【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御回路に関する。 特に、本発明は、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓ
ｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；符号分割多元接続）における復調器の自動周波数制御回路（Ａｕｔ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）の周波数オフセット補正システム及び方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は従来のＣＤＭＡの受信機の概略構成を示す図である。 本図に示すように、ＣＤＭＡの受信機は高周波（ＲＦ）信号を受信して中間周波（ＩＦ）信号に変換するダウンコンバータ１１と、ダウンコンバータ１１に接続され中間波信号のスペクトル逆拡散を行う逆拡散部１２と、逆拡散部１２に接続され逆拡散された信号を復調して受信データを形成する復調器１３からなる。 従来、ＣＤＭＡの受信信号は、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌ
（同相成分）、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌ（直交成分）をデータとパイロトット信号データとでそれそれＢＰＳＫ（Ｂ
ｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
に変調し、これらを重畳してＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）に変調し、さらに拡散符号で変調した信号である。

【０００３】図６は本発明の前提となるＣＤＭＡの受信データを説明する図である。 本図に示すように、１フレームはＦｒａｍｅ＃１、Ｆｒａｍｅ＃２、Ｆｒａｍｅ＃
３、…、Ｆｒａｍｅ＃７２からなり、１周期Ｔ
_{Ｓｕｐｅｒ} ＝７２０ｍｓである。 例えば、Ｆｒａｍｅ＃
３はＳｌｏｔ＃１、Ｓｌｏｔ＃２、Ｓｌｏｔ＃３、…Ｓ
ｌｏｔ＃１５からなり、１周期Ｔ _ｆ ＝１０ｍｓである。

【０００４】例えば、Ｓｌｏｔ＃３はＩ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌからなり、１周期Ｔ _ｓ ＝０．６
６６ｍｓである。 Ｉ−ＣｈａｎｎｅｌはＮ _ｄａｔａビットのデータ（Ｄａｔａ）で構成され、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌはＮ _{ｐｉｌｏｔ}ビットのパイロット（Ｐｉｌｏｔ）信号データで構成される。

【０００５】図７は図６のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ、Ｑ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのビットレート、ビット数の関係を説明する図である。 本図に示すように、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのチャンネルビットレートは固定で、例えば、１５ｋｂｐ
ｓであり、パイロット信号データのビット数（Ｎ
_{ｐｉｌｏｔ} ）も固定で、例えば、１０ビットである。

【０００６】これに対して、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのチャンネルビットレートは可変で、例えば、１５、３０、６
０、１２０、２４０、４８０、９６０ｋｂｐｓであり、
それぞれに対応してデータのビット数（Ｎｄａｔａ）も可変で、例えば、１０、２０、４０、８０、１６０、３
２０、６４０ビットである。 ところで、ＣＤＭＡにおける復調器のＡＦＣには、受信信号の周波数オフセットの補正を行う周波数オフセット補正システムが設けられている。

【０００７】周波数オフセット補正システムでは、１スロットル分の固定ビットレートのＱ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データ、可変ビットレートのＩ−Ｃｈａ
ｎｎｅｌのデータを蓄積し、復調器のＡＦＣがＱ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのパイロット信号データから周波数オフセット値を推定し、パイロット信号データのビットレートで受信信号の周波数オフセットの補正が行われる。 受信信号から周波数オフセットを取り除いて復調等が行われる周波数オフセットの補正についてはＣＤＭＡ以外にも用いられており、特開平６−３００７０号公報に記載されている。 さらに、受信信号の周波数オフセットの補正の精度を向上させるために、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートで周波数オフセットの補正を行うべきであるとの要求がある。 このため、この推定されたパイロット信号データの周波数オフセット値を利用してＩ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのデータのビットレートで周波数オフセットを補正することが行われる。

【０００８】

【発明が解決しょうとする課題】ところで、上記Ｑ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのパイロット信号データよりも、Ｉ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのデータのチャネルビットレートが高い場合、１ビット当りの位相ずれΔθを求める時の周波数オフセットの打ち切り誤差等が大きくなる。

【０００９】上記の周波数オフセットの補正では、パイロット信号データから推定された周波数オフセットについて、積分動作を行うため、１スロット内で位相ずれΔ
θの加算が行われる。 このため、求めた周波数オフセット値の誤差に対して、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネルビットレートが高いほど、チャンネルビット数が多いため１スロット内で位相ずれΔθの加算する数が多くなり、積分動作に起因する周波数オフセットの誤差の影響が大きくなるという問題がある。

【００１０】さらに、周波数オフセットの補正では、パイロット信号データの周波数オフセットが小さくなる場合、１シンボル当りの位相ずれの変化量が小さくなるため、特に、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データの角周波数を固定少数点で処理した場合、さらに、周波数オフセットの打ち切り誤差が大きくなるという問題がある。

【００１１】したがって、本発明は上記問題点に鑑みて、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネルビットレートが大きい場合には周波数オフセットの積分動作による誤差を小さくし、且つＱ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データの周波数オフセットが小さくなる場合には周波数オフセットの打ち切り誤差を小さくして、周波数オフセットの補正の精度を向上できる周波数オフセット補正システム及び方法を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解決するために、ビットレートが可変である同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正システムにおいて、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイロット信号データから複数のビット毎にパイロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する位相ずれ推定部と、前記位相ずれ推定部で推定される前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算し、加算された前記データ位相ずれを選択し、前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込ませて選択された位相ずれで受信信号の周波数オフセットの補正を行う補正部とを備えることを特徴とする周波数オフセット補正システムを提供する。

【００１３】この手段により、小さな周波数オフセットによるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ずれを推定するようにしたので、推定位相誤差が大きく、
打ち切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の精度を向上することが可能になった。

【００１４】さらに、本発明は、ビットレートが可変である同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正システムにおいて、前記パイロット信号データから１ビット毎にパイロット位相ずれを推定し、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイロット信号データから複数のビット毎にパイロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する位相ずれ推定部と、前記位相ずれ推定部で推定される前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算して積分動作を行う加算部と、前記加算部で加算された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを択一的に選択し、選択された位相ずれを前記データ位相ずれの前記加算部の前回加算値とし、選択された位相ずれで受信信号の周波数オフセットの補正を行うためのセレクタと、
前記位相ずれ推定部からの推定タイミングで加算された前記データ位相ずれを選択し、前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込ませるように前記セレクタを制御する処理レート制御部とを備えることを特徴とする周波数オフセット補正システムを提供する。

【００１５】この手段により、データのビットレートが高いときにはデータ位相ずれの誤差の加算がパイロット位相ずれで補正するようにし、小さな周波数オフセットによるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ずれを推定するようにしたので、打ち切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の精度を向上することが可能になった。 好ましくは、前記位相ずれ推定部は、前記周波数オフセットが小さくなるにつれて、前記パイロット位相ずれを推定するための前記パイロット信号データの複数のビット数を大きくする。

【００１６】この手段により、周波数オフセットが小さくなるにつれて１ビット当たりのパイロット信号データの推定の位相ずれが小さくなり、パイロット信号データの推定位相ずれ自体の打ち切り誤差が大きくなるだけではなく、データの推定位相ずれの打ち切り誤差も大きくなるが、周波数オフセットが小さくなるにつれてビット数を大きくし、パイロット信号データの推定位相ずれを大きくすることができるので、誤差を小さくすることができる。 好ましくは、前記処理レート制御部は、前記データのビットレートが高くなるにつれて、前記パイロット位相ずれの選択の割り込みを増やす。

【００１７】この手段により、データのビットレートが高くなるにつれて、データの推定位相ずれの打ち切り誤差の加算が大きくなるが、パイロット信号データの推定位相ずれで補正されるので、誤差を小さくすることができる。 好ましくは、前記位相ずれ推定部は、同時に、前記周波数オフセットが小さくなり、前記データのビットレートが高くなる場合には、前記パイロット信号データから複数のビット毎にパイロット位相ずれをだけを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する。

【００１８】この手段により、データのビットレートが高くなる場合よりも周波数オフセットが小さくなる場合を優先して誤差を小さくする。 パイロット信号データの位相ずれの誤差が大きくなれば、データの位相ずれの誤差も大きくなるためである。 好ましくは、前記セレクタには周波数変換・複素乗算部が接続され、前記周波数変換・複素乗算部は、前記セレクタで選択された位相ずれを同相成分と直交成分の２系統の周波数に変換し、変換された周波数と受信信号とを複素乗算して前記受信信号の周波数オフセットを補正し、補正された受信信号が分岐され前記位相ずれ推定部に入力される。 この手段により、周波数オフセットの推定と補正が可能になる。 好ましくは、符号分割多元接続に前記周波数オフセット補正システムが使用される。 この手段により、本発明の周波数オフセット補正システムが符号分割多元接続に適用可能になる。

【００１９】さらに、本発明は、ビットレートが可変である同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正方法において、前記パイロット信号データから１ビット毎にパイロット位相ずれを推定し、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイロット信号データから複数のビット毎にパイロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する工程と、推定された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算して積分動作を行う工程と、加算された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを択一的に選択し、選択された位相ずれで受信信号の周波数オフセットの補正を行う工程と、加算された前記データ位相ずれを前記データ位相ずれの推定タイミングで選択し、
前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込ませる工程とを備えることを特徴とする周波数オフセット補正方法を提供する。

【００２０】この手段により、上記発明と同様に、データのビットレートが高いときにはデータ位相ずれの誤差の加算がパイロット位相ずれで補正するようにし、小さな周波数オフセットによるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ずれを推定するようにしたので、打ち切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の精度を向上することが可能になった。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。 図１は本発明に係るＣＤＭ
Ａにおける自動周波数制御回路の周波数オフセット補正システムの概略構成を示すブロック図である。 本図に示すように、自動周波数制御回路の周波数オフセット補正システムには加算部１−１、１−２が設けられ、加算部１−１、１−２は各々の一方にＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ（同相成分）のデータの位相ずれΔθ _１ 、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌ（直交成分）のパイロット信号データの位相ずれΔθ
_２をそれぞれ入力し、ビット単位で加算する。

【００２２】加算部１−１、１−２にはフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）２−１、２−２がそれぞれ接続される。 フリップフロップ２−２の出力は加算１−２の他方の入力に接続される。 さらに、自動周波数制御回路の周波数オフセット補正システムにはセレクタ３が設けられ、セレクタ３のスイッチ３−１はフリップフロップ２−１、２
−２を択一的に選択し、その出力は加算部１−１の他方の入力に接続される。

【００２３】セレクタ３のスイッチ３−１には周波数変換部４を介して複素乗算部５に接続される。 複素乗算部５にはΔθ（位相ずれ）推定部６が設けられ、Δθ推定部６は１ビット当りの位相ずれΔθ _１ 、Δθ _２を推定し、Δθ推定部６の出力は加算部１−１、１−２の一方の入力にそれぞれ接続される。

【００２４】上記のΔθ _１ 、Δθ _２はそれぞれＩ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのデータ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データに関する１ビットあたりの周波数オフセットΔｆ（＝Δθ／２πＴ）に対応している。 なお、Ｔは１
ビット当りの時間（１／ビットレート）であり、Δｆは１ビット当りの周波数オフセットである。

【００２５】自動周波数制御回路の周波数オフセット補正システムには処理レート制御部７が設けられ、処理レート制御部７は、Δθ推定部６から得たＩ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌのデータのビットレート、周波数オフセットの大小に基づいて上記のΔθ _２によるΔθ _１の更新情報を受信し、前記セレクタ３のスイッチ３−１の切り替え制御を行う。

【００２６】加算部１−１、１−２、フリップフロップ２−１、２−２は、１ビット当りの位相ずれΔθ _１ 、Δ
θ _２をそれぞれのチャンネルビットレートに対するタイミングで、前回のθ＋（ｎ−１）Δθ _１ 、θ＋（ｍ−
１）Δθ _２と加算し積分動作を行う。 セレクタ３のスイッチ３−１、処理レート制御部７からの選択信号（ＳＥ
Ｌ）に応じてフリップフロップ２−１、２−２の出力信号、つまりそれぞれ積分された信号θ＋ｎΔθ _１ 、θ＋
ｍΔθ _２の一方が択一的に選択され、θ＋ｎΔθとして周波数変換部４に出力される。 なお、θ＋ｍΔθ _２は加算部１−１の前回の加算値として入力に用いられる。

【００２７】周波数変換部４はセレクタ３で選択されたθ＋ｎΔθに対して周波数変換を行わない、ｃｏｓ（θ
＋ｎΔθ）、ｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）を複素乗算部５に出力する。 複素乗算部５は周波数変換部４からのｃｏｓ
（θ＋ｎΔθ）、ｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）とＣＤＭＡの受信信号（Ｉ、Ｑ）とを複素乗算し、受信信号（Ｉ、Ｑ）
の周波数オフセット補正を行ない、受信信号（Ｉ、Ｑ）
を受信信号（Ｉ _ｃ 、Ｑ _ｃ ）に補正する。

【００２８】なお、周波数オフセットがあるＣＤＭＡの受信信号（Ｉ、Ｑ）は、前述のように、Ｉ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータとパイロトット信号の各々がＢＰＳＫとして、ＱＰＳＫに一次変調され、さらに拡散符号で二次変調された信号である。

【００２９】上記の複素乗算は、 Ｉｃ＋ｊＱｃ＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ［ｊ（θ＋ｎΔθ）］ Ｉｃ＝Ｉｃｏｓ（θ＋ｎΔθ）−Ｑｓｉｎ（θ＋ｎΔθ） Ｑｃ＝Ｉｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）＋Ｑｃｏｓ（θ＋ｎΔθ） という式で行われる。

【００３０】次に、Δθ推定部６は、１ビット当りの位相ずれΔθ _１ 、Δθ _２の推定処理を、以下のように、行う。 Δθ推定部６で受信信号から推定される２つの１ビット当りの位相ずれΔθ _１ 、Δθ _２は、 Δθ＝２πΔｆ・Ｔ で表される。 パイロット信号データを利用して周波数オフセットを算出する方法としてはいろいろと考えられるが、ここでは一例を示す。

【００３１】まず、パイロット信号データを利用して、
パイロット信号データのチャンネルビットレート（１５
ｋｂｐｓ）の周波数オフセットに対応するΔθ _２が求められる。 受信信号（Ｉ _ｃ 、Ｑ _ｃ ）とパイロット信号データの理論値（ＰＬｉ、ＰＬｑ）とから、（Ｎｐｉｌｏｔ
−１）分の平均をとることによって、パイロット信号データ１ビット当りの周波数ずれベクトルΘが求められる。 つまり、パイロット信号データ１ビット当りの周波数ずれベクトルΘは、 Θ＝Σ（Ｄｋ×Ｕｋ ^＊ ）（Ｄｋ−１×Ｕｋ−１ ^＊ ） ^＊

【００３２】 Ｄｋ＝ＰＬｉ＋ｊＰＬｑ Ｕｋ＝Ｉｃ＋ｊＱｃ という式から求められる。 ここで、 ^＊は複素共役を示す。 周波数ずれベクトルの同相成分と直交成分との逆正接から、パイロット信号データのビット当りの周波数オフセットに対応するΔθ _２ （ｐ）を求めることができる。 ここに、ｐは整数である。

【００３３】つまり、Δθ _２ （ｐ）は、 Δθ _２ （ｐ）＝Δθ _２ （ｐ−１）＋ＡＴＡＮ（Ｉｍ
［Θ］／Ｒｅ［Θ］） という式から求められる。 データ信号の１ビット当りの周波数オフセットに対応するΔθ _１ （ｐ）は、例えば、
Δθ _２ （ｐ）のｌｏｇ２（Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）
ビットの右シフトで求めることができる。

【００３４】つまり、Δθ _１ （ｐ）は、 Δθ _１ （ｐ）＝Δθ _２ （ｐ）≫ｌｏｇ２（Ｎｄａｔａ／
Ｎｐｉｌｏｔ） という式から求められる。 これをハードウエアの構成上等の制約から、固定小数点で扱った場合、Δθ _１ （ｐ）
は、Δθ _２ （ｐ）の下位ビットを打ち切ることになり精度は悪くなる。 これはＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネルビットレートが高いほど顕著となる。 また、周波数オフセットが小さくなる場合には１ビット（シンボル）当りの位相変化量が小さくなるため、特に各周波数で処理した場合には誤差が大きくなる。 このため、Ｉ−
Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートが高くなるにつれて、位相ずれΔθ _１が位相ずれΔθ _２により部分的に切替えられる。

【００３５】さらに、周波数オフセットが小さくなるにつれて、位相変化量を大きくするために、Ｑ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌのパイロット信号データについて複数のビット（シンボル）当りの位相変化量（２Δθ _２ 、３Δθ _２ 、
…）を求め、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データに関して求められた複数のビット当りの位相変化量からＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビット当りの位相変化量Δθ _１が求められる。 θを初期位相とすると、セレクタ３で選択信号ＳＥＬによってそれぞれ積分された信号θ＋ｎΔθ _１又はθ＋ｍΔθ _２が選択され、前述のように、θ＋ｎΔθとなる。 図２はＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートが高い場合の処理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説明する図である。

【００３６】以下に説明する例では、Ｎｄａｔａ／Ｎｐ
ｉｌｏｔ＝４であり、時間Ｔがｎｍｏｄ ４＝０（ｍｏ
ｄは余りを求める演算子）の時にΔθ _２が選択され、それ以外の時間ではΔθ _１が選択される。 本図に示す時間（Ｔ）は、図７のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのチャンネルビットレートが６０ｋｂｐｓである１ビット当りの時間（１
／ビットレート）である。

【００３７】また、本図に示すｎΔθ _１は、セレクタ３
のスイッチ３−１が閉の場合の出力であり、例えば、時間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ _１ 、θ＋２Δθ _１ 、θ＋３Δ
θ _１ 、θ＋４Δθ _１ 、θ＋５Δθ _１ 、θ＋６Δθ _１ 、θ
＋７Δθ _１ 、θ＋８Δθ _１ 、θ＋９Δθ _１ 、…で表される。 ｍΔθ _２はフリップフロップ２−２に関する出力であり、例えば、θ、θ＋Δθ _２ 、θ＋２Δθ _２ 、…のようにパイロット信号データの１ビット毎に表される。

【００３８】本図に示すＳＥＬ信号は処理レート制御部７に関する時間Ｔ毎の出力信号であり、ｎΔθはセレクタ３のスイッチ３−１の出力に関する時間Ｔ毎の出力信号である。 このように、処理レート制御部７はＱ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのビットレート１５ｋｂｐｓでＳＥＬ信号を生成する。

【００３９】ｎΔθは、セレクタ３のスイッチ３−１の出力であり、時間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ _１ 、θ＋２Δ
θ _１ 、θ＋３Δθ _１ 、θ＋Δθ _２ 、θ＋Δθ _２ ＋Δ
θ _１ 、θ＋Δθ _２ ＋２Δθ _１ 、θ＋Δθ _２ ＋３Δθ _１ 、
θ＋２Δθ _２ 、θ＋２Δθ _２ ＋Δθ _１ 、…で表される。
したがって、処理レート制御部７は、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのビットレート毎の位相ずれの選択に対して、４Ｔ時間毎にＱ−Ｃｈａｎｎｅｌの位相ずれの選択を割り増せる。 図３は、Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データの周波数オフセット（位相ずれΔθ _２ ）が小さい場合の処理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説明する図である。 なお、ＳＥＬ信号の１５ｋｂｐｓをビットレートで生成したが、データのビットレートが低い場合にはＳＥＬ信号を１５ｋｂｐｓ以下にし、データのビットレートが高くなるにしたがって、ＳＥＬ信号のビットレートを大きくするようにしてもよい。 データのビットレートが高くなるにしたがってパイロット信号データの位相ずれの補正が多くなるようにして誤差が大きくなるのを抑制するためである。

【００４０】パイロット信号データの周波数オフセット（位相ずれΔθ _２ ）が小さく、Δθ推定部６がパイロット信号データを２ビット毎に推定を行っている場合、本図に示すように、処理レート制御部７はＱ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌのビットレートを、例えば、７．５ｋｂｐｓに変えてＳＥＬ信号を生成する。 ｎΔθ _１は、前述のように、
セレクタ３のスイッチ３−１が閉の場合に、時間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ _１ 、θ＋２Δθ _１ 、θ＋３Δθ _１ 、θ＋４
Δθ _１ 、θ＋５Δθ _１ 、θ＋６Δθ _１ 、θ＋７Δθ _１ 、
θ＋８Δθ _１ 、θ＋９Δθ _１ 、…と表される。

【００４１】ｍΔθ _２は、フリップフロップ２−２に関する出力であり、θ、θ _１ ＋２Δθ _２ 、…のようにパイロット信号データの２ビット毎に表される。 ｎΔθは時間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ _１ 、θ＋２Δθ _１ 、θ＋３Δ
θ _１ 、θ＋４Δθ _１ 、θ＋５Δθ _１ 、θ＋６Δθ _１ 、θ
＋７Δθ _１ 、θ＋２Δθ _２ 、θ＋２Δθ _２ ＋Δθ _１ 、…
と表される。 したがって、処理レート制御部７は、Ｉ−
Ｃｈａｎｎｅｌのビットレート毎の位相ずれｎΔθ _１の選択に対して、８Ｔ時間毎にＱ−ＣｈａｎｎｅｌのｍΔ
θ _２の選択を割込ませる。 図４は処理レート制御部７の一連の動作例を説明するフローチャートである。

【００４２】ステップＳ１において、処理レート制御部７は、図６に示すフレームのデータに基づいて、Ｎｄａ
ｔａ／Ｎｐｉｌｏｔを算出する。 一例として、Ｎｄａｔ
ａ／Ｎｐｉｌｏｔ＝４とする。 なお、図５に示すように、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データのビット数は一定で１０ビットであるのでチャンネルビットレートは固定で１５ｋｂｐｓである。

【００４３】これに対して、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートは、データのビット数１０、２０、４
０、８０、１６０、３２０、６４０ビットのような増加と共に、１５、３０、６０、１２０、２４０、４８０、
９６０ｋｂｐｓと増加する。 このため、Ｎｄａｔａ／Ｎ
ｐｉｌｏｔの取り得る値は、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ
＝１、２、４、８、１６、３２、６４となる。

【００４４】ステップＳ２において、周波数オフセット（位相ずれΔθ _２ ）が所定値１よりも小さいか否かを判断する。 大きい場合にはステップＳ４に進む。 ステップＳ３において、小さい場合には、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌ
ｏｔ＝２Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ（＝８）とおく。 なお、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ＝２Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉ
ｌｏｔは一例であり、これに限定されず、周波数オフセットが小さくなればなるほど、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏ
ｔ＝３Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ、４Ｎｄａｔａ／Ｎｐ
ｉｌｏｔ、…と大きくしてもよい。 ステップＳ４において、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔが所定値２よりも大きいか否かを判断する。 大きい場合には、すなわち、データのビットレートが高い場合には、ステップＳ５に進み、
小さい場合にはステップＳ１１に進む。 ステップＳ５において、ｎ ｍｏｄ （Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）＝
０が成立するか否かを判断する。

【００４５】ステップＳ６において、ｎ ｍｏｄ （Ｎ
ｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）＝０の場合、処理レート制御部７は、周波数オフセットが大きい場合には図２のｍΔ
θ _２を選択し、周波数オフセットが小さい場合には図３
のｍΔθ _２を選択する。 ステップＳ７において、ｎ ｍ
ｏｄ （Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）≠０の場合、処理レート制御部７は、周波数が大きい場合には図２のｎΔ
θ _１を選択し、周波数が小さい場合には図３のｎΔθ _１
を選択する。 選択処理後、ｍのインクリメントを行う。

【００４６】ステップＳ８において、処理レート制御部７は、周波数オフセットが大きい場合には図２のｎΔθ
を出力させ、周波数オフセットが小さい場合には図３のｎΔθを出力させる。 ステップＳ９、１０において、処理の継続を判断する。 継続する場合には、ｎのインクリメントを行う。 ステップＳ１１において、Ｎｄａｔａ／
Ｎｐｉｌｏｔが所定値２よりも小さい場合には、すなわち、周波数オフセットが大きくかつ、データのビットレートが小さい場合には、打ち切り誤差の影響がないので、従来のように、図２（又は図３）のｎΔθ _１を選択する。 ステップＳ１２、１３、１４において処理の継続を判断する。 継続する場合には、ｎのインクリメントを行う。 したがって、本発明によれば、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのデータのビットレートが高い場合にはＩ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌのデータに対する位相ずれをＱ−Ｃｈａｎｎｅｌ
のパイロット信号データに対する位相ずれに切替える割合を増やすようにした。 また、周波数オフセットが小さい場合には、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データに関する複数のビット毎の位相ずれ推定、複数のビット毎の推定位相ずれからＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータの位相ずれが求められ、データの位相ずれがパイロット信号データの複数のビット毎の位相ずれに切替えられるようにした。

【００４７】パイロット信号データの位相ずれの選択割込みにより、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネルビットレートが高い時、１ビット当りの周波数オフセットの値が小さくなり、打ち切り誤差が大きくなるのを防止することが可能になった。 これは、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのデータのビットレートが高いほど、チャンネルビット数が多いため１スロット内で加算する数が多くなり、
誤差の影響が大きくなるのを防止できるためである。

【００４８】同時に、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データに対する周波数オフセットが小さくなる場合には、１ビット（シンボル）当たりの位相変化量を複数のビットの位相変化量にし位相変化量を大きくしたので、特に角周波数を固定小数点で処理した場合に誤差が大きくなるのを防止することが可能になった。

【００４９】特に、Δ位相ずれ推定部は、同時に、データのビットレートが大きくなり、周波数オフセットが小さくなる場合には、周波数オフセットが小さくなる場合を優先してパイロット信号データの位相ずれを複数のビット毎に推定してもよい。 パイロット信号データの位相ずれの誤差が大きくなれば、データの位相ずれの誤差も大きくなるためである。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
同相成分のデータのチャンネルビットレートが大きい場合には周波数オフセットの積分動作による誤差を小さくし、且つ直交成分のパイロット信号データの周波数オフセットが小さい場合には周波数オフセットの打ち切り誤差を小さくしたので、周波数オフセットの補正の精度が向上した。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＣＤＭＡにおける自動周波数制御回路の周波数オフセット補正システムの概略構成を示すブロック図である。

【図２】Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートが高い場合の処理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説明する図である。

【図３】Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データの周波数オフセット（位相ずれΔθ _２ ）が小さい場合の処理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説明する図である。

【図４】処理レート制御部７の一連の動作例を説明するフローチャートである。

【図５】従来のＣＤＭＡの受信機の概略構成を示す図である。

【図６】本発明の前提となるＣＤＭＡの受信データを説明する図である。

【図７】図６のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのチャンネルビットレートを説明する図である。

【符号の説明】

１−１、１−２…加算部 ２−１、２−２…フリップフロップ ３…セレクタ ３−１…スイッチ ４…周波数変換部 ５…複素乗算部 ６…Δθ推定部 ７…処理レート制御部 １１…ダウンコンバータ １２…逆拡散部 １３…復調器