时刻t3发生突变，产生较大的尖峰电流，导致所述开关电源的总谐波失真高。
[0053] 本发明技术方案提供一种开关电源及其控制电路，通过在所述控制电路中设置基准电压调整单元，产生电压值可随所述开关电源的交流输入电压变化而变化的峰值比较基准电压，使所述开关电源的交流输入电流的波形变得平滑，不会产生电流突变现象，减小所述开关电源的总谐波失真。
[0054] 图6是本发明实施方式的开关电源的结构示意图，所述开关电源包括整流桥60、变压器62、开关晶体管63、采样电阻64、控制电路65、整流二极管66、次级滤波电容67、填谷电路68以及采样电路69，其中，所述整流桥60、所述变压器62、所述开关晶体管63、所述采样电阻64、所述整流二极管66以及所述次级滤波电容67的具体结构与功能与现有技术类似，在此不再赘述。
[0055] 所述采样电路69适于对所述填谷电路68的半波信号节点N0的电压VH进行采样以产生控制电压Vctr。具体地，所述填谷电路68包括第一电容681、第二电容682、第一二极管683、第二二极管684以及第三二极管685，所述半波信号节点N0为所述第一电容681、所述第一二极管683以及所述第三二极管685的连接节点。由于所述控制电压Vctr是对所述半波信号节点N0的电压VH进行采样获得，所述控制电压Vctr能够以一预先设定的电压比例跟随所述半波信号节点N0的电压VH变化，例如，设定所述控制电压Vctr与所述半波信号节点N0的电压VH的电压比例为1:100，当所述半波信号节点N0的电压VH为100V时，所述控制电压Vctr为1V。所述电压比例可按实际需求进行设置，本发明对此不作限定。
[0056] 所述控制电路65包括峰值电流检测端CS、反馈端FB、驱动端DRV、第一电压比较器651、脉冲宽度调制单元652、控制端CTR以及基准电压调整单元653。所述峰值电流检测端CS、所述反馈端FB、所述驱动端DRV、所述第一电压比较器651以及所述脉冲宽度调制单元
652的具体结构与功能与现有技术类似，在此不再赘述。
652的具体结构与功能与现有技术类似，在此不再赘述。
[0057] 所述控制端CTR适于接收所述控制电压Vctr，即所述控制端CTR适于接收对所述半波信号节点N0的电压VH进行采样获得的电压，所述控制端CTR连接所述采样电路69输出所述控制电压Vctr的输出端。所述基准电压调整单元653适于根据所述控制电压Vctr产生峰值比较基准电压Vref，所述峰值比较基准电压Vref受控于所述控制电压Vctr。具体地，在所述控制电压Vctr的电压值等于0V或者在所述控制电压Vctr的电压值大于第一电压值时，所述峰值比较基准电压Vref的电压值为第二电压值；在所述控制电压Vctr的电压值大于0V并且所述控制电压Vctr的电压值不大于所述第一电压值时，所述峰值比较基准电压Vref的电压值等于第三电压值与所述控制电压Vctr的电压值之和。其中，所述第三电压值与所述第一电压值之和等于所述第二电压值。
[0058] 所述第一电压值、所述第二电压值以及所述第三电压值均可以根据实际需求进行设定，本发明对此不作限制。进一步，所述第二电压值与现有技术中的峰值比较基准电压的电压值类似，其与所述开关电源的输出功率相关：若所述开关电源的输出功率较大，所述第二电压值设置得较大；若所述开关电源的输出功率较小，所述第二电压值设置得较小。本领域技术人员知晓如何根据所述开关电源的输出功率的功率值设定所述第二电压值，在此不再赘述。所述第一电压值为设定的阈值，在所述控制电压Vctr与所述半波信号节点N0的电压VH的电压比例确定时，所述开关电源的总谐波失真与所述第一电压值相关：所述第一电压值设置得越大，所述开关电源的总谐波失真越小。因此，可以根据对所述开关电源的总谐波失真要求确定所述第一电压值。
[0059] 图7是本发明实施方式的开关电源的交流输入电压Vac、直流输入电压Vbus、控制电压Vctr、峰值比较基准电压Vref以及交流输入电流Iac随时间变化的波形示意图，各电压及电流均呈周期性变化。其中，所述交流输入电压Vac的频率和所述交流输入电流Iac的频率相同，所述直流输入电压Vbus的频率、控制电压Vctr的频率以及峰值比较基准电压Vref的频率相同，所述直流输入电压Vbus的频率是所述交流输入电压Vac的频率的两倍。
[0060] 还是以所述交流输入电压Vac的半个工作周期T0'为例，以下结合图6对图7中各波形进行详细描述。根据所述交流输入电压Vac的幅度变化情况，所述半个工作周期T0'包括六个时刻：第一时刻t1'、第二时刻t2'、第三时刻t3'、第四时刻t4'、第五时刻t5'以及第六时刻t6'。
[0061] 所述第一时刻t1'为所述半个工作周期T0'的起始时刻，在所述第一时刻t1'，所述交流输入电压Vac的幅度为零；从所述第一时刻t1'开始，所述交流输入电压Vac的幅度不断增大，到所述第二时刻t2'时，所述交流输入电压Vac的幅度增大为峰值Upk的一半；所述交流输入电压Vac的幅度继续增大，到所述第三时刻t3'时，所述控制电压Vctr的电压值增大为所述第一电压值U1；所述交流输入电压Vac的幅度继续增大，达到峰值Upk后不断减小，到所述第四时刻t4'时，所述控制电压Vctr的电压值减小为所述第一电压值U1；所述交流输入电压Vac的幅度继续减小，到所述第四时刻t5'时，所述交流输入电压Vac的幅度减小为峰值Upk的一半；所述交流输入电压Vac的幅度继续减小，到所述第六时刻t6'时，所述交流输入电压Vac的幅度降为零，所述半个工作周期T0'结束。
[0062] 在所述第一时刻t1'与所述第二时刻t2'之间，由于所述第三二极管685的单向导电作用，所述第一电容681和所述第二电容682处于并联放电状态，所述半波信号节点N0的电压VH的电压值为零，跟随所述半波信号节点N0的电压VH变化的控制电压Vctr的电压值也为零。因此，所述基准电压调整单元653产生的所述峰值比较基准电压Vref的电压值为第二电压值U2。所述开关电源的负载消耗的电能完全由所述第一电容681和所述第二电容682提供，所述交流输入电流Iac的幅度为零。由于所述开关电源的负载不断消耗电能，所述直流输入电压Vbus的幅度不断减小。到所述第二时刻t2'时，所述直流输入电压Vbus的幅度降至最低。
[0063] 在所述第二时刻t2'与所述第三时刻t3'之间，所述开关电源的负载消耗的电能由所述交流输入电压Vac提供，所述直流输入电压Vbus跟随所述交流输入电压Vac变化，所述半波信号节点N0的电压VH的电压值不断增大，跟随所述半波信号节点N0的电压VH变化的控制电压Vctr的电压值也不断增大，且所述控制电压Vctr的电压值不大于所述第一电压值U1。因此，所述基准电压调整单元653产生的所述峰值比较基准电压Vref的电压值等于第三电压值U3与所述控制电压Vctr的电压值之和。
[0064] 由于所述峰值比较基准电压Vref的电压值由所述第三电压值U3增大至所述第一电压值U1，在所述第二时刻t2'与所述第三时刻t3'之间，所述开关电源的输入功率是缓慢变化的。与现有技术相比，所述开关电源的原边电流的最大电流值减小，使所述交流输入电流Iac的波形变得平滑，避免了产生电流突变现象。
[0065] 在所述第三时刻t3'与所述第四时刻t4'之间，所述开关电源的负载消耗的电能仍由所述交流输入电压Vac提供，所述控制电压Vctr的电压值大于所述第一电压值U1。因此，所述基准电压调整单元653产生的所述峰值比较基准电压Vref的电压值等于所述第二电压值U2。在所述交流输入电压Vac的幅度达到峰值Upk附近，所述交流输入电压Vac不仅提供所述开关电源的负载消耗的能量，还通过所述第三二极管685导通对所述第一电容681和所述第二电容682充电，所述交流输入电流Iac的幅度达到峰值。
[0066] 在所述第四时刻t4'与所述第五时刻t5'之间，所述控制电压Vctr的电压值再次位于0V与所述第一电压值U1之间。因此，所述峰值比较基准电压Vref的电压值等于第三电压值U3与所述控制电压Vctr的电压值之和，使所述交流输入电流Iac的波形变得平滑。
[0067] 在所述第五时刻t5'与所述第六时刻t6'之间，所述第一电容681和所述第二电容682再次并联放电，所述开关电源的负载消耗的电能完全由所述第一电容681和所述第二电容682提供，所述直流输入电压Vbus的幅度不断减小。所述半波信号节点N0的电压VH的电压值为零，跟随所述半波信号节点N0的电压VH变化的控制电压Vctr的电压值也为零。因此，所述基准电压调整单元653产生的所述峰值比较基准电压Vref的电压值为第二电压值U2。所述开关电源在所述交流输入电压Vac处于负半周时的工作状态与在所述交流输入电压Vac处于正半周时的工作状态类似，在此不再赘述。
[0068] 与现有技术中设置恒定的峰值比较基准电压不同，本发明实施方式提供的开关电源及其控制电路，通过对所述半波信号节点N0的电压VH进行采样获得所述控制电压Vctr，再通过所述控制电压Vctr控制所述基准电压调整单元653获得电压值变化的峰值比较基准电压Vref。在所述第二时刻t2'与所述第三时刻t3'之间以及在所述第四时刻t4'与所述第五时刻t5'之间，所述峰值比较基准电压Vref随所述半波信号节点N0的电压VH降低而减小，所述开关电源的原边电流的幅度降低，使所述交流输入电流Iac变得平滑，无尖峰电流产生，减小所述开关电源的总谐波失真。
[0069] 图8是本发明实施方式的开关电源的输入电流在频域展开后各次谐波电流的分布图，横坐标为频率，单位：千赫兹(kHz)；纵坐标为输入电流，单位：毫安(mA)。从图8可以看出，与现有技术的开关电源相比，本发明实施方式的开关电源的各高次谐波分量明显下降，所述开关电源的总谐波失真相应减小。
[0070] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
[0071] 图9是本发明实施例提供的一种开关电源的结构示意图，所述开关电源包括整流桥90、变压器92、开关晶体管93、采样电阻94、控制电路95、整流二极管96、次级滤波电容97、填谷电路98以及采样电路99，其中，所述控制电路95包括峰值电流检测端CS、反馈端FB、驱动端DRV、第一电压比较器951、脉冲宽度调制单元952、控制端CTR以及基准电压调整单元953。
[0072] 具体地，在本实施例中，所述采样电路99包括第一阻抗元件991和第二阻抗元件992。所述第一阻抗元件991的一端连接半波信号节点N0，所述第一阻抗元件991的另一端连接所述第二阻抗元件992的一端并适于产生控制电压Vctr，所述第二阻抗元件992的另一端接地。通过所述第一阻抗元件991和所述第二阻抗元件992的分压，实现对所述半波信号节点N0的电压VH采样，获得所述控制电压Vctr。需要说明的是，所述阻抗元件991和所述第二阻抗元件992可以为纯电阻元件，也可以为呈现阻抗特性的其他电气元件，本发明对此不作限定。
[0073] 所述基准电压调整单元953包括钳位单元9531、第二电压比较器9532、选择单元9533以及加法器9534。
[0074] 所述钳位单元9531适于对所述控制端CTR进行钳位，即在所述控制端CTR的电压Vq的电压值大于所述第一电压值U1时，将所述控制端CTR的电压Vq的电压值限制为所述第一电压值U1。
[0075] 所述第二电压比较器9532适于对0V电压和所述控制端CTR的电压Vq进行比较以产生比较电平Vcomp，在所述控制端CTR的电压Vq大于0V电压时产生第一比较电平，否则产生第二比较电平。具体地，所述第二电压比较器9532的第一输入端连接所述控制端CTR，所述第二电压比较器9532的第二输入端接地。需要说明的是，在本实施例中，所述第二电压比较器9532的第一输入端为所述第二电压比较器9532的正端，所述第二电压比较器9532的第二输入端为所述第二电压比较器9532的负端。在其他实施例中，所述第二电压比较器9532的第一输入端也可以为所述第二电压比较器9532的负端，所述第二电压比较器9532的第二输入端相应为所述第二电压比较器9532的正端，本发明对此不作限定。
[0076] 所述选择单元9533适于接收第一参考电压VR1、所述控制端CTR的电压Vq以及所述第二电压比较器9532产生的比较电平Vcomp，在接收到所述第一比较电平时选择所述控制端CTR的电压Vq输出，在接收到所述第二比较电平时选择所述第一参考电压VR1输出，所述第一参考电压VR1的电压值等于所述第一电压值U1。
[0077] 所述加法器9534适于叠加第二参考电压VR2和所述选择单元9533输出的电压以产生所述峰值比较基准电压Vref，所述第二参考电压VR2的电压值等于所述第三电压值U3。所述加法器9534可以采用运算放大器实现，本领域技术人员知晓所述加法器9534的具体电路，在此不再赘述。
[0078] 所述第一参考电压VR1和所述第二参考电压VR2可以由外部电路提供，也可以由所述控制电路953的内部电压源提供。在本实施例中，所述控制电路953还包括第一电压源9535和第二电压源9536。所述第一电压源9535的正端适于输出所述第一参考电压VR1，所述第一电压源9535的负端接地；所述第二电压源9536的正端适于输出所述第二参考电压VR2，所述第二电压源8536的负端接地。
[0079] 图10是本发明实施例的控制电压Vctr、控制端CTR的电压Vq、比较电平Vcomp、第二参考电压VR2以及峰值比较基准电压Vref随时间变化的波形示意图，以下结合图9和图10对本发明实施例的基准电压调整单元953的工作原理进行说明。
[0080] 所述控制端CTR接收所述采样电路89输出的控制电压Vctr，所述控制电压Vctr的波形为半波。随着所述控制电压Vctr不断增大，所述控制端CTR的电压Vq不断增大。当所述控制电压Vctr的电压值超过所述第一电压值U1时，所述钳位单元9531对所述控制端CTR进行钳位，将所述控制端CTR的电压Vq的电压值限制在所述第一电压值U1。
[0081] 所述第二电压比较器9532对所述控制端CTR的电压Vq和0V电压进行比较，在所述控制端CTR的电压Vq大于0V时，所述比较电平Vcomp为第一比较电平comp1；在所述控制端CTR的电压Vq等于0V时，所述比较电平Vcomp为第二比较电平comp2。所述第一比较电平comp1为高电平，所述第二比较电平comp2为低电平。
[0082] 所述选择单元9533在接收到所述第一比较电平comp1时输出所述控制端CTR的电压Vq，所述加法器9534将所述控制端CTR的电压Vq与所述第二参考电压VR2相加；所述选择单元9533在接收到所述第二比较电平comp2时输出所述第一参考电压VR1，所述加法器9534将所述第一参考电压VR1与所述第二参考电压VR2相加。
[0083] 本发明实施例提供一种所述钳位单元9531的具体电路结构，如图11所示。所述钳位单元9531包括稳压二极管D0，所述稳压二极管D0的稳定电压的电压值等于所述第一电压值U1。具体地，所述稳压二极管D0的阴极连接所述控制端CTR，所述稳压二极管D0的阳极接地。当所述控制端CTR的电压值大于所述第一电压值U1时，所述稳压二极管D0被击穿，所述控制端CTR的电压值Vq即等于所述稳压二极管D0的稳定电压。所述稳压二极管D0的结构简单，节省了所述控制电路95的面积。
[0084] 本发明实施例提供另一种所述钳位单元9531的具体电路结构，如图12所示。所述钳位单元9531包括晶体管Q0和运算放大器A0，其中，所述晶体管Q0的控制电极连接所述运算放大器A0的输出端，所述晶体管Q0的第一电极连接所述控制端CTR和所述运算放大器A0的反相输入端，所述晶体管Q0的第二电极接地，所述运算放大器A0的同相输入端适于输入所述第一参考电压VR1。
[0085] 当所述控制端CTR的电压值大于所述第一电压值U1时，所述运算放大器A0的反相输入端电压高于其同相输入端电压，产生放大信号；所述放大信号控制所述晶体Q0导通，所述晶体管Q0对所述控制端CTR进行分流，使所述控制端CTR的电压下降，将所述控制端CTR的电压Vq的电压值限制在所述第一电压值U1。
[0086] 由于所述运算放大器A0具有较高的增益，当所述控制端CTR的电压值大于所述第一电压值U1时，所述运算放大器A0能够快速地输出控制信号至所述晶体管Q0的控制电极，控制所述晶体管Q0导通，对所述控制端CTR进行分流，从而快速地对所述控制端CTR进行钳位，提高所述峰值比较基准电压Vref的精度。
[0087] 在本实施例中，所述晶体管Q0为PNP三极管：所述PNP三极管的基极为所述晶体管Q0的控制电极，所述PNP三极管的发射极为所述晶体管Q0的第一电极，所述PNP三极管的集电极为所述晶体管Q0的第二电极。由于所述PNP三极管具有电流放大功能，能够快速地对其基极输入的控制信号做出响应，快速地对所述控制端CTR进行钳位。
[0088] 本发明实施例提供另一种所述钳位单元9531的具体电路结构，如图13所示。所述钳位单元9531包括晶体管Q0'和运算放大器A0'，其中，所述晶体管Q0'的控制电极连接所述运算放大器A0'的输出端，所述晶体管Q0'的第一电极连接所述控制端CTR和所述运算放大器A0'的反相输入端，所述晶体管Q0'的第二电极接地，所述运算放大器A0'的同相输入端适于输入所述第一参考电压VR1。
[0089] 在本实施例中，所述晶体管Q0'为PMOS管：所述PMOS管的栅极为所述晶体管Q0'的控制电极，所述PMOS管的漏极为所述晶体管Q0'的第一电极，所述PMOS管的源极为所述晶体管Q0'的第二电极。
[0090] 本发明实施例提供一种所述选择单元9533的具体电路结构，如图14所示。所述选择单元9533包括第一开关K1和第二开关K2。具体地，所述第一开关K1的控制电极连接所述第二开关K2的控制电极和所述第二电压比较器9532的输出端，即适于输入所述比较电平Vcomp，所述第一开关K1的第一端连接所述控制端CTR，即适于输入所述控制端CTR的电压Vq，所述第一开关K1的第二端连接所述第二开关K2的第一端并作为所述选择单元9533的输出端Out1，即连接所述加法器9534。所述第二开关K2的第二端适于输入所述第一参考电压VR1。
[0091] 所述第一开关K1在接收到所述第一比较电平comp1时导通，在接收到所述第二比较电平comp2时断开；所述第二开关K2在接收到所述第二比较电平comp2时导通，在接收到所述第一比较电平comp1时断开。
[0092] 需要说明的是，所述第一开关K1和所述第二开关K2可以为MOS开关。例如，所述第一开关K1为NMOS管，所述第二开关K2为PMOS管。所述NMOS管的栅极为所述第一开关K1的控制电极，所述NMOS管的漏极为所述第一开关K1的第一端，所述NMOS管的源极为所述第一开关K1的第二端；所述PMOS管的栅极为所述第二开关K2的控制电极，所述PMOS管的漏极为所述第二开关K2的第一端，所述PMOS管的源极为所述第二开关K2的第二端。所述第一开关K1和所述第二开关K2也可以为其他具有开关功能的器件或集成电路，本发明对此不作限定。
[0093] 在本发明的实施方式和实施例中，均是以反激式开关电源为例进行说明。实际上，本发明提供的开关电源的控制电路通用性强，可适用于不同类型的开关电源：可以应用于隔离式开关电源中(例如图8所示的反激式开关电源)，也可以应用于非隔离式开关电源中。
[0094] 图15是本发明实施例提供的另一种开关电源的结构示意图，所述开关电源为降压式开关电源。具体地，所述开关电源包括整流桥60a、电感62a、开关晶体管63a、采样电阻64a、控制电路65a、整流二极管66a、次级滤波电容67a、填谷电路68a以及采样电路69a，其中，所述控制电路65a包括峰值电流检测端CS、反馈端FB、驱动端DRV、第一电压比较器65a1、脉冲宽度调制单元65a2、控制端CTR以及基准电压调整单元65a3。所述采样电路69a和所述控制电路65a的具体结构和功能可参考对图6的描述，本领域技术人员知晓降压式开关电源的具体工作原理，在此不再赘述。
[0095] 图16是本发明实施例提供的另一种开关电源的结构示意图，所述开关电源为升降压式开关电源，包括整流桥60b、电感62b、开关晶体管63b、采样电阻64b、控制电路65b、整流二极管66b、次级滤波电容67b、填谷电路68b以及采样电路69b，其中，所述控制电路65b包括峰值电流检测端CS、反馈端FB、驱动端DRV、第一电压比较器65b1、脉冲宽度调制单元65b2、控制端CTR以及基准电压调整单元65b3。所述采样电路69b和所述控制电路65b的具体结构和功能可参考对图6的描述，本领域技术人员知晓升降压式开关电源的具体工作原理，在此不再赘述。
[0096] 综上所述，本发明技术方案提供的开关电源及其控制电路，通过对填谷电路的半波信号节点进行采样，获得控制电压，并由基准电压调整单元根据所述控制电压改变峰值比较基准电压，使所述开关电源的输入功率跟随所述开关电源的输入电压变化，以消除交流输入电流的尖峰，减小所述开关电源的总谐波失真。
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