技术领域
[0001] 本
发明涉及调制技术领域，尤其涉及一种Ka波段射频调制系统及方法。
背景技术
[0002] 传统的星载数传调制方式采用MPSK(多进制数字
相位调制)模拟射频调制技术。具体是利用未经
数据处理的双极性基带数据
信号控制
混频器的
开关，混频器工作在饱和区，因此混频器输出的已调信号非线性指标差，频带利用率不高，需要带通
滤波器滤除
通带外干扰。由于数据通信传输速率的增加，频带的大幅增长，如EVM(误差向量幅度)和幅相
不平衡度等指标的提高，大大限制了系统高速传输的性能。
[0003] 此外，线性调制通过对基带数据的处理，可以灵活地实现多种调制方式，具有较高的频带利用率，且EVM指标大幅改善；但其调制过程中存在载波
泄漏等问题。
发明内容
[0004] 本发明所要解决的技术问题是提供一种Ka波段射频调制系统及方法，解决了常用调制系统性能指标及灵活性差等问题，可实现MPSK、MQAM、MAPSK等各种复杂调制方式，达到了实现
电路简单、体积占用小、功耗低、调制性能指标优异、灵活性强的特点。
[0005] 为解决上述问题，本发明提出一种Ka波段射频调制系统，包括：
[0006] 基带
信号处理模
块，接收数字基带信号，用以对其根据对应调制方式进行
星座图映射，并对生成的星座图映射符号进行成形滤波后输出；
[0007]
数模转换处理模块，连接所述基带信号处理模块，用以将成形滤波后的数据信号进行数模转换并滤波，输出模拟基带信号；
[0008] 载波源生成模块，用以生成并输出调制用的载波信号；
[0009]
正交模拟
调制器，连接所述数模转换处理模块和所述载波源生成模块，用以根据载波信号对模拟基带信号进行正交模拟调制，输出调制后的
射频信号。
[0010] 根据本发明的一个
实施例，所述基带信号处理模块包括：
[0011] 星座图映射器，用以对所述数字基带信号进行相应调制方式下的星座图映射，将输入的数据比特序列映射为符号序列，并分为I路和Q路两路信号输出；
[0012] 两成形滤波器，分别接收I路信号和Q路信号，并分别进行成形滤波后输出。
[0013] 根据本发明的一个实施例，星座图映射和成形滤波共用一个查找表，通过查表法完成星座映射和成形滤波，将输入的数据比特序列按组作为存储表的地址，送入查找表映射为滤波后的符号。
[0014] 根据本发明的一个实施例，每个符号分解映射产生一组长度为K的映射数据值序列，其中，K为滤波器
抽头系数个数，也为滤波器长度；
[0015] 每个符号映射为K个映射数据值，K＝(N-1)×4+1，其中系数4即为符号速率的倍数，映射结果根据成形滤波公式(1)进行计算：
[0016]
[0017] 其中，i为整数且1≤i≤K，h(i)为单个成形滤波抽头系数；
[0018] 通过式(1)依次求出每个符号经映射得到的映射数据值分别与该符号的成形滤波器的各单个成形系数的乘积，作为存储模块的存储映射值，每个符号的该K个乘积值作为映射查找表的输出数据存入存储模块中，每个符号的映射查找表地址即为该符号对应的数据比特序列。
[0019] 根据本发明的一个实施例，还包括插值器，连接所述成形滤波器和所述数模转换处理模块，用以对可变码率的成形滤波后的信号插值变换成固定
采样频率的信号，以获得信号在系统采样率下的采样值，插值器
输出信号至数模转换处理模块。
[0020] 根据本发明的一个实施例，所述插值器的插值
算法为3次多项式插值法；还包括多位的移位寄存器及相位计算器；所述移位寄存器用以存储成形滤波后输出的信号；所述相位计算器并行计算插值前后的采样率的
相位差，以确定插值器的有效
输入信号值。
[0021] 根据本发明的一个实施例，所述载波源生成模块包括晶振、
锁相环和取样振荡电路；所述
锁相环连接所述晶振，所述取样振荡电路取样锁相环的频率源，以提供正交
本振信号作为载波信号。
[0022] 根据本发明的一个实施例，所述数模转换处理模块还包括偏置电平调整模块，用以提供直流偏置信号，将直流偏置信号与数模转换并滤波后的信号
叠加之后，输出模拟基带信号至正交
模拟调制器。
[0023] 根据本发明的一个实施例，还包括调制
放大器，连接在所述正交模拟调制器的输出端，用以进行调制放大并
温度补偿。
[0024] 本发明还提供一种Ka波段射频调制方法，包括以下步骤：
[0025] S1：对接收的数字基带信号根据对应调制方式进行星座图映射，并对生成的星座图映射符号进行成形滤波后输出；
[0026] S2：将成形滤波后的数据信号进行数模转换并滤波，输出模拟基带信号；
[0027] S3：生成并输出调制用的载波信号；
[0028] S4：根据载波信号对模拟基带信号进行正交模拟调制，输出调制后的射频信号。
[0029] 根据本发明的一个实施例，所述步骤S1中，星座图映射和成形滤波共用一个查找表，通过查表法完成星座映射和成形滤波，将输入的数据比特序列按组作为存储表的地址，送入查找表映射为滤波后的符号。
[0030] 根据本发明的一个实施例，每个符号分解映射产生一组长度为K的映射数据值序列，其中，K为滤波器抽头系数个数，也为滤波器长度；
[0031] 每个符号映射为K个映射数据值，K＝(N-1)×4+1，其中系数4即为符号速率的倍数，映射结果根据成形滤波公式(1)进行计算：
[0032]
[0033] 其中，i为整数且1≤i≤K，h(i)为单个成形滤波抽头系数；
[0034] 通过式(1)依次求出每个符号经映射得到的映射数据值分别与该符号的成形滤波器的各单个成形系数的乘积，作为存储模块的存储映射值，每个符号的该K个乘积值作为映射查找表的输出数据存入存储模块中，每个符号的映射查找表地址即为该符号对应的数据比特序列。
[0035] 根据本发明的一个实施例，在所述步骤S1和步骤S2之间还包括步骤S5：对可变码率的成形滤波后的信号插值变换成固定
采样频率的信号，以获得信号在系统采样率下的采样值，输出插值后的信号。
[0036] 根据本发明的一个实施例，在所述步骤S5中，插值算法为3次多项式插值法；采用移位寄存器存储成形滤波后输出的信号，并行计算插值前后的采样率的相位差，以确定3次多项式插值法的有效输入信号值。
[0037] 采用上述技术方案后，本发明相比
现有技术具有以下有益效果：
[0038] 基带信号处理模块对输入的数字基带信号进行对应调制方式的星座图映射和数字成形滤波处理，其星座图映射和基带成形方法简单，通用性强，
硬件成本低，移植性强；成形滤波处理后的信号送入正交模拟调制器的I/Q基带输入端，且使正交模拟调制器工作在基带输入端的线性区，同步实现射频调制和零中频基带信号上变频的功能；低杂散、低相噪的载波源，确保模拟射频调制的EVM和幅相不平衡度等指标性能大幅提升；提升了常规直接射频模拟调制系统的性能指标，并且可以灵活设置传输码速率和调制方式；
[0039] 对模拟基带信号进行偏置电平的调整和载波源幅度相位的调整，可以有效改善输出信号的载波泄漏，并增强已调信号的功率
稳定性；电路实现简单方便，并且该调制系统可方便未来进行平台扩展、参数
修改和系统功能升级等应用；
[0040] 成形滤波处理后的信号进行内插重建再送入正交模拟调制器，插值变换具有
频谱起伏小，采样频率固定，硬件平台滤波器带宽固定的通用化平台设计特点；
[0041] 本振载波源具有小型、低杂散、低相噪的特点，提供功率强度适当的载波信号作为正交模拟调制器的本振输入，且使正交模拟调制器工作在本振输入端的饱和区；
[0042] 调制放大器具有调整基带信号偏置电平的能
力，并且具备功率放大和温补补偿的功能，以使调制器性能达到最优。
附图说明
[0043] 图1为本发明实施例的Ka波段射频调制系统的结构
框图；
[0044] 图2为本发明实施例的采用16QAM调制方式时的星座接收性能指标图；
[0045] 图3为本发明实施例的插值原理图；
[0046] 图4为本发明实施例的插值效果对比图；
[0047] 图5为本发明实施例的龙格现象的仿真图；
[0048] 图6为本发明实施例的3次多项式插值实现示意图。
具体实施方式
[0049] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
[0050] 在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。
[0051] 参看图1，本发明实施例的Ka波段射频调制系统，包括：基带信号处理模块1、数模转换处理模块、载波源生成模块和正交模拟调制器6。
[0052] 并行输入数字基带信号至基带信号处理模块1中，基带信号处理模块1对数字基带信号根据对应调制方式进行星座图映射，映射后输出星座图映射的符号。参看图2，采用16QAM(正交幅度调制)调制方式时的星座接收性能指标图，但该调制方式不作为限制，还可以为各种MPSK(多进制数字相位调制)、MQAM(多进制正交幅度调制)、MAPSK(多进制幅度
相移键控)等复杂调制方式，则进行相应的星座映射，最终调制后产生相应调制信号。基带信号处理模块对生成的星座图映射符号进行成形滤波后，输出经星座图映射和成形滤波后的数据信号。
[0053] 数模转换处理模块连接在基带信号处理模块后面，将成形滤波后的数据信号进行数模转换并滤波，输出模拟基带信号。载波源生成模块生成并输出调制用的载波信号。正交模拟调制器6连接数模转换处理模块和载波源生成模块，根据载波信号对模拟基带信号进行正交模拟调制，输出调制后的射频信号。
[0054] 经数据处理(星座图映射和成形滤波)的双极性基带数据信号，再经数模变换后送给正交模拟调制器6的基带输入端口，控制基带信号和本振信号的幅度，使调制器工作在线性区，此时正交模拟调制器输出的已调信号非线性指标较好，并且由于成形滤波增加了频带利用率，无需
带通滤波器滤除通带外干扰。
[0055] 在一个实施例中，基带信号处理模块1包括星座图映射器11和成形滤波器121、成形滤波器122。星座图映射器11，用以对数字基带信号进行相应调制方式下的星座图映射，将输入的数据比特序列映射为符号序列，并分为I路和Q路两路信号输出。成形滤波器121、成形滤波器122，分别接收I路信号和Q路信号，并分别进行成形滤波后输出，成形滤波器121、成形滤波器122可以采用平方根升余弦滤波器。成形滤波后的信号再经DA变换器311进行数模变换，和
LC滤波器321、322(
无源滤波器)进行低通滤波后，送给正交模拟调制器6的I/Q基带输入端进行直接射频调制。
[0056] Ka波段射频调制系统还可以包括插值器21、22，对滤波处理后的I路和Q路信号根据对应码速率和时钟频率进行插值处理。插值器21、22前端连接成形滤波器121、122，后端连接数模转换处理模块的DA变换器311、312，用以对可变码率的成形滤波后的信号插值变换成固定采样频率的信号，以获得信号在系统采样率下的采样值，插值器21、22输出信号至数模转换处理模块。
[0057] 基带信号处理模块1及插值器21、22可以在FPGA或DSP等数字处理芯片中完成，以下以MPSK调制为例进行描述，但不作为限制。
[0058] 首先，外部输入数字基带信号通过星座映射器11进行MPSK映射。将输入MPSK(M＝2N，N为正整数)星座映射器11的数据分为N比特一组，每组数据按照对应的星座图
位置映射为该星座图上的一个符号，若干组数据即映射为若干个符号。
[0059] 星座图映射和成形滤波映射在一个ROM中进行映射处理，星座图映射和成形滤波共用一个ROM存储表作为查找表，直接通过查表法完成星座映射和成形滤波功能，以减小逻辑资源占用，将输入的数据比特序列按组作为存储表的地址，送入查找表映射为滤波后的符号。
[0060] 映射具体过程为：每个符号分解映射产生一组长度为K的映射符号序列，其中，K为滤波器抽头系数个数，也为滤波器长度；映射查找表根据MPSK星座图的符号映射和单符号成形滤波器映射的关系进行计算。成形滤波时，每个符号映射为K个映射数据值，K＝(N-1)×4+1，其中系数4即为符号速率的倍数，N为符号数，映射结果根据成形滤波公式(1)进行计算：
[0061]
[0062] 其中，i为整数且1≤i≤K，h(i)为单个成形滤波抽头系数。
[0063] 成形滤波器抽头系数的时域表达式如式(2)：
[0064]
[0065] 其中R为滚降因子，一般取值范围0.2～0.6，T为符号周期。通过式(1)依次求出每个符号经过MPSK映射后的幅度级数值分别与该符号的各单个成形系数h(1)、h(2)、……、h((N-1)×4+1)的乘积作为存储模块ROM的存储映射值，每个符号的该K个乘积值作为映射查找表的输出数据存入ROM中，每个符号的映射查找表地址即为该符号对应的数据比特序列。
[0066] 采用此种星座图映射和成形滤波方法，可以把成形滤波中的乘法运算直接转换为ROM中的离散序列映射，大大减少了普通数字成形滤波中乘法器的资源占用。
[0067] 在一个实施例中，以上可变码速率成形滤波后的信号经过插值变换形成一固定采样频率的输出信号，这样在DA变换器311、312输出的频谱上，镜像带的中心位置固定，方便后端的LC滤波器321、322处理，以达到硬件通用化平台设计。插值滤波的方法如下：
[0068] 信号在经过成形滤波后，速率变为f0＝4fcode，fcode为符号速率，而系统的采样率为fs，为了获得信号在fs采样率下的采样值，需要进行信号的插值重建。
[0069] 信号x(t)经过抽样后的信号为：
[0070]
[0071] 抽样以后信号的频谱为：
[0072]
[0073] 抽样后的信号在频谱上以nf0为间隔延拓，此时经过
低通滤波器可以恢复原信号，恢复的原信号为：
[0074]
[0075] 而fs采样率下的采样值则为：
[0076]
[0077] 插值过程实质上是利用 对信号进行内插重建的过程。
[0078] 图3是信号插值示意图，其中信号插值前采样率是f0，插值后采样率是fs，由图3可知，理想插值的过程是无穷多个sinc函数在拟插值点的作用总和，但是由于理想插值在实际中较难实现，因此本发明实施例中优选采用多项式插值方法。
[0079] 插值函数L(xi)满足L(xi)＝f(xi)，其中f(xi)是已知的信号采样点的值，插值后信号与原信号在采样点上的数值保持一致。最通用的插值函数是多项式插值函数，即用n次多项式来逼近原函数。
[0080] 最简单的插值方法为邻近点插值法，即拟插值点的取值与其最相邻的信号一致，该方法实现简单，但是误差比较大。
[0081] 线性插值是比较常用的插值方式，其中插值函数L(xi)的表达式如下：
[0082]
[0083] 抛物线插值函数的表达式如下：
[0084]
[0085] 三次多项式插值函数的表达式如下：
[0086]
[0087] 以上公式中，x是插值后的新采样位置，x0、x1、x2、x3是原相邻采样点位置，f(x0)、f(x1)、f(x2)、f(x3)是对应原相邻采样点的数据幅度值。
[0088] 这几种方法的插值效果比较，如附图4。
[0089] 这几种方法的插值误差如下表1所示(计算了50000个点)：
[0090]插值法 均方差
最邻近插值法 0.1310
线性插值法 0.0470
抛物线插值法 0.0410
三次多项式插值法 0.0321
[0091] 表1插值误差表
[0092] 根据图4和上表1，我们看到三次多项式插值的结果和理想插值结果比较相近，抛物线插值性能次之，线性插值也能比较好的反映原信号特性，最邻近插值法误差比较大。提高插值多项式的阶数可以更好的逼近原多项式，但是随着阶数n的增大，会出现龙格现象：如图5，是函数1/(1+x2)在[-5，5]区间用20次多项式逼近的结果，可以看到，靠近区间端点处，出现了较大起伏，误差很大，因此，为了避免龙格现象的发生，又要使插值有效易行，在确定多项式阶数时，需要考虑各方面因素进行折中。
[0093] 由图4与表1，我们得出3次多项式插值法的性能和理想插值相差较小，并且实现结构较为简单；同时线性插值只需要用到前后两个码元，非常有利于
硬件实现且性能良好，因此，可考虑使用3次多项式插值或者线性插值两种方法。而从频谱上分析，线性插值会在数据带宽的邻带产生较大的频谱起伏，此范围LC滤波器321、322无法滤除；3次多项式插值不会产生频谱起伏，更接近理想频谱，带外抑制效果更好，所以本发明优选3次多项式插值方法。
[0094] 根据上面的3次多项式插值公式，由于3次多项式插值时点y′m的值与其最相近的前后4个信号值yn-1,yn,,yn+1,yn+2有关，而进入插值器21、22进行计算的4个信号值，需要通过信号前后采样率的相位关系来确定。为了降低处理速度，本设计利用多位的移位寄存器存储成形滤波后输出的信号值，采用相位计算器并行运算的方法来计算相位关系，并行计算插值前后的采样率的相位差，进而确定插值器的有效输入信号值以及λ值，λ为信号插值点与其前一个最相邻信号点之间的归一化距离。3次多项式插值在FPGA内的硬件实现的电路连接结构如图6。
[0095] 对正交模拟调制器6内载波
相位噪声对已调输出信号
信噪比的影响进行分析。下面以MPSK信号为例，当载波含有相噪时，MPSK信号的
功率谱密度发生畸变，基带信号的功率谱被扩展了。解调时通过带宽为2Bsym的带通滤波器时，MPSK信号的功率将随着载波相噪的恶化而发生严重的泄漏，从而降低了信噪比；如果为了保证主瓣的功率全部通过而增加带通滤波器的带宽至2B′，则由此增加的噪声功率ΔN＝n0×2(B′-B)同样会降低信噪比。并且这种损失依靠增加发射机功率来改善效果是不明显的，且改善程度受噪声基底限制。
[0096] 参看图1中的本振产生部分，载波源生成模块包括晶振41、锁相环42和取样振荡电路(图中未示出)。锁相环42连接晶振41，取样振荡电路取样锁相环42的频率源，以提供正交本振信号作为载波信号。采用取样锁相频率源提供本振源，其输出低相噪点频载波信号，有效地改善了相位噪声对已调输出信号信噪比的影响。取样振荡电路可以采用GaAS衬底的MMIC(压控
振荡器)负阻单片，远端相噪好；内部电源处理，优化环路设计，近端相噪接近晶振倍频理论值；参考晶振采用温补晶振，体积和功耗小，无需长期加电，且提供接近恒温晶振的相噪指标。
[0097] 直接正交变频技术对基带信号和本振信号的幅相平衡性要求很高，幅相的不平衡将会导致
变频器的镜频干扰抑制能力下降。同时，因为电路中不可避免地存在串扰、
辐射、直流偏移调制等多种问题引起本振泄漏，且由于有用信号和泄漏的本振信号在频谱上靠的很近，无法利用滤除器滤除。本振泄漏信号一方面会降低发射机的效率，另一方面会导致接收机直流工作点偏移，容易引起非线性失真,甚至出现饱和阻塞现象。
[0098] 参看图1中的调制放大处理部分，实现射频正交调制、功率放大、不同温度下输出功率补偿以及基带I路信号和Q路信号数据电平偏置调整和温度补偿功能。解决直接正交上变频调制器本振泄漏信号对消技术。
[0099] 直接正交上变频调制器6在理想情况下，基带信号I(t),Q(t)和本振信号fLO-I(t),fLO-Q(t)的幅度和相位完全平衡，输出信号fRF(t)是一个理想的单边带信号。由于正交本振信号是由集成电路内部产生，其幅度和相位的平衡性由
半导体工艺决定，且随着近年来半导体工艺技术进步，已经能很好地满足幅度和相位要求。因此，实际情况下，尽管基带信号或本振信号都分别存在着一定的幅度或相位不平衡性，但通常基带信号的不平衡问题更为突出。
[0100] 为便于讨论,假设本振信号fLO-I(t),fLO-Q(t)的幅度和相位是完全平衡的，基带I(t)，Q(t)信号中存在一定的不平衡问题，表示为：
[0101]
[0102] Q(t)＝sinωt (10)
[0103] fLO-I(t)＝cosωct
[0104] fLO-Q(t)＝sinωct (11)
[0105] 式中，A，φ，D分别为I(t)，Q(t)信号之间的幅度比、正交相位误差和直流偏置误差。
[0106] 直接正交上变频调制器6的输出信号fRF(t)为：
[0107]
[0108] 式中，fRF(t)包含上边带已调信号fRF-U(t)、下边带镜频
干扰信号fRF-L(t)和本振泄漏信号fRF-LO(t),且分别为:
[0109]
[0110]
[0111] fRF-LO(t)＝Dcos(ωct)+Ecos(ωct+θ)＝ALcos(ωct+Δθ) (13)[0112] 式中，Ecos(ωct+θ)是电路中由于辐射、串扰引起因素引起的等效的本振泄漏信号。
[0113] 直接正交上变频的本振泄漏抑制比RLO-L为：
[0114]
[0115] 式中，AL2＝D2+E2。式(14)表示了直接正交上变频调制器6由正交基带信号的直流偏置误差、电路中的辐射和串扰引起的本振泄漏。
[0116] 本振泄漏信号对消措施如下：由于直接正交模拟调制器6的本振信号很容易通过电路串扰、辐射或基带信号的直流偏置误差等多种因素引起泄漏，且很难滤除。泄漏的本振信号一方面降低发射机的发射效率，另一方面在接收端可能会引起下变频器输出较大直流偏移，导致接收机出现饱和阻塞现象。为了消除本振泄漏信号，数模转换处理模块还包括偏置电平调整模块，用以提供直流偏置信号，将直流偏置信号与数模转换并滤波后的信号叠加之后，输出模拟基带信号至正交模拟调制器6。该输出的模拟基带信号为校正后的信号,然后利用该信号分别与正交本振信号调整生成射频信号。优化了I、Q正交特性，并采取温度补偿措施，使基带数据信号的直流电平偏置在全温范围内保持稳定。
[0117] 因此，射频信号fRF(t)中除了有用的单边带信号外，还有原来的本振泄漏信号，以及由于调制本振信号而引起的本振泄漏的对消信号。为提高电路工作性能指标,直流电平偏置信号的产生是由高稳直流参考电源51提供一个纹波非常小的直流
电压,该电压经过直流偏置电压设置电路52，输出基带直流偏置电压信号，然后，经过偏置补偿调整电路53实现偏置的细调，达到更为精准地对消本振泄漏信号的设计要求。
[0118] 另外，Ka波段射频调制系统还可以包括调制放大器7，连接在正交模拟调制器6的输出端，用以进行调制放大并温度补偿。在电路设计时采用了温度特性和正交模拟调制器6温度特性接近的稳压
二极管实现温补功能，能够在较大温度变换范围内，仍能很好地满足本振泄漏对消的目的。
[0119] 本发明还提供一种Ka波段射频调制方法，实现Ka波段小型化、高性能直接射频调制，包括以下步骤：
[0120] S1：对接收的并行数字基带信号根据对应调制方式进行星座图映射，并对生成的星座图映射符号进行成形滤波后输出；并行输入数字基带信号进行对应调制方式的星座图映射，映射后输出星座图映射的符号，再对星座图映射的符号进行成形滤波，输出星座图映射和成形滤波后的数据信号；为了增加通用性，适应灵活的调制符号速率需求，适应后端的
模拟滤波器固定带宽，对不同符号速率进行插值处理，以保持输出固定采样率和带宽相对位置；
[0121] S2：将成形滤波后的数据信号进行数模转换并滤波，输出模拟基带信号；成形滤波后的数据信号，经DA变换和LC滤波输出；为了进一步优化正交调制器I、Q输入端信号的匹配性，进行偏置电平调整后送正交调制器；
[0122] S3：生成并输出调制用的载波信号；载波源提供调制器的本振，由
温度补偿电路和振荡电路组成参考输入信号，通过直接温度补偿以满足频率稳定度要求；用脉冲取样锁相技术将介质振荡器的振荡频率锁定在参考输入信号的谐波上形成载波点频源，完成倍频功能，实现方式简单，调试难度低，功耗、体积、相位噪声由于传统倍频链；
[0123] S4：根据载波信号对模拟基带信号进行正交模拟调制，输出调制后的射频信号；采用GaAs单片调制器裸片，与MEMS滤波器、温度补偿电路和单片放大器组合为多芯片集成调制放大模块，在基带数据信号和载波源输入下，进行正交载波模拟调制和放大后输出已调射频信号。
[0124] 根据本发明的一个实施例，所述步骤S1中，星座图映射和成形滤波共用一个查找表，通过查表法完成星座映射和成形滤波，将输入的数据比特序列按组作为存储表的地址，送入查找表映射为滤波后的符号。
[0125] 根据本发明的一个实施例，每个符号分解映射产生一组长度为K的映射数据值序列，其中，K为滤波器抽头系数个数，也为滤波器长度；
[0126] 每个符号映射为K个映射数据值，K＝(N-1)×4+1，其中系数4即为符号速率的倍数，映射结果根据成形滤波公式(1)进行计算：
[0127]
[0128] 其中，i为整数且1≤i≤K，h(i)为单个成形滤波抽头系数；
[0129] 通过式(1)依次求出每个符号经映射得到的映射数据值分别与该符号的成形滤波器的各单个成形系数的乘积，作为存储模块的存储映射值，每个符号的该K个乘积值作为映射查找表的输出数据存入存储模块中，每个符号的映射查找表地址即为该符号对应的数据比特序列。
[0130] 根据本发明的一个实施例，在所述步骤S1和步骤S2之间还包括步骤S5：对可变码率的成形滤波后的信号插值变换成固定采样频率的信号，以获得信号在系统采样率下的采样值，输出插值后的信号。
[0131] 根据本发明的一个实施例，在所述步骤S5中，插值算法为3次多项式插值法；采用移位寄存器存储成形滤波后输出的信号，并行计算插值前后的采样率的相位差，以确定3次多项式插值法的有效输入信号值。
[0132] 关于本发明Ka波段射频调制方法的具体内容可以参看前述Ka波段射频调制系统部分的描述内容，在此不再赘述。
[0133] 本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定
权利要求，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
