本发明涉及一种无角速度检测器的用于控制感应电动机变速的控 制系统。

图14是表示用于感应电动机的常规控制系统的电路示意图，该 控制系统介绍在“The institute of Electric Engineers of Japan TransD”，Vol．112，No．9，p901，1991(参考文献1)。在其附图中， 标号1代表一激磁电流指令值计算装置；标号2代表感应电动机，标 号3代表转矩控制装置，标号4代表电流检测装置，标号5代表参数 估算装置。

在图14中表示的常规的感应电动机控制系统中，激磁电流指令 值计算装置1接收需要由感应电动机2输出的次级磁通φdr*，执行 如下方程(20)的运算，其中将AC信号增加(叠加)到与次级磁通 φdr*成正比的DC信号上，并输出感应电动机2的激磁电流指令值 ids*。

[公式7]

ids* = {1+k1sing(2πf1t)+k2sing(2πrf2t)}φdr*M                                               ……(20) 其中t：时间

k1：第一叠加信号的幅值

f1：第一叠加信号的频率

k2：第二叠加信号的幅值

f2：第二叠加信号的频率

已知激磁电流必须包含至少两个频率分量，以便同时估算旋转角 速度和感应电动机的次级电阻。

下面介绍其原因。由图15所示的电路示意图可知一种T形等值 电路，其中激磁电流数值是恒定的。在该图中，ωs是滑差角速度。 估算感应电动机的旋转角速度等同于估算在该图中的滑差角速度，这 是由于ωr=ω-ωs。

由感应电动机的初级电流和初级电压，同时估算旋转角速度和感 应电动机(其在固定的激磁电流下受控)的次级电阻等同于估算在该 图中的Rr／ωs。因此，该原理使得不可能将这一方与另一方分开。

在激磁电流未保持恒定的情况下，ω和ωs数值不是固定的。ω 包含多个分量。T形等值电路(对于每个ω分量)在每个不同的滑差 角速度ωs都是成立的。因此，其中加入的控制未使激磁电流保持恒 定的感应电动机，可以同时估算旋转角速度和感应电动机的次级电 阻。

因此，使用的叠加频率f1和f2数值是不同的，以及在如在文献 1中介绍的常规的控制系统中，这些频率为：

f1=1(赫)

f2=3(赫)

在文献1中，第一叠加信号的周期为1／f1，感应电动机的额定功 率为3．7千瓦。就此而言，这一信号是一其周期长于感应电动机2的 次级时间常数(=Lr／Rr)的AC信号。

当要由感应电动机2输出的指令值τm*和由激磁电流指令值计 算装置1输出的激磁电流指令值ids*输入到转矩控制装置3时，转矩 控制装置3接收三相初级电流ius和来自电流检测装置4的ivs、来 自电流检测装置4的估算的旋转角速度ωr0以及来自参数估算装置5 的估算的次级电阻Rr0，并处理这些参数，以便使感应电动机的输出 转矩τm跟踪τm*，并向感应电动机提供三相初级电流vus、vvs和 vws。

参数估算装置5包含：测量单元6、增益系数计算单元7、旋转 速度估算单元8、次级电阻估算单元9以及初级电阻估算单元10。

参数估算装置5接收来自转矩控制装置3的初级电压指令值vus* 和vvs*，以及来自电流检测装置4的初级电流ius和ivs，并输出估算 的旋转角速度ωr0和估算的次级电阻Rr0。

测量单元6接收来自转矩控制装置3的初次电压指令值vus*和 vvs*、来自电流检测装置4的初级电流ius和ivs、来自增益系数计算 单元7的反馈增益系数G、来自旋转速度估算单元8的估算的旋转角 速度ωr0、来自次级电阻估算单元9的估算的次级电阻以及来自初级 电阻估算单元10的估算的初级电阻Rs0，并执行数学表达式(21)、 (22)和(23)的运算，以此产生估算的初级电流Is0、估算的次级 电流Ir0、状态偏差E以及估算的次级磁通φr0。

[公式8] $E=i_{50}-i_s------\left(22\right)$ $i_{r0}=\frac{l}{L_r}({\phi }_{r0}-{\mathrm{Mi}}_{s0})--------\left(23\right)$ 其中

增益系数计算单元7产生反馈增益系数G，反馈增益系数G是 由方程(24)限定的，方程(24)包含估算的旋转角速度ωr0，其是 由旋转速度估算单元8接收的。 其中 g1=-(k-1)(ar11+ar22) g2=-(k-1)ai22 g3=-(k2-1)(cxar11+ar21)+cx(k-1)(ar11+ar22) g4=cx(k-1)ai22 $c_x=\frac{\sigma L_s{L}_r}{M}$ $\mathrm{ar}11=-(\frac{R_{s0}}{\sigma L_s}+\frac{(1-\sigma )R_{r0}}{\sigma L_r})$ $\mathrm{ar}12=\frac{M}{\sigma L_s{L}_r}\frac{R_{r0}}{L_r}$ $\mathrm{ai}12=\frac{-{\omega }_{r0}M}{\sigma L_s{L}_r}$ $\mathrm{ar}21=\frac{M{R}_{r0}}{L_r}$ $\mathrm{ar}22=-\frac{R_{r0}}{L_r}$ $\mathrm{ai}22={\omega }_{r0}$

K=任意正数

当采用由方程(24)限定的反馈增益系数G时，测量单元6中 的极数为感应电动机2的极数的k倍。

旋转速度估算单元8接收来自测量单元6的估算的次级激磁通φ r0和状态偏差E并利用方程(25)计算(在测量单元中使用的)外 乘积E×φr0，输出校正的数值。

[公式10] ${\omega }_{r0}=\frac{k_{\mathrm{sp}}s+k_{\mathrm{si}}}{s}{\left(J{\Phi }_{r0}\right)}^{T}E-----\left(25\right)$

次级电阻估算单元9接收来自的来自测量单元6的估算的次级电 流ir0和状态偏差E并利用方程(26)计算(在测量单元6中使用的) 内积E·ir0和校正在测量单元6使用的估算的次级电阻Rr0并输出经 校正的数值。

[公式11] $R_{r0}=-\frac{k_{r2p}s+k_{r2i}}{s}(E·i_{r0})-----\left(26\right)$

初级电阻估算单元10接收来自测量单元6的估算的次级电流is0 和状态偏差E，并计算内积E·is0和利用方程(27)校正在测量单元 6使用的估算的初级电阻Rs0并输出经校正的数值。

[公式12] $R_{s0}=\frac{k_{r1p}s+k_{r1i}}{s}(E·i_{s0})-----\left(27\right)$

按此构成和运算的参数估算单元5输出估算的旋转角速度ωr0 和估算的次级电阻Rr0。

图17是表示转矩控制装置3的细节的示意图。在该图中，标号 11代表转矩-电流指令值计算单元，标号12代表初级角速度计算单 元，标号13代表积分器，标号14代表座标变换系统，其用于将在静 态座标上的初级电流变换到旋转座标上；标号15和16代表一减法器， 标号17和18代表电流控制器，标号19代表座标变换系统，其用于 将在旋转座标上的初级电压变换到静态座标上；标号20代表PWM逆 变器。

如下的数学表达式(28)表达了在所产生的转矩τm、次级磁通 幅值φdr和转矩电流iqs中间的关系。

[公式13]

iqs∝τm／φdr    (28)

因此，转矩-电流指令值计算单元11，利用由来自初级角速度计 算单元12的次级磁通幅值计算的数值φdr1去除输入的转矩指令值 τm*，并将其结果乘以一个常数；将结果输出作为转矩电流指令值 1qs*。

初级角速度计算单元12接收：输入的激磁电流指令值ids*、转 矩电流指令值1qs*、估算的次级电阻Rr0以及估算的旋转角速度ω r0，并利用如下的方程(29)和(30)计算次级磁通幅值计算的数值 φdr1和初级角速度ω。

[公式14] ${\phi }_{\mathrm{dr}1}=\frac{M}{1+T_{r}s}{i}_{\mathrm{dr}}^{*}-----\left(29\right)$ $\omega ={\omega }_{r0}+\frac{M{R}_r{i}_{\mathrm{qs}}^{*}}{L_r{\phi }_{\mathrm{dr}1}}-----\left(30\right)$

积分器13将由初级角速度计算单元12接收的初级角速度ω积分 并相位角θ。

减法器15由激磁电流指令值iqs*减去激磁电流ids，产生一个差 信号。减法器16由转矩电流指令值iqs*减去转矩电流iqs，产生一个 差信号。

电流控制器17将由减法器15产生的差信号放大，使得激磁电流 跟踪激磁电流指令值ids*，并输出以d轴电压指令值vds*形式的结果。

电流控制器18将由减法器16产生的差信号放大，使得转矩电流 跟踪转矩电流指令值iqs*，并输出以q轴电压指令值vqs*形式的结果。

座标变换器19对由电流控制器17和18产生的d轴电压指令值 vds*和q轴电压指令值vqs*，根据相位角θ进行座标变换成为三相稳 态座标的对应值，并产生三相电压指令值vus*、vvs*和vws*。

PWM逆变器20接收该三相电压指令值vus*、vvs*和vws*并向 感应电动机2提供三相初级电压vus、vvs和vws。

在因此构成的用于感应电动机的控制系统中，即使当感应电动机 2发热，它的温度变化，初级和次级电阻数值变化，估算的初级和次 级电阻也能跟踪初级和次级(电阻)的变化。因此，该控制系统不用 旋转角速度传感器也能够控制感应电动机，使得感应电动机2的输出 转矩τm能跟踪转矩指令值τm*。

然而，常规的感应电动机控制系统具有如下的问题：1)在反馈 区中不可能估算初级电阻。2)估算的次级电阻很大程度上取决于初 级频率。3)在输出转矩τm中产生谐波转矩。4)在处理激磁电流的 分量的若干频率时需要大量的运算。5)分别估算次级电阻和旋转角 速度要相对困难。

下面先介绍上述第一问题1)。在图16中表示了介绍状态偏差E 和初级电流之间的相互关系的矢量图以及估算的初级电流is0。利用 该矢量图进行讨论。

当旋转角速度ωr和估算的旋转角速度ωr0之间出现偏差时，初 级电流矢量与估算的初级电流(矢量)is0不一致，在次级电阻Rr和 估算的次级电阻Rr0之间出现偏差，在初级初级is和估算的初级初 级is0之间出现偏差。

当在估算的数值和实际的数值之间出现偏差时，在图16中表示 了初级电流is、估算的初级电流is0之间的相互关系以及状态偏差用 数学表达式E=(is0-is)表达，这些矢量都表示在图16中。

图16中的座标是d-q轴平面(静态座标)，其按照角频率ω旋转 与估算的次级磁通φr0同步。

初级电阻估算单元10通过运算方程(27)估算初级电阻。在方 程中的积分项(is0·E)是估算的初级电流is0和状态偏差(初级电流 误差)(E)的内积。

在估算的初级电流的幅值｜is0｜为恒定的数值的情况下，该积分项 取为一与状态偏差E中的估算的初级电流的is0同相的分量成正比的 数值。

图18A是一当在感应电动机的初级电阻Rs和估算的初级电阻Rs0 之间出现差值(误差)时，表示估算的初级电流的is0和状态偏差E 之间的相互关系的矢量图。

假设当is0和E之间的相位差为ξ，E=ξα，E为Eα，以及当 is0和E之间的相位差为ξβ时，E=Eβ。

当该相位差为ξα时，积分项is0·E(=｜E｜｜is0｜cosξ)小于当相 位差ξ为0°时的对应值。因此，方程(27)的运算对噪声是敏感的， 不可能改进它的估算的响应特性。

当该相位差为ξβ时，积分项(E·is0)的符号变为相反。如果按 照这种条件运算方程(27)，估算的初级电阻的方程形成正反馈回路， 并且是发散性的。

简而言之，当｜ξ｜＜90°时，估算的运算(执行运算方程(27)) 是稳定的，并且当｜ξ｜接近90°时，积分项(E·is0)变小。当｜ξ｜=90 °时，(E·is0)数值为零，因此不可能进行估算的运算。当｜ξ｜＜90° 时，估算的运算是不稳定的。

因而，希望状态偏差E与估算的初级电流is0同相(相位差ξ= 0°)。在这种条件下，初级电阻估算的运算是稳定的和高度精确的。

图19A是一曲线图，表示在相位差ξ和初级角速度ω之间的示 范性的相互关系，是由常规的参数估算装置5产生的(旋转角速度ω r为100弧度／秒)。在该图中，横座标轴表示估算的初级电流的角速 度(即初级角速度)，纵座标轴表示在估算的初级电流is0和状态偏 差E之间的相位差ξ。

在图19A中，“k”代表增益系数计算单元7中的一个参数。正 如所看到的，ξ-ω的特性随参数“k”变化。当“k”大时，｜ξ｜＞90 °以及估算初级电阻Rs0的方程(27)是发散性的。

此外，在ωr0＜100(弧度／秒)情况下的频率区域包含一个｜ξ｜＞90 °的区域。这个事实意味着估算初级电阻的估算的运算在这样一个区 域(其中初级角速度低于旋转角速度viz，即在反馈区域)是发散性 的。

如由图19A中可以看出的，在常规的感应电动机控制系统中， 对在初级角速度ω的特定区域内，相位差ξ未取一期望值(0°，常 数)。因此，估算初级电阻的估算的运算是不稳定的，例如它的响应 特性是不良的或是发散性的。这就会导致运算旋转角速度ωr0和估 算的次级电阻Rr0的精确度和响应特性变差，以及它们的运算是发 散性的。

在这种状态下，包含误差的旋转角速度ωr0和估算的次级电阻 Rr0输入到转矩控制装置3中。输出转矩τm没有跟踪转矩指令值τ m*或者产生另一种不稳定的现象。

下面介绍第二个问题2)。

次级电阻估算单元运算方程(26)，以便产生估算的次级电阻。 在该方程中，积分项(ir0·E)是估算的次级电流ir0和状态偏差初级 (电流误差)E的内积。

如果估算的次级电流的幅值｜ir0｜数值是固定的，积分项(ir0·E) 取为一与状态偏差E中的估算的次级电流的ir0同相的分量成正比的 数值。

图18B是一当在感应电动机的次级电阻Rr和估算的次级电阻Rr0 之间出现差值(误差)时，表示估算的次级电流的ir0和状态偏差E 之间的相互关系的矢量图。

假设当估算的次级电流ir0和状态偏差E之间的相位差ξ为相位 差ξp时，E=Ep，以及当估算的次级电流ir0和状态偏差之间的相 位差ξ为ξσ时，E为Eσ。

当该相位差为ξp时，积分项(is0·E)(=｜E｜｜ir0｜cosξ)小于 当相位差ξ为0°时的对应值。在这种情况下，方程(26)的运算对 噪声是敏感的，不可能改进它的估算的响应特性。

当该相位差为ξσ时，积分项(ir0·E)的符号变为相反。在这种 状态下，估算的次级电阻的方程(26)形成正反馈回路，并且是发散 性的。

简而言之，当｜ξ｜＜90°时，次级电阻估算的运算是稳定的，但是 当｜ξ｜接近90°时，积分项(ir0·E)变小。当｜ξ｜=90°时，(ir0·E) 数值为零，因此不可能进行估算的运算。当｜ξ｜＞90°时，估算的运算 是不稳定的。

正如所看到的，希望状态偏差E与估算的次级电流ir0同相(相 位差ξ=0°)。在满足这种条件的情况下，次级电阻估算的运算是稳 定的和高度精确的。

图20A是一曲线图，表示在相位差ξ和初级角速度ω之间的示 范性的相互关系，是由常规的参数估算装置5产生的(旋转角速度ω r为100弧度／秒)。在该曲线图中，横座标轴表示ir0的角速度(即 初级角速度)，纵座标轴表示在ir0和状态偏差E之间的相位差ξ。

在图20A中，“k”代表增益系数计算单元7中的一个参数。正 如所看到的，ξ-ω的特性曲线随参数“k”变化。当“k”小时，｜ξ｜＞90 °以及估算次级电阻Rr0的方程是发散性的。

在高频率情况下，ξ≈ 90°，与“k”的数值无关。这个状态意 味着估算次级电阻的运算是不可能的。

如由图20A中可以看出的，在常规的感应电动机控制系统中， 相位差ξ未取一期望值。因此，估算次级电阻的估算的运算其响应特 性是慢的或是发散性的(即不稳定的)。其结果是估算的旋转角速度 ωr0和估算的初级电阻Rs0的精确度和响应特性变差，或者有时它 们运算的数值是发散性的。

在这种状态下，包含误差的估算的旋转角速度ωr0和估算的次 级电阻Rr0输入到转矩控制装置3中。因此，输出转矩τm没有跟 踪转矩指令值τm*或者估算的运算是不稳定的。

下面介绍上面的第三个问题3)。图21是一曲线图，其表示由激 磁电流ids向(φdr／M)和idr的传输特性。常规的控制系统(其中 AC信号是由方程(20)提供的)中的第一和第二频率系数包含频率 分量的周期充分短于第二时间常数的倒数1／Tr。

当感应电动机2中的第二激磁磁通幅值φdr变化时，互感M的 数值由于磁饱和而变化。因而，希望第二激磁幅值φdr是固定的， 以保证在控制感应电动机时有期望的转矩。

正如由图21看到的，当激磁电流ids包含的频率分量的周期充 分短于1／Tr时，第二激磁幅值φdr也包含那些频率分量。因而，互 感M也包含那些频率分量。在输出转矩τm中出现作为转矩谐波的 AC分量。因此，其与转矩指令值τm*不一致。

下面介绍上面的第四个问题4)。

在常规的感应电动机控制系统中，为了形成“n”种激磁电流的 AC分量，需要执行“n”次关于“klsing(2πf1t)+k2sing(2πf2t) +k3sing(2πf3t)+……knsing(2πfnt)”的运算以及正弦函数的 运算。这些正弦函数的运算比其它的加法、减法和乘法更复杂，因此 耗时更多。

最后，介绍上面的第五个问题5)。

常规的感应电动机控制系统利用状态偏差E{(Jφr0)TE}中的 估算的次级磁通的正交分量来估算旋转角速度(方程(25))。此外， 通过利用与估算的次级电流同相的状态偏差E中的分量(E·ir0)估 算次级电阻(方程(26))。

在激磁电流ids中的AC分量的频率低或者它们的幅值小的情况 下，次级电流中的d轴分量idr小。在该d轴分量idr小的情况下， q轴分量是主要的。在这种情况下，次级电流基本上等于与估算的次 级磁通正交的分量(q轴分量)。因此，正交分量{(Jφr0)TE }数值 上基本等于同相的分量(E·ir0)。因此，估算的次级磁通正交分量的 功能是用于旋转角速度估算和次级电阻估算。因此，不可能分别估算 次级电阻和旋转角速度。

本发明的提出是为了解决常规的感应电动机控制系统上述的问 题，其目的是提供这样一种用于感应电动机的控制系统，其能够按照 稳定的高(灵敏)响应的方式估算初级电阻、次级电阻和旋转角速度， 而与工作状态(例如输出转矩和旋转角速度)无关，因此能够稳定和 高精确度地控制感应电动机的旋转角速度和输出转矩。

根据本发明的第一广义的方面，提供的用于感应电动机的第一控 制系统包含：

电流检测装置，用于检测感应电动机的初级电流；

激磁电流指令值计算装置，用于接收需由感应电动机输出的次级 磁通指令值，并处理AC信号和与次级磁通指令值成正比的DC信号， 以此产生感应电动机的激磁电流指令值；

转矩控制装置，用于接收需由感应电动机输出的转矩指令值和激 磁电流指令值，并处理估算的旋转角速度、估算的次级电阻和初级电 流，以此该转矩控制装置控制感应电动机的初级电压，使得感应电动 机输出的转矩遵循转矩指令值；

第一参数估算装置，用于处理感应电动机的估算的初级电阻、初 级电压和初级电流，以此产生估算的旋转角速度和估算的次级电阻； 以及

第二参数估算装置，用于处理感应电动机的估算的旋转角速度、 估算的次级电阻、初级电压和初级电流，以此产生估算的初级电阻；

其中，第一参数估算装置包含：

a)第一测量单元，用于处理估算的初级电阻、估算的次级电阻、 估算的旋转角速度、第一反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此 产生估算的次级电流、估算的次级磁通以及第一状态偏差，

b)旋转角速度估算单元，用于处理由第一测量单元产生的第一 状态偏差和估算的次级磁通，以此产生估算的旋转角速度，

c)次级电阻估算单元，用于处理由第一测量单元产生的第一状 态偏差和估算的次级电流，以此产生估算的次级电阻，以及

d)第一增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产 生的估算的旋转角速度，以此产生第一反馈增益系数，使得第一状态 偏差包含与估算的次级磁通正交的一个分量，以及

第二参数估算装置包含：

a)第二测量单元，用于处理估算的初级电阻、估算的次级电阻、 估算的旋转角速度、第二反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此 产生估算的初级电流以及第二状态偏差，

b)初级电阻估算单元，用于处理第二状态偏差和估算的初级电 流，以此产生估算的初级电阻，以及

c)第二增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产 生的旋转角速度，以此产生第二状态偏差，使得第一状态偏差包含与 估算的初级电流同相的一个分量。

在第一控制系统中，次级电阻估算单元处理由第一测量单元产生 的第一状态偏差、估算的次级磁通和估算的次级电流，以此产生估算 的次级电阻。

此外，在第一感应电动机控制系统中，次级电阻估算单元通过利 用与(包含在第一状态偏差中的)估算的次级磁通同相的一个分量和 与(包含在估算的次级电流中的)估算的次级磁通同相的另一个分量 的乘积进行处理，以此产生估算的次级电阻。

在第一感应电动机控制系统中，次级电阻估算单元运算确定该估 算的次级电阻的如下的方程(1)。

根据本发明的第二广义的方面，提供的用于感应电动机的第二控 制系统包含：

电流检测装置，用于检测感应电动机的初级电流；

激磁电流指令值计算装置，用于接收需由感应电动机输出的次级 磁通指令值，并通过利用次级磁通指令值执行处理，以此产生感应电 动机的激磁电流指令值；

转矩控制装置，用于接收需由感应电动机输出的转矩指令值和激 磁电流指令值，并处理估算的旋转角速度、估算的次级电阻和初级电 流，以及该转矩控制装置根据处理的结果控制感应电动机的初级电 压，使得感应电动机输出的转矩遵循转矩指令值；

第一参数估算装置，用于处理感应电动机的估算的初级电阻、初 级电压和初级电流，以此产生估算的旋转角速度；以及

第二参数估算装置，用于处理感应电动机的估算的旋转角速度、 初级电压和初级电流，以此产生估算的初级电阻和估算的次级电阻；

其中，第一参数估算装置包含：

a)第一测量单元，用于处理估算的初级电阻、估算的次级电阻、 估算的旋转角速度、第一反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此 产生估算的次级磁通以及第一状态偏差，

b)旋转角速度估算单元，用于处理由第一测量单元产生的第一 状态偏差和估算的次级磁通，以此产生估算的旋转角速度，

c)第一增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产 生的估算的旋转角速度，以此产生第一反馈增益系数，使得第一状态 偏差包含与估算的次级磁通正交的一个分量，以及

第二参数估算装置包含：

a)第二测量单元，用于处理估算的初级电阻、次级电阻、估算 的旋转角速度、第二反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此产生 的估算的初级电流以及第二状态偏差，

b)初级电阻估算单元，用于处理第二状态偏差和估算的初级电 流，以此产生估算的初级电阻，以及

c)次级电阻估算单元，用于处理由初级电阻估算单元产生的估 算的初级电阻，以此产生估算的次级电阻，

d)第二增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产 生的旋转角速度，以此产生第二状态偏差，使得第一状态偏差包含与 估算的初级电流同相的分量。

在第一和第二感应电动机控制系统中，当在感应电动机的旋转角 速度和估算的旋转角速度之间产生偏差时，第一增益系数计算单元产 生：引起与包含在第一状态偏差中的估算的次级磁通正交的分量的第 一反馈增益系数，以及当在感应电动机的初级电阻和估算的初级电阻 之间产生偏差时，第二增益系数计算单元产生：引起与包含在第二状 态偏差中的估算的初级磁通同相的分量的第二反馈增益系数。

在第一和第二感应电动机控制系统中，第一测量单元运算方程 (2)、(3)和(4)，第一增益系数计算单元运算限定第一反馈增益系 数的方程(5)，旋转速度估算单元运算确定估算的旋转速度的方程 (6)，第二测量单元运算方程(7)、(8)和(9)，第二增益系数计算 单元运算确定第二反馈增益系数的方程(10)，以及初级电阻估算单 元运算确定初级电阻的方程(11)。

此外，确定估算的旋转速度的数学表达式是方程(6A)，其是通 过用估算的次级磁通平方的倒数去除方程(6)形成的，以及确定估 算的初级电阻的数学表达式是方程(11A)，其是通过用估算的初级 的倒数去除方程(11)形成的。

根据本发明的第三广义的方面，提供的用于感应电动机的第三控 制系统包含：

电流检测装置，用于检测感应电动机的初级电流；

激磁电流指令值计算装置，用于接收需由感应电动机输出的次级 磁通指令值，并处理AC信号和与次级磁通指令值成正比的DC信号， 以此产生感应电动机的激磁电流指令值；

转矩控制装置，用于接收需由感应电动机输出的转矩指令值和激 磁电流指令值，并处理估算的旋转角速度、估算的次级电阻和初级电 流，以及该转矩控制装置控制感应电动机的初级电压，使得感应电动 机输出的转矩遵循转矩指令值；参数估算装置，用于处理感应电动机 的初级电压和初级电流，以此产生估算的旋转角速度和估算的次级电 阻；其中

参数估算装置包含：

a)测量单元，用于处理估算的初级电阻、次级电阻、估算的旋 转角速度、反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此产生估算的次 级电流、估算的次级磁通以及状态偏差，

b)旋转角速度估算单元，用于处理由测量单元产生的状态偏差 和估算的次级磁通，以此产生估算的旋转角速度，

c)次级电阻估算单元，用于处理由测量单元产生的状态偏差、 估算的次级磁通和估算的次级电阻，以此产生估算的次级电阻，

以及

d)初级电阻估算单元，用于处理由次级电阻估算单元产生的 估算的次级电阻，以此产生估算的初级电阻，

e)增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产生 的旋转角速度，以此产生反馈增益系数，使得状态偏差包含与估算的 次级磁通正交的分量。

f)当在感应电动机的旋转角速度和估算的旋转角速度之间产 生偏差时，增益系数计算单元产生：引起与包含在状态偏差中的估算 的次级磁通正交的分量的反馈增益系数，以及

g)次级电阻估算单元通过利用与包含在状态偏差中的估算的 次级磁通同相的分量和与包含在估算的次级电流中的估算的次级磁通 同相的另一个分量的乘积执行处理，以此产生估算的次级电阻。

该感应电动机控制系统，其中的

测量单元执行运算方程(14)、(15)和(16)，

增益系数计算单元执行运算确定反馈增益系数的方程(17)，旋 转速度估算单元执行运算确定旋转角速度的方程(18)，以及次级电 阻估算单元执行运算确定估算的次级电阻的方程(19)。

在第一到第三中之一的感应电动机控制系统中，激磁电流指令值 计算装置接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值，并处理未包含 (其周期长于感应电动机的次级时间常数的)AC分量的AC信号， 以及与次级磁通指令值成正比的DC信号，以此产生感应电动机的激 磁电流指令值。

在第一到第三中之一的感应电动机控制系统中，激磁电流指令值 计算装置接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值，并处理一通过 对正弦波信号调制形成的AC信号，以及与次级磁通指令值成正比的 DC信号，以此产生感应电动机的激磁电流指令值。

图1是表示作为本发明的第一实施例的用于感应电动机的控制系 统的方块图。

图2是表示在图1中所示的控制系统中使用的第一测量单元6a 的细节的方块图。

图3是表示在图1中所示的控制系统中使用的第一增益系数计算 单元7a的内部配置的方块图。

图4是表示在图1中所示的控制系统中使用的旋转速度估算单元 8a的内部配置的方块图。

图5是表示在图1中所示的控制系统中使用的次级电阻估算单元 9a的内部配置的方块图。

图6是表示在图1中所示的控制系统中使用的旋转速度估算单元 6b的内部配置的方块图。

图7是表示在图1中所示的控制系统中使用的初级电阻估算单元 10b的内部配置的方块图。

图8是表示第一增益系数计算单元7a的工作情况的矢量图。

图9是表示第二增益系数计算单元7b的工作情况的矢量图。

图10是表示作为本发明的第二实施例的用于感应电动机的控制 系统配置的方块图。

图11是表示作为本发明的第三实施例的用于感应电动机的控制 系统配置的方块图。

图12是表示在图11中所示的控制系统中的测量单元6e的内部 配置的方块图。

图13是表示本发明的第三实施例中使用的AC信号的各频率分 量的频谱图。

图14是表示用于感应电动机的控制系统配置的方块图。

图15是表示感应电动机的T形等值电路的示意图。

图16是表示在状态偏差E、初级电流is和估算的初级电流is0 之间的相互关系的矢量图。

图17是表示转矩控制装置的细节的示意图。

图18A是表示在估算的初级电流is0和状态偏差E之间的相互关 系的矢量图，表示当在感应电动机的初级电阻Rs和估算的初级电阻 Rs0之间出现差值误差时的情况；以及图18B是表示在估算的次级电 流ir0和状态偏差E之间的相互关系的矢量图，表示当在次级电阻Rr 和估算的次级电阻Rr0之间出现差值误差时的情况。

图19A是表示相位差ξ和初级角速度ω之间的示范性的相互关 系的波形曲线图，它们是由常规的参数估算装置5产生的(旋转角速 度ωr为100(弧度／秒))；以及图19B是表示相位差ξ和初级角速 度ω之间的示范性的相互关系的波形曲线图，它们是由本发明的的第 二参数估算装置5b产生的(旋转角速度ωr为100(弧度／秒))。

图20A是表示相位差ξ和初级角速度ω之间的示范性的相互关 系的波形曲线图，它们是由常规的参数估算装置5产生的(旋转角速 度ωr为100(弧度／秒))；以及图20B是表示相位差ξ和初级角速 度ω之间的示范性的相互关系的波形曲线图，它们是由本发明的第一 参数估算装置5a产生的(旋转角速度ωr为100(弧度／秒))。

图21是表示由激磁电流ids向(φdr／M)和idr的传输特性的 波形曲线图。

下面参照附图对各优选实施例进行更详细地介绍。

<第一实施例>

图1是表示作为本发明的第一实施例的用于感应电动机的控制系 统的方块图。在该图中，标号1-4代表与已经介绍的常规的感应电动 机控制系统中相对应部分相同的部分；5a代表第一参数估算单元；5b 代表第二参数估算单元；6a代表第一测量单元；6b代表第二测量单元； 7a代表第一增益系数计算单元；7b代表第二增益系数计算单元；8a代 表旋转速度估算单元；9a代表次级电阻估算单元；10b代表初级电阻估 算单元。

如图所示，第一参数估算单元5a包含：第一测量单元6a；第一 增益系数计算单元7a；旋转速度估算单元8a；次级电阻估算单元 9a。第一参数估算单元5a接收：来自转矩控制装置3的初级电压指 令值vus*和vvs*，来自电流检测装置4的初级电流ius和ivs，以及第 二参数估算单元5b的估算的初级电阻Rs0。第一参数估算单元5a输 出估算的旋转角速度ωr0和估算的次级电阻Rr0。

第一测量单元6a接收初级电压指令值vus*和vvs*、初级电流

ius和ivs、来自第一增益系数计算单元7a的第一反馈增益系数、 来自旋转速度估算单元8a的估算的旋转角速度ωr0、来自次级电阻 估算单元9a的估算的次级电阻Rr0以及来自第二参数估算单元5b 的估算的初级电阻Rs0，并通过利用接收的这些参数运算方程(2)、 (3)和(4)计算估算的次级电阻Rr01、第一状态偏差E1和估算的 次级磁通φr0。

附加到估算的次级电流ir01和估算的次级磁通φr0中的符号未 端的数字“1”用于指示作为利用第一参数估算装置5a的运算结果产 生的参数。它们经常通称为“第一估算的次级电流”以及类似参数。

与之相似，附加到作为利用第二参数估算装置5b的运算结果(产 生的参数的符号)未端的数字“2”用于指示。它们经常通称为“第 二估算的磁通”以及类似参数。

[公式15] $E_1=i_{s01}-i_s$ $H_1=p_1{C}^T{R}^{-1}-----\left(5\right)$ ${\omega }_{r0}=\frac{k_{\mathrm{sp}}s+k_{\mathrm{si}}}{s}{\left(J{\Phi }_{r01}\right)}^T{E}_1-----\left(6\right)$ $E_2=i_{s02}-i_s$ $H_2=P_2{C}^T{R}^{-1}-----\left(9\right)$

[公式16] 其中

ωr0：感应电动机的估算的旋转角速度

ksp：确定旋转角速度的比例增益系数

ksi：确定旋转角速度的积分增益系数

Rso：估算的初级次级电阻

Kr1p：确定初级电阻的增益系数

Kr1i：初级电阻积分增益系数

vs：感应电动机的初级电压

vas：感应电动机的初级电压的a-b轴平面(静态座标)上的 a轴分量

vbs：感应电动机的初级电压的a-b轴平面(静态座标)上 的b轴分量

φs01：感应电动机的估算的初级磁通

φas1：感应电动机的估算的初级磁通的a-b轴平面(静态座标) 上的a轴分量

φbs1：感应电动机的第二估算的初级磁通的a-b轴平面(静态 座标)上的b轴分量

φs02：感应电动机的第二估算的初级磁通

φas2：感应电动机的第二估算的初级磁通的a-b轴平面(静态 座标)上的a轴分量

φbs2：感应电动机的第二估算的初级磁通的a-b轴平面(静态 座标)上的b轴分量

φr02：感应电动机的第二估算的次级磁通

φar2：感应电动机的第二估算的次级磁通的a-b轴平面(静态 座标)上的a轴分量

φbr2：感应电动机的第二估算的次级磁通的a-b轴平面(静态 座标)上的b轴分量

is：感应电动机的初级电流

ias：感应电动机的初级电流的a-b轴平面(静态座标)上的a 轴分量

ibs：感应电动机的初级电流的a-b轴平面(静态座标)上的 b轴分量

is01：感应电动机的第一估算的初级电流

iasl：感应电动机的第一估算的初级电流的a-b轴平面(静态座 标)上的a轴分量

[公式17]

ibs1：感应电动机的第一估算的初级电流的a-b轴平面(静态 座标)上的b轴分量

is02：感应电动机的估算的初级电流

ias2：感应电动机的估算的初级电流的a-b轴平面(静态座标) 上的a轴分量

ibs2：感应电动机的估算的初级电流的a-b轴平面(静态座标) 上的b轴分量

E2：第二状态偏差

H1：第一反馈增益系数

H2：第二反馈增益系数

P1：方程(12)的解

P2：方程(13)的解

Ls：感应电动机的初级电感

Lr：感应电动机的次级电感

M：感应电动机的互感

ε：任意正数 $P_1{A}^T+A{P}_1-P_1{C}^T{R}^{-1}\mathrm{CP}+G_{1}Q{G_1}^T=0$ $P_2{A}^T+A{P}_2-P_2{C}^T{R}^{-1}\mathrm{CP}+G_{2}Q{G_2}^T=0$ $Z=\sqrt{a_{11}^2+a_{12}^2}$

图2是表示第一测量单元6a的细节的方块示意图。在该图中， 标号101表示3相向2相的变换器；标号102表示另一个3相向2相 的变换器；标号103表示放大器；标号104表示放大器；标号105表 示放大器；标号106表示放大器；标号107表示矩阵式计算单元；

标号108表示减法器；标号109表示另一个减法器；标号110表示 矩阵式计算单元；标号111表示矩阵式计算单元；标号112-115表示计 算单元；标号116-119表示积分器。3相向2相的变换器101将3相电 流的U相和V相分量ius和ivs经座标变换成为在a-b轴座标上的a 轴分量ias和b轴分量ibs。另一个3相向2相的变换器102将3相 电压指令值的U相和V相分量vus*和vus*经座标变换成为在a-b轴 座标上的a轴分量vas*和b轴分量vbs*。放大器103将估算的初级电 阻Rs0放大为Rs0·-L／ξ并作为a11输出其结果。放大器104将估算 的初级电阻Rs0放大为Rs0·M／ξ并作为a12输出其结果。放大器105 将估算的次级电阻Rr0放大为Rr0·M／ξ并作为a21输出其结果。放 大器106将估算的次级电阻Rr0放大为Rr0·-Ls／ξ并作为a22输出 其结果。矩阵式计算单元107通过利用常数矩阵C1运算方程(3)。 减法器108用于第一状态偏差E1的各a轴分量的相减。减法器109 用于第一状态偏差E1的各b轴分量的相减。矩阵式计算单元110通 过利用由a11、a12、a21、a22和ωr0组成的矩阵A运算方程(2) 中右侧的第一项。矩阵式计算单元111通过利用由h11、h12、h21、 h22和ωr0组成的矩阵第一反馈增H1运算方程(2)中右侧的第一 项。计算单元112-115对方程(2)中右侧的第一项、第二项、第三 项执行加法和减法运算。积分器116-119对方程(2)中右侧进行积 分，并产生φs0和φr0。

a11、a12、a21和a22等于Rs0和Rr0与常数相乘的结果，并通 过将估算的初级电阻Rs0和估算的次级电阻Rr0输入到乘法器103- 106可以得到。

矩阵式计算单元107接收估算的初级磁通φas1和φbs1以及估 算的次级磁通φar1和φbr1并运算方程(3)(C1×这些磁通数值)。

减法器108由第一估算的初级电流的a轴分量ias1减去由3相 向2相变换器产生的a轴分量ias并产生第一状态偏差E1中的a轴 分量ea1。

与之相似，减法器109由第一估算的初级电流的b轴分量ibs1 减去由3相向2相变换器产生的b轴分量ibs并产生第一状态偏差E1 中的b轴分量eb1。

因此，由减法器108和109产生第一状态偏差E1。

矩阵式计算单元110接收估算的初级磁通φas1和φbs1以及估 算的次级磁通φar1和φbr1并运算方程(2)中右侧的第一项(A× 这些磁通数值)。

矩阵式计算单元111接收状态偏差ea1和eb1并运算方程(2) 中右侧的第三项(第一反馈增益系数H1×这些磁通数值)。

计算单元112-115对由矩阵式计算单元110输出的方程(2)中 右侧的第一项、由3相向2相的变换器102输出的方程(2)中右侧 的第二项以及由矩阵式计算单元111输出的方程(2)中右侧的第三 项进行加法和减法运算，并产生方程(2)中左侧的各项dφas1／dt、 dφbs1／dt和dφar1／dt、dφbr1／dt。

积分器116对dφas1／dt积分并输出φas1。与之相似，积分器 117-119对dφbs1／dt、dφar1／dt和dφbr1／dt积分并输出φas1、φ bs1、φar1和φbr1。

按此构成的第一测量单元6a接收：估算的初级电阻Rs0、估算 的次级电阻Rr0、估算的旋转角速度ωr0、第一反馈增益系数H1、 初级电压指令值vus*和vvs*，以及初级电流ius和ivs并运算方程(2)、 (3)和(4)并输出感应电动机的估算的次级电流ir01和估算的次 级磁通φr0以及感应电动机的第一状态偏差E1。

参照图1，第一增益系数计算单元7a通过利用由旋转速度估算 单元8a接收的估算的旋转角速度ωr0运算方程(5)并输出第一反 馈增益系数H1。

图3是表示第一增益系数计算单元7a内部配置的方块示意图。 在该图中，标号148-151代表增益系数表。通过利用电动机常数预先 对方程(5)和(12)求解。第一反馈增益系数H1随估算的旋转角 速度ωr0变化。对于每一个旋转角速度，需要对这些方程求解。

得到的结果可以用包含矩阵元h11和其它矩阵元的矩阵表示(见 图2中的矩阵计算单元111)。

表148根据该解输出对于每一估算的旋转角速度ωr0的第一反 馈增益系数H1的矩阵元h11。与之相似，表149-151根据该解输出 对于每一估算的旋转角速度ωr0的第一反馈增益系数H1的h12、h21 和h22。

按照这些方式，第一增益系数计算单元7a根据由旋转速度估算 单元8a产生的估算的旋转角速度ωr0输出第一反馈增益系数H1。

参照图1，旋转速度估算单元8a接收来自第一测量单元6a的估 算的次级磁通φr01和第一状态偏差E1，并计算φr01和E1的外积， 以及根据方程(6)校正在第一测量单元6a中使用的估算的旋转角速 度ωr0，并产生作为估算的旋转角速度ωr0的结果。

图4是表示旋转速度估算单元8a的内部配置的方块示意图。

旋转速度估算单元8a利用方程(6A)，在该方程(6A)中用｜φr01｜2 去除方程(6A)。通常，E1×φr01的外积与｜φr01｜2成正比。方程(6A) 的利用使得旋转速度估算单元8a的增益系数与次级磁通无关。其结 果是旋转速度估算的运算具有固定的响应并因此具有稳定的特性。

[公式18] ${\omega }_{r0}=\frac{k_{\mathrm{sp}}s+k_{\mathrm{si}}}{s}\frac{{\left(J{\Phi }_{r01}\right)}^T{E}_1}{{\left|{\Phi }_{r01}\right|}^2}----\left(6A\right)$ $R_{s0}=-\frac{k_{r1p}s+k_{e1i}}{s}\frac{i_{s02}·E_2}{|i_{s02}{|}^2}----\left(11A\right)$

在图4中，标号120和121代表乘法器；标号122代表减法器； 标号代表123和124乘法器；标号125代表加法器；标号126代表除法 器；标号127代表PI控制单元。

乘法器120和121以及减法器122配合工作，以便运算(Jφr01) TE1，或者(φar1×eb1-φb1×ea1)。

乘法器123和124以及加法器125配合工作，以便运算｜φ r01｜TE1，或者(φar1×eb1+φb1×ea1)。

除法器126运算{(Jφr01)TE1}÷｜φr01｜2，PI控制单元127产 生方程(6A)右侧(的项)，即估算的旋转角速度ωr0。

因此，旋转速度估算单元8a根据由第一测量单元6a输出的第一 状态偏差E1和估算的次级磁通φr01，输出估算的旋转角速度ωr0。

参照图1，次级电阻估算单元9a将与由第一测量单元6a产生的 包含在第一状态偏差E1中的估算的次级磁通φr01同相的一个分量， 与包含在估算的次级电流ir01中的估算的次级磁通φr01同相的另一 个分量(按照方程(1)根据这些估算的次级磁通φr01)相乘，产生 在第一测量单元6a中使用的估算的次级电阻Rr0，并输出经校正的 参数。

[公式19] $R_{r0}=-\frac{k_{r2p}s+k_{r2i}}{s}\frac{(i_{r01}·{\Phi }_{r01})(E_1·{\Phi }_{r01})}{|{\Phi }_{r01}{|}^2}-----\left(1\right)$

其中：

Rr0：估算的次级电阻

S：拉普拉斯算子

Kr2p：确定次级电阻的比例增益系数

Kr2：确定次级电阻的积分增益系数

ir01：感应电动机的估算的次级电流

iar1：在a-b轴座标上的感应电动机的估算的次级电流的a轴 分量

ibr1：在a-b轴座标上的感应电动机的估算的次级电流的b轴 分量

φr01：感应电动机的估算的次级磁通

φar1：在a-b轴座标上的感应电动机的估算的次级磁通的a 轴分量

φbr1：在a-b轴座标上的感应电动机的估算的次级磁通的b 轴分量

E 1：第一状态偏差E1

：表示矢量内积的算符

图5是表示次级电阻估算单元9a的内部配置的方块图。在该图 中，标号128和129代表乘法器；标号130代表加法器；标号131和 132代表乘法器；标号133代表加法器；标号134-136代表乘法器； 标号137代表加法器；标号138代表除法器；标号139代表PI控制 单元。

乘法器128和129与加法器130配合工作以便运算(E1·φr0)， 即(ea1×φar1+eb1×φbr1)。乘法器131和132与加法器133配 合工作以便运算(ir01·φr0)，即(iar1×φar1+ibr1×φbr1)。

乘法器134运算(E1·φr0)(ir01·φr0)。

乘法器135和136与加法器137配合工作以便运算｜φr01｜2，或 (φar1×φar1+φbr1×φbr1)。

除法器138运算{(E1·φr0)(ir01·φr0)}÷｜φr01｜2，PI控制单 元139产生方程(1)中的右侧(的项)，即估算的次级电阻Rr0。

次级电阻估算单元9a处理由第一测量单元6a输出的第一状态偏 差E1、估算的次级磁通φr01和估算的次级电流ir01，并输出估算的 次级电阻Rr0。

按照这种方式，第一参数估算装置5a产生估算的旋转角速度ωr0 和估算的次级电阻Rr0。

下面介绍第二参数估算装置5b。如图1中所示，第二参数估算 装置5b包含：第二测量单元6b、第二增益系数计算单元7b和初级 电阻估算单元10b。第二参数估算装置5b接收来自转矩控制装置3 的初级电压指令值vus*和vvs*、来自电流检测装置4的初级电流ius 和ivs，以及来自第一参数估算装置5a的估算的旋转角速度ωr0和估 算的次级电阻Rr0，并输出估算的初级电阻Rs0。

第二测量单元6b接收由第一参数估算装置5a产生的初级电压指 令值vus*和vvs*、初级电流ius和ivs以及估算的旋转角速度ωr0和 估算的次级电阻Rr0；由第二增益系数计算单元7b产生的第二反馈 增益系数、第二状态偏差H2；以及由初级电阻估算单元10b产生的估 算的初级电阻Rs0，并利用方程(7)-(9)处理这些信号，产生估 算的初级电流is0和第二状态偏差E2。

图6是表示第二测量单元6b的内部配置的方块示意图。输入到 第二测量单元6b的信号和由其输出的信号不同于输入到第一测量单 元6a的信号和由其输出的信号，不过它们的配置彼此基本上是相同 的，因此这里对第二测量单元6b将不再进行介绍。

第二增益系数计算单元7b接收来自第一参数估算装置5a的初估 算的旋转角速度ωr0；并利用方程(10)处理这一信号，第二反馈增 益系数、第二状态偏差H2。在第一增益系数计算单元7a中运用的正 数ε不必与在第二增益系数计算单元7b中运用的正数ε相等。

初级电阻估算单元10b接收来自第二测量单元6b的估算的初级 电流is02和第二状态偏差E2，并计算它们的内积is02·E2，并通过利 用方程(11)校正在第二测量单元6b中使用的估算的初级电阻Rs0。

图7是表示初级电阻估算单元10b的内部配置的方块示意图。

初级电阻估算单元10b使用方程(11A)，在其中为用｜is02｜2(估 算的初级电流is02的平方)去除方程(11)。通常，第二状态偏差E2 和估算的初级电流is02的内积is02·E2与｜is｜2(初级电流“is”的平方) 成正比。因此，利用方程(11A)使初级电阻估算单元10b中的增益 系数保持恒定，与初级电流的数值无关。因此，由初级电阻估算单元 10b进行的估算运算的响应特性是固定的以及其特性总是稳定的。

在图7中，标号140和141代表乘法器；标号142代表加法器； 标号143和144代表乘法器；标号145代表加法器；标号146代表除 法器；标号147代表PI控制单元。

乘法器140和141与加法器142配合工作，运算(is02·E2)，即 (ias2×ea2+ibs2×eb2)。乘法器143和144与加法器145配合工作， 运算｜is02｜2，即(ias2×ias2+ibs2×ibs2)。

除法器146运算(isO2·E2)÷｜is02｜2，PI控制单元147产生方程 (1A)右侧(的项)，或者估算的初级电阻Rs0。

初级电阻估算单元10b处理第二状态偏差E2和估算的初级电流 is02并产生估算的初级电阻Rs0。

按照这种方式，第二参数估算单元5b产生估算的初级电阻Rs0。 下面介绍按此配置的感应电动机控制系统的工作情况。

已经涉及的图20B是表示相位差ξ和初级角速度ω(旋转角速 度ωr为100(弧度／秒))之间的示范性的相互关系的波形曲线图， 它们是由本发明的的第一参数估算装置5a产生的。

在该波形曲线图中，横座标代表ir0的角速度(即初级角速度ω)， 纵座标代表ir0和e1之间的相位差。

在图20B中，ε是在第一增益系数计算单元中使用的一个参数。 正如所看到的，该特性曲线的形状根据参数ε的数值变化。以及当参 数ε降低时，其特性曲线接近预期的特性曲线的形状(相位差ξ≈ 0 °)。这一情况意味着，对于估算的次级电阻的估算运算能很好地进 行与频带无关。

第一增益系数计算单元7a输出第一反馈增益系数H1，使得当在 感应电动机的旋转角速度ωr和估算的旋转角速度ωr0之间出现差值 时，产生与在第一状态偏差E1中的估算的次级磁通正交的一个分量 (vizξ≈ 0°)。

迄今介绍的工作情况可以表示在图中所示的d-q轴平面上。当使 用由方程(5)得到的第一反馈增益系数时，第一状态偏差E1表示 为一个与该与估算的次级磁通φr01正交的分量同相的矢量Jφr01。 估算的次级电流ir01也与第一状态偏差E1同相，如图所示。因此， 在ir0和E1之间的相位差ξ几乎为零。

当将AC信号叠加到激磁电流上时，各矢量的端点按照指定的幅 度振荡并且方向与d轴平行。

按照这种方式，第一实施例的控制系统成功地克服了上述的问题 2)。

下面将介绍前面已涉及的第一实施例对于问题5)的解决方案。旋 转速度的估算方法与常规的估算方法(方程(6)或方程(6A))相 似。因此，该估算方法采用如已经介绍的与估算的次级磁通φr01正 交的分量。该估算次级电阻的方法利用方程(1)，因此其是一个利用 分量(ir0·φr01)(E1·φr01)，该分量与估算的次级磁通φr01同相。 因此，分别估算旋转角速度和次级电阻的方法是可能的。在这方面， 第一实施例对于问题5)的解决方案是正确的。

图19B是表示相位差ξ和初级角速度ω之间的示范性的相互关 系的波形曲线图，它们是由本发明的的第二参数估算装置5b产生的 (旋转角速度ωr为100(弧度／秒))。在这一波形曲线图中，横座标 代表估算的初级电流is01的角速度(即初级角速度ω)，纵座标代表 is01和E2之间的相位差。

在该波形曲线图中，ε是在第二增益系数计算单元7b中使用的 一个参数。该特性曲线的形状根据参数ε的数值变化。以及当参数ε 降低时，正如所看到的，其特性曲线接近预期的特性曲线的形状(相 位差ξ≈0°)。

在第一实施例中，第二增益系数计算单元7b产生第二反馈增益 系数H2，使得当在感应电动机2的初级电阻Rs和估算的初级电阻Rs0 之间出现差值时，产生与估算的次级电流同相的一个分量(ξ≈0°)。

上面介绍的控制系统工作情况可以表示在图9中所示的d-q轴平 面上。

具体地说，在使用利用方程(10)得到的第二状态偏差H2的情 况下，第二状态偏差E2取一与估算的初级电流is02同相的一个矢量。 因此实现ξ≈0°

随之，使得初级电阻的估算运算不仅能在反馈区域而且能在很宽 的频率范围内实现，因此第一实施例对于问题1)的解决方案是正确 的。

同时，在常规的增益系数计算单元7中确定反馈增益系数G时， 设计人员把其注意力仅集中在这样一种极的配置上，测量单元的极数 k倍于感应电动机2的极数。因此，根据反馈增益系数G估算初级 和次级电阻。其结果是，常规的控制系统不能产生可以满足所有需估 算的项的状态偏差E的特性。

另一方面，第一实施例包含用于估算次级电阻的和旋转角速度的 第一增益系数计算单元7a，以及用于估算初级电阻的第二增益系数 计算单元7b。这些单元中的第一反馈增益系数H1以及第二反馈增益 系数H2是分别设定的。前者是可控的，这样第一状态偏差E1与估 算的次级磁通的正交分量Jr0同相(vizξ≈ 0°)。后者是可控的， 这样第二增益系数计算单元7b产生第二反馈增益系数H2，使得产生 与估算的初级电流的同相的一个分量(ξ≈ 0°)。因此，第一实施例 能够可靠地估算所有的初级和次级电阻以及旋转角速度。

在第一实施例中，次级电阻估算单元9a根据第一状态偏差H1、 估算的次级磁通φr01、和估算的次级电流ir01，估算该估算的次级 电阻Rr0。在对于根据旋转角速度需要分别估算的程度有所降低的情 况下，估算的次级电阻Rr0根据第一状态偏差H1、估算的次级磁通 φr01估算该估算的次级电阻Rr0。同样在这种情况下，包含第一增 益系数计算单元7a和第二增益系数计算单元7b。因此，对于次级电 阻、旋转角速度和初级电阻的估算运算可以按照上述的最佳条件实 现。

<第二实施例>

图10是表示作为本发明的第二实施例的用于感应电动机的控制 系统配置的方块图。在该图中，标号2-4、6a、6b、7a、7b、8a和 10b代表与在第一实施例的中相对应部分，在介绍第二实施例时因此 略去对它们的详细介绍，在图10中，标号1a代表激磁电流指令值计 算装置；标号5c代表第一参数估算装置；标号代表5d第二参数估算 装置；标号9a代表次级电阻估算单元第二测量单元。

激磁电流指令值计算装置1a接收利用M产生的次级磁通指令值 φdr*并产生结果ids*。

第一参数估算装置5c包含：第一测量单元6a、第一增益系数计 算单元7a和旋转速度估算单元8a。第一参数估算装置5c接收来自 转矩控制装置3的初级电压指令值vus*和vvs*，来自第二参数估算装 置5d的估算的初级电阻Rs0和估算的次级电阻Rr0，并输出估算的 旋转角速度ωr0。

第二参数估算装置5d包含：第二测量单元6b、第二增益系数计 算单元7b、次级电阻估算单元9d和初级电阻估算单元10b。第二参 数估算装置5d接收来自转矩控制装置3的初级电压指令值vus*和 vvs*，来自电流检测装置4的初级电流ius和ivs，来自第一参数估算 装置5c的估算的旋转角速度ωr0，并输出估算的初级电阻Rs0和估 算的次级电阻Rr0。

电阻变化的主要原因是温度变化。假设感应电动机的初级电阻的 温度基本上等于次级电阻的温度，可以使估算的初级电阻Rs0与估算 的次级电阻Rr0成正比。

由于这个原因，在第二实施例中，次级电阻估算单元9d的配置 使得其输出的估算的次级电阻Rr0与输入到其上的估算的初级电阻 Rs0成正比。

在第二实施例中，来自第一增益系数计算单元7a的第一反馈增 益系数H1确定了相位差ξ的条件ξ≈0°，可以高度精确地估算旋 转角速度ωr。利用该计算第二状态偏差H2的第二增益系数计算单 元7b提供了这样的特性以满足ξ≈ 0°的条件。因此可以在反馈区域 得到估算的初级电阻Rs0。所以在相同的区域中也可以得到估算的次 级电阻Rr0。

按照这种特殊的配置，由第一参数估算装置5c和第二参数估算 装置5d可以高精确度地产生估算的初级电阻Rs0、估算的次级电阻 Rr0和估算的旋转角速度ωr0。因此转矩控制装置3可以实现这样的 控制，即其输出的转矩τ m高精确度地跟踪指令值转矩τm*。

<第三实施例>

图11是表示作为本发明的第三实施例的用于感应电动机的控制 系统的方块图。在该图中，标号1-4代表与已经介绍的常规的感应电 动机控制系统中相对应部分，因此在对第三实施例的介绍中略去对它 们的详细介绍。在图11中，5e代表参数估算单元；6e代表测量单元； 7e代表增益系数计算单元；8e代表旋转速度估算单元；9e代表次级电阻 估算单元；10e代表初级电阻估算单元。

参数估算单元5e包含测量单元6e、增益系数计算单元7e、旋转 速度估算单元8e、次级电阻估算单元9e和初级电阻估算单元10e。参 数估算单元5e接收来自转矩控制装置3的初级电压指令值vus*和 vvs*，来自电流检测装置4的初级电流ius和ivs并输出估算的旋转角 速度ωr0和估算的次级电阻Rr0。

测量单元6e接收初级电压指令值vus*和vvs*、初级电流ius和ivs 以及来增益系数计算单元7e的反馈增益H、来自旋转速度估算单元8e 的估算的旋转速度ωr0、来自次级电阻估算单元9e的估算的次级电阻 和来自初级电阻估算单元10e的估算的初级电阻Rr0，并执行与由在 第一实施例中的第一测量单元6a相类似的运算；并输出估算的初级电 流ir0、状态偏差E(方程(16))、以及估算的次级磁通φr0，取代估 算的初级电流ir01、第一状态偏差E1和估算的次级磁通φr01。

[公式20] $E=i_{s02}-i_s$ $H=P_1{C}^T{R}^{-1}-----\left(16\right)$ ${\omega }_{r0}=\frac{k_{\mathrm{sp}}s+k_{\mathrm{si}}}{s}\frac{{\left(J{\Phi }_{r01}\right)}^{T}E}{|{\Phi }_{r01}{|}^2}-----\left(17\right)$ $R_{r0}=-\frac{k_{r2p}s+k_{r2i}}{s}\frac{(i_{r01}·{\Phi }_{r01})(E·{\Phi }_{r01})}{|{\Phi }_{r01}{|}^2}-----\left(18\right)$

其中E：状态偏差

H：反馈增益系数

图12是表示测量单元6e的内部配置的方块示意图。测量单元6e 的配置与已经介绍的第一测量单元6a的配置基本相同。因此略去对测 量单元6e的详细介绍。

参照图1，增益系数计算单元7e执行与在第一实施例中相似的运 算，利用由接收的旋转速度估算单元8e接收的估算的旋转速度ωr0， 并输出反馈增益系数H(方程(17))，替代第一反馈增益系数H1。

旋转速度估算单元8e接收估算的次级磁通φr0和来自测量单元6e 的状态偏差E并计算E×φr0的外积；执行的运算与在第一实施例中由 旋转速度估算单元8a执行的运算相似，并输出估算的旋转角速度ωr0 (方程(18))。

次级电阻估算单元9e通过执行与在第一实施例中由次级电阻估算 单元9a执行的相似的运算，根据该与包含在由测量单元6e产生的状 态偏差E中的估算的次级磁通φr0同相的一个分量与该与包含在估算 的次级ir0同相的另一个分量的乘积，校正在测量单元6e中使用的估 算的次级电阻Rr0(方程(19))。

电阻变化的主要原因是温度变化。假设感应电动机的初级电阻的 温度基本上等于次级电阻的温度，可以使估算的初级电阻Rs0与估算 的次级电阻Rr0成正比。

初级电阻估算单元10e输出的估算的次级电阻Rr0的量值与输入 到其上的估算的初级电阻Rs0成正比。

第三实施例使用用于计算反馈增益系数H的增益系数计算单元7e 提供了这样的特性以满足ξ≈0°的条件，因此，这一实施例可以地估 算一估算的次级电阻Rr0。因此得到高度精确的估算的初级电阻Rs0。

按照这种特殊的配置，由参数估算装置5e可以高精确度地产生估 算的初级电阻Rs0、估算的次级电阻Rr0和估算的旋转角速度ωr0。 因此转矩控制装置3可以实现这样的控制，即其输出的转矩τm高精 确度地跟踪指令值转矩τm*。

<第四实施例>

在激磁电流指令值计算单元1中，要叠加在激磁电流指令值ids* 上的AC信号包含一些频率分量，其周期明显短于1／Tr(次级项常数 的倒数)。

由在图18中所示的及己涉及的激磁电流ids向(φdr／M)和idr 传输特性示意图可以看出，如果将没有包含周期明显短于1／Tr(次级 项常数的倒数)的一些频率分量的AC信号，叠加在与次级磁通φdr* 成正比的DC信号上，这些频率分量就不会包含在次级磁通φdr幅值 中。

可以使用激磁电流指令值计算单元1b(未表示)取代在第一到第 三实施例中的激磁电流指令值计算单元1和1a。

在这种情况下，激磁电流指令值计算单元1b必须是这样的，即第 一和第三叠加信号的频率f1和f2是在方程(20)中的限定的，激磁 电流指令值(激磁电流)ids*必须是由方程(31)和方程(32)限定的。

[公式21]

f1＞1／Tr

f2＞1／Tr

在使用激磁电流指令值计算单元1b的情况下，叠加在DC信号上 的AC信号不包含周期长于感应电动机2的次级时间常数的信号。因 此，感应电动机2的次级磁通幅值不包含各种频率分量。

因此，可以使感应电动机2的次级磁通幅值φdr保持恒定。如果 做到这样，就不会有机会例如由于磁饱和使互感数值M变化。因此， 转矩控制装置3实现了这样的控制，即输出转矩τm精确地跟踪指令 值τm*。

因此可以成功地解决问题3)。

在上述实施例中的激磁电流指令值计算单元1(1b)中，AC信号 仅包含两个频率分量f1和f2。希望在AC信号中包含频率分量的数量 大。

正如结合图15已经介绍的，T形等值电路对于每个频率分量ω是 有效的。因此，随着频率分量ω的数量增大，更易于估算角速度和次 级电阻。

由于这个理由，可以使用激磁电流指令值计算单元1c(未表示) 取代在上述实施例中使用的激磁电流指令值计算单元1(1a，1b)。

激磁电流指令值计算单元1c使用如下的方程(33)，用于计算激 磁电流指令值(激磁电流)ids*，取代方程(20)。

[公式22] $i_{\mathrm{ds}}^{*}=\{1+A_c\cos (2\pi f_{c}t+m_f\sin 2\pi f_{m}t)\}{\phi }_{\mathrm{dr}}^{*}÷M-----\left(33\right)$

在方程(33)中的cos(2πfct+mfsin2πfmt)是一表述FM波(其 中的正弦波信号是经频率调制的)通用的数学表达式。此外，mf是FM 波按角度调制波的相位变化度数(这种度数称为调制因数)。

FM波的频带数量上是无限的。可以估算数量包含所产生频谱的 90％或其以上的边带。数学上利用如下的方程(34)表达FM波的边带 BW。

BW=2(mf+1)fm(赫)    (34)

在图13中表示利用方程(33)给出的叠加的AC信号的频谱示意 图。由该示意图可以看出，在利用方程(33)的情况下，叠加的AC 信号包含在宽度为2(mf+1)的频带范围内的多个频率分量。

因此，通过两次运算三角函数就可以将至少包含3个不同的频率 分量的AC信号叠加在DC信号上。这样就会简化运算电路的配置并 减少运算时间。这样就解决了问题4)。

如果fc、mf和fm是经选择的，以满足1／Tr＜fc-(mf+1)fm，可以 将包含多个频率分量(但是不包含周期长于感应电动机的次级时间常 数的AC分量)的AC信号叠加在DC信号上。

根据本发明的第一广义的方面，提供的用于感应电动机的第一控 制系统包含：电流检测装置，用于检测感应电动机的初级电流；激磁电 流指令值计算装置，用于接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值， 并处理AC信号和与次级磁通指令值成正比的DC信号，以此产生感 应电动机的激磁电流指令值；转矩控制装置，用于接收需由感应电动机 输出的转矩指令值和激磁电流指令值，并处理估算的旋转角速度、估 算的次级电阻和初级电流，以及该转矩控制装置控制感应电动机的初 级电压，使得感应电动机输出的转矩遵循转矩指令值；第一参数估算装 置，用于处理感应电动机的估算的初级电阻、初级电压和初级电流， 以此产生估算的旋转角速度和估算的次级电阻；以及第二参数估算装 置，用于处理估算的旋转角速度、估算的次级电阻、初级电压和初级 电流，以此产生估算的初级电阻。

在按此构成的感应电动机控制系统中，第一参数估算装置包含：

a)第一测量单元，用于处理估算的初级电阻、估算的次级电阻、 估算的旋转角速度、第一反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此 产生估算的次级电流、估算的次级磁通以及第一状态偏差，

b)旋转角速度估算单元，用于处理由第一测量单元产生的第一状 态偏差和估算的次级磁通，以此产生估算的旋转角速度，

c)次级电阻估算单元，用于处理由第一测量单元产生的第一状态 偏差和估算的次级电流，以此产生估算的次级电阻，以及

d)第一增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产生 的估算的旋转角速度，以此产生第一反馈增益系数，使得第一状态偏 差包含与估算的次级磁通正交的一个分量，以及

第二参数估算装置包含：

a)第二测量单元，用于处理估算的初级电阻、次级电阻、估算的 旋转角速度、第二反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此产生估 算的初级电流以及第二状态偏差，

b)初级电阻估算单元，用于处理第二状态偏差和估算的初级电流， 以此产生估算的初级电阻，以及

c)第二增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产生 的旋转角速度，以此产生第二状态偏差，使得第一状态偏差包含与估 算的初级电流同相的一个分量。

按此构成的第一感应电动机控制系统具有如下的优点。可以在良 好的条件下得到估算的旋转角速度、估算的次级电阻。因此，得到的 这些参数的数值是稳定和精确的。转矩控制装置稳定和精确地控制输 出转矩。

在第一控制系统中，次级电阻估算单元处理由第一测量单元产生 的第一状态偏差、估算的次级磁通、估算的次级电流，以此产生估算 的次级电阻。因此可以按照优异的分开方式估算旋转角速度和次级电 阻。

此外，在第一感应电动机控制系统中，次级电阻估算单元通过利 用与(包含在第一状态偏差中的)估算的次级磁通同相的一个分量和 与(包含在估算的次级电流中的)估算的次级磁通同相的另一个分量 的乘积进行处理，以此产生估算的次级电阻。因此，保证稳定和精确 地估算次级电阻。

在第一感应电动机控制系统中，次级电阻估算单元运算确定该估 算的次级电阻的如下的方程(1)。因此，保证稳定和精确地估算次级 电阻。

根据本发明的第二广义的方面，提供的用于感应电动机的第二控 制系统包含：电流检测装置，用于检测感应电动机的初级电流；激磁电 流指令值计算装置，用于接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值， 并通过利用次级磁通指令值执行处理，以此产生感应电动机的激磁电 流指令值；

转矩控制装置，用于接收需由感应电动机输出的转矩指令值和激 磁电流指令值，并处理估算的旋转角速度、估算的次级电阻和初级电 流，以及该转矩控制装置根据处理的结果控制感应电动机的初级电压， 使得感应电动机输出的转矩遵循转矩指令值；第一参数估算装置，用于 处理感应电动机的估算的初级电阻、估算的次级电阻、初级电压和初 级电流，以此产生估算的旋转角速度；以及第二参数估算装置，用于处 理感应电动机的估算的旋转角速度、初级电压和初级电流，以此产生 估算的初级电阻和估算的次级电阻；

在该感应电动机控制系统中，第一参数估算装置包含：

a)第一测量单元，用于处理估算的初级电阻、估算的次级电阻、 估算的旋转角速度、第一反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此 产生估算的次级磁通以及第一状态偏差，

b)旋转角速度估算单元，用于处理由第一测量单元产生的第一状 态偏差和估算的次级磁通，以此产生估算的旋转角速度，

c)第一增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产生 的估算的旋转角速度，以此产生第一反馈增益系数，使得第一状态偏 差包含与估算的次级磁通正交的分量，以及

第二参数估算装置包含：

a)第二测量单元，用于处理估算的初级电阻、次级电阻、估算的 旋转角速度、第二反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此产生的 估算的初级电流以及第二状态偏差，

b)初级电阻估算单元，用于处理第二状态偏差和估算的初级电流， 以此产生估算的初级电阻，以及

c)次级电阻估算单元，用于处理由初级电阻估算单元产生的估算 的初级电阻，以此产生估算的次级电阻，

d)第二增益系数计算单元，用于处理由旋转角速度估算单元产生 的旋转角速度，以此产生第二状态偏差，使得第一状态偏差包含与估 算的初级电流同相的分量。

因此，可以在优异的条件下产生估算的旋转角速度、估算的初级 电阻和估算的次级电阻，并且因此这些估算的参数的数值是稳定和精 确的。此外，转矩控制装置可以稳定和高精确度地控制输出转矩。

在第一和第二感应电动机控制系统中，当在感应电动机的旋转角 速度和估算的旋转角速度之间产生偏差时，第一增益系数计算单元产 生：引起与包含在第一状态偏差中的估算的次级磁通正交的分量的第 一反馈增益系数，以及当在感应电动机的初级电阻和估算的初级电阻 之间产生偏差时，第二增益系数计算单元产生：引起与包含在第二状 态偏差中的估算的初级磁通同相的分量的第二反馈增益系数。因此， 第一和第二增益系数计算单元可以按稳定和精确的状态产生这些估算 的参数的数值。

在第一和第二感应电动机控制系统中，第一测量单元运算方程 (2)、(3)和(4)，第一增益系数计算单元运算确定第一反馈增益系 数的方程(5)，旋转速度估算单元运算确定估算的旋转角速度的方程 (6)，第二测量单元运算方程(7)、(8)和(9)，第二增益系数计算 单元运算确定第二反馈增益系数的方程(10)，以及初级电阻估算单元 运算确定初级电阻的方程(11)。因此，对于估算的旋转角速度和估算 的初级电阻的运算是稳定和精确的。

此外，限定估算的旋转角速度的数学表达式是方程(6A)，其是 通过用估算的次级磁通平方的倒数去除方程(6)形成的，以及确定估 算的初级电阻的数学表达式是方程(11A)，其是通过用估算的初级电 流平方的倒数去除方程(11)形成的。旋转速度估算单元和初级电阻 估算单元的增益系数是可变的，从而提供稳定的动态特性。

据本发明的第三广义的方面，提供的用于感应电动机的第三控制 系统包含：电流检测装置，用于检测感应电动机的初级电流；激磁电流 指令值计算装置，用于接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值， 并处理AC信号和与次级磁通指令值成正比的DC信号，以此产生感 应电动机的激磁电流指令值；转矩控制装置，用于接收需由感应电动机 输出的转矩指令值和激磁电流指令值，并处理估算的旋转角速度、估 算的次级电阻和初级电流，以及该转矩控制装置控制感应电动机的初 级电压，使得感应电动机输出的转矩遵循转矩指令值；参数估算装置， 用于处理感应电动机的初级电压和初级电流，以此产生估算的旋转角 速度和估算的次级电阻。

在感应电动机控制系统中，参数估算装置包含：

a)测量单元，用于处理估算的初级电阻、估算的次级电阻、估算 的旋转角速度、反馈增益系数、初级电压和初级电流，以此产生估算 的次级电流、估算的次级磁通以及状态偏差，

b)旋转速度估算单元，用于处理由测量单元产生的状态偏差和估 算的次级磁通，以此产生估算的旋转角速度，

c)次级电阻估算单元，用于处理由测量单元产生的状态偏差、估 算的次级磁通和估算的次级电阻，以此产生估算的次级电阻，

以及

d)初级电阻估算单元，用于处理由次级电阻估算单元产生的 估算的次级电阻，以此产生估算的初级电阻，

e)增益系数计算单元，用于处理由旋转速度估算单元产生的估 算的旋转角速度，以此产生反馈增益系数，使得状态偏差包含与估算 的次级磁通正交的分量，

f)当在感应电动机的旋转角速度和估算的旋转角速度之间产生 偏差时，增益系数计算单元产生：引起与包含在状态偏差中的估算的次 级磁通正交的分量的反馈增益系数，以及

g)次级电阻估算单元通过利用与包含在状态偏差中的估算的次 级磁通同相的分量和与包含在估算的次级电流中的估算的次级磁通同 相的另一个分量的乘积执行处理，以此产生估算的次级电阻。

因此，可以在优异的条件下产生估算的旋转角速度、估算的初级 电阻和估算的次级电阻，并且因此这些估算的参数的数值是稳定和精 确的。此外，转矩控制装置可以稳定和高精确度地控制输出转矩。

该感应电动机控制系统，其中的测量单元执行运算方程(14)、 (15)和(16)，增益系数计算单元执行运算确定反馈增益系数的方程 (17)，旋转速度估算单元执行运算确定旋转角速度的方程(18)，以 及次级电阻估算单元执行运算确定估算的次级电阻的方程(19)。可以 执行对估算的旋转角速度、估算的次级电阻和估算的初级电阻高精确 度的运算。

在第一到第三中之一的感应电动机控制系统中，激磁电流指令值 计算装置接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值，并处理未包含 (其周期长于感应电动机的次级时间常数的)AC分量的AC信号，以 及与次级磁通指令值成正比的DC信号，以此产生感应电动机的激磁 电流指令值。因此，次级磁通可以保持恒定，抑制输出转矩的波动。

在第一到第三中之一的感应电动机控制系统中，激磁电流指令值 计算装置接收需由感应电动机输出的次级磁通指令值，并处理一通过 对正弦波信号调制形成的AC信号，以及与次级磁通指令值成正比的 DC信号，以此产生感应电动机的激磁电流指令值。因此，减少了所 需的电磁运算的数量。还允许将增加不同频率的数量的AC信号叠加 到DC信号上。提高了估算旋转角速度和次级电阻的精确度。