Die Erfindung geht aus von einem im Oberbegriff des Patent­anspruchs 1 angegebenen Verfahren zum Gewinnen eines Si­gnals, das die Phase eines lokalen Trägersignals derart steuert, daß das lokale Trägersignal und das Trägersignal eines amplituden- und/oder phasenumgetasteten Empfangssi­gnals phasensynchron sind.

Ein derartiges Verfahren ist aus einem Aufsatz von M. Hoffmann "Carrier Recovery for m-QAM-Signals" in ECRR, S. 247-253, vde-verlag München, Nov. 1986 bekannt, um ein Steuersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator zu gewinnen, der zur Trägerrückgewinnung in einer Demodulator­schaltung für amplituden- und/oder phasenumgetastete QASK-­Signale eingesetzt ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, das eine sichere und schnelle Trägerregeneration im Empfänger für amplituden- und/oder phasenumgetastete Signale bei gleichzeitiger Mini­mierung von Phasenabweichungen der Signalkomponenten aus der Quadraturlage ermöglicht.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungen der Er­findung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Das Verfahren erfüllt die Forderung nach einer raschen Pha­sensynchronisation des lokalen Oszillators im Empfänger auf die Phase des Empfangssignals, wobei es auch einer Fehlsyn­chronisation entgegenwirkt, die z.B. durch eine Phasenabwei­chung der Signalkomponenten eines empfangenen Signals aus ihrer Quadraturlage auftreten kann.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbei­spiels wird nun die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

• Figur 1 ein Blockschaltbild eines QASK-Empfängers,
• Figur 2 ein erstes Entscheidungsdiagramm eines 16 QAM-­Systems,
• Figur 3 ein zweites Entscheidungsdiagramm eines 16 QAM-­Systems,
• Figur 4 eine aus dem ersten Entscheidungsdiagramm hervorge­hende Phasendetektorcharakteristik,
• Figur 5 eine aus dem zweiten Entscheidungsdiagramm hervorge­hende Phasendetektorcharakteristik,
• Figur 6 ein gespreizter Ausschnitt der Phasendetektorcharak­teristik nach Figur 4,
• Figur 7 ein gespreizter Ausschnitt der Phasendetektorcharak­teristik nach Figur 5,
• Figur 8 ein aus dem ersten und zweiten Entscheidungsdiagramm hervorgegangenes drittes Entscheidungsdiagramm,
• Figur 9 eine aus dem dritten Entscheidungsdiagramm hervorge­hende Phasendetektorcharakteristik,
• Figur 10 ein gespreizter Ausschnitt der Phasendetektorcha­rakteristik nach Figur 9 und
• Figur 11 ein Blockschaltbild zur Ermittlung eines Phasenre­gelsignals.

Nachrichtentechnische Verfahren zur Informationsübertragung mittels amplituden- und/oder phasenumgetasteter Signale, abgekürzt auch QASK-Signale genannt, haben in den letzten Jahren zunehmend an Bedeutung gewonnen. QASK-Signale können bekanntlich folgendermaßen beschrieben werden: Hierbei sind

u_N(t) = cos(ωt+ø)      (2)

die Normal- und

u_Q(t) = sin(ωt+ø)      (3)

die Quadraturkomponente des Signalträgers, und g(t) ist eine Funktion, welche folgende Bedingung erfüllt:

Die Wertepaare (a_k, b_k) beinhalten die zeit- und wertedis­krete zu übertragende Information zu den Zeitpunkten t=kT (T: Taktdauer). Bei vorgegebenem m-stufigen Übertragungsver­fahren dürfen die Wertepaare nur m verschiedene Wertkombina­tionen annehmen. Von besonderer Bedeutung sind die m-stufi­gen Quadratur-Amplitudenmodulationsverfahren (QAM-Verfah­ren). Aus der Literatur sind noch weitere QASK-Modulations­verfahren bekannt. Die weiteren Ausführungen treffen für alle QASK-Verfahren zu, werden aber anhand eines QAM-Verfah­rens erläutert.

Das in Figur 1 gezeigte Blockschaltbild gibt das z.B. aus dem Aufsatz von M. Hoffmann "Carrier Recovery for m-QAM-­Signals" in ECRR, S. 247-253, vde-verlag München, Nov. 1986 bekannte Schaltungsprinzip eines Quadraturempfängers wieder, welcher zur Demodulation von QASK-Signalen geeignet ist. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 10 hat die Aufgabe, ein zum Träger des Eingangssignals u₁(t) in phasenstarrer Relation stehendes Signal:

u₁₀(t) = û₁₀ · cos(ω t+ø+ψ)      (5)

zu erzeugen.

Die Phase ψ ist von dem aus einem Regelfilter 50 stammenden VCO-Steuersignal abhängig. Ein Phasenschieber 15 bildet aus dem Signal u₁₀(t) das dazu um 90° verschobene Signal u₁₅(t) = û₁₀ · sin(ω t+ø+ψ).      (6)

Die Abwärtsmischer 20 bzw. 25 erzeugen aus dem Eingangssi­gnal u₁(t) und den Signalen u ₁₀(t) bzw. u₁₅(t) die Signale

Die in u₂₀(t) und u₂₅(t) enthaltene Information über die Taktfrequenz 1/T und ihre Phasenlage kann in einem Taktre­generator 30 ausgenutzt werden, um ein Taktsignal phasen­richtig zu regenerieren. Eine Ausführung eines Taktregenera­tors geht z.B. aus einem Aufsatz von Le-Ngoc, Tho; Feher, Kamilo: 'A Digital Approach to Symbol Timing Recovery Systems' in IEEE Trans. Com., vol. COM-28, no. 12, Dec. 1980, pp. 1993-1999 hervor.

Das regenerierte Taktsignal benutzt man, um die Signale u₂₀(t) und u₂₅(t) in den Zeitpunkten t = kT abzutasten. Diese Aufgabe wird neben anderen in einem sogenannten Ba­sisbandprozessor 40, der auch als Phasendetektor bezeichnet werden kann, ausgeführt. Es gilt für die beiden in Quadratur zueinanderstehenden Signalkomponenten:

x := u₂₀(kT) = A · {a_k cos(ψ) - b_k sin(ψ)}      (9)

y := u₂₅(kT) = A · {a_k sin(ψ) + b_k cos(ψ)·      (10)

Für ψ=0 geben die beiden Signalkomponenten x und y die de­modulierte Information a_k, b_k wieder. Eine wesentliche Auf­gabe der Demodulatorschaltung ist somit die Regelung der Phase auf ψ=0. Da bei ψ=0 das lokal erzeugte Signal u₁₀(t) bis auf einen Amplitudenfaktor mit der einen Trägerkomponen­te des Eingangssignals u₁(t) identisch ist, ist u₁₀(t) das lokal regenerierte Trägersignal.

Das Ausgangssignal u₄₁(t) des unten noch detailliert be­schriebenen Basisbandprozessors 40, welches eine Funktion der Phasendifferenz zwischen dem Träger des empfangenen Eingangssignals u₁(t) und dem im spannungsgesteuerten Oszil­lator 10 erzeugten lokalen Trägersignal u₁₀(t) ist, wird in der Schaltung gemäß Figur 1 in einem Regelfilter 50 gefil­tert. Dessen Ausgangssignal u₅₀(t) ist das Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 10.

Die Abwärtsmischer 20, 25 der Basisbandprozessor 40, das Regelfilter 50, der VCO 10 und der Phasenschieber 15 gemäß Figur 1 bilden die Regelschleife zur lokalen Regeneration des Trägers des Eingangssignals u₁(t). Gleichzeitig bilden die Blöcke 20, 25, 10 und 15 den Quadraturempfänger.

Für eine korrekte Demodulation ist es wesentlich, daß sowohl die im Sender verwendeten Trägerkomponenten senkrecht auf­einander stehen, als auch daß die lokal regenerierten Trä­gerkomponenten u₁₀(t) und u₁₅(t) um 90° gegeneinander pha­senverschoben sind. In der Praxis können jedoch kleine Ab­wichungen von der 90°-Phasendifferenz vorhanden sein. Dann gilt statt der Gleichungen (2), (3), (5) und (6):

u_N(t) = cos(ω t + ø),      (11)

u_Q(t) = sin(ω t + ø +ε),      (12)

u₁₀(t) = u₁₀ · cos(ω t + ø + ψ),      (13)

u₁₅(t) = u₁₀ · sin(ω t + ø + ψ + δ).      (14)

Dabei ist ε eine kleine Phasenabweichung der Senderträger­komponenten aus der Quadraturlage und δ eine entsprechende Abweichung im Empfänger. Infolgedessen verändern sich die Signalkomponenten nach den Gleichungen (9) und (10) in

x = A · {a_k cos( ψ ) - b_k sin( ψ - ε)}      (15)

y = A · {a_k sin( ψ + δ ) + b_k cos(ψ + δ -ε)}.      (16)

Aus diesen Gleichungen folgt, daß für eine optimale Demodu­lation Maßnahmen zu ergreifen sind, die den Einfluß der Phasenabweichungen ε und δ ausgleichen. Neben der Trägerre­generationsschleife, welche die Phasendifferenz ψ auf einen konstanten Wert ausgeregelt, bietet sich daher auch eine zweite Regelschleife zur Beeinflussung der Phasenabweichung δ an.

Zu diesem Zweck kann der Phasenschieber 15 in der Schaltung gemäß Figur 1 so aufgebaut werden, daß ein Feinabgleich der Phasenverschiebung über ein Steuersignal möglich wird. Die zusätzliche Regelinformation u₄₂(t), die hierzu benötigt wird, kann ebenfalls im Basisbandprozessor 40 gewonnen wer­den.

In dem Blockschaltbild der Figur 1 wird das Regelsignal u₄₂(t), das eine Funktion der Phasenabweichung δ ist und in ähnlicher Weise ermittelt wird wie das Signal u₄₁ (t), auf ein Regelfilter 55 geschaltet, dessen Ausgangssignal u₅₅(t) auf den Steuereingang des Phasenschiebers 15 geführt wird.

Die Abwärtsmischer 20, 25, der Basisbandprozessor 40, das Regelfilter 55, der Lokaloszillator 10 und der Phasenschie­ber 15 bilden den Regelkreis zur Nachführung der Phasendif­ferenz δ auf einen konstanten Wert.

Die Ausgangssignale u₄₁(t) bzw. u₄₂(t) des Basisbandprozes­sors 40 sind, wie oben dargelegt, Funktionen von Phasendif­ferenzen. Deshalb bezeichnet man diese Ausgangssignale auch als Phasendetektorfunktionen. In dem Aufsatz von A. Leclert und P. Vandamme: 'Universal Carrier Recovery Loop for QASK and PSK Signal Sets' in IEEE Transactions on Communications, Vo. COM-31, No. 1, Jan. 1983, S. 130-136 und in dem Aufsatz von M. Hoffmann 'Carrier Recovery for m-QAM-Signals' in ECRR, S. 247-253, vde-verlag München, Nov. 1986 sind einige Phasendetektorfunktionen beschrieben. Eine mögliche Phasen­detektorfunktion ist beispielsweise u₄₁(t) = -sgn(x-x̂) · sign(y),      (17)

welche für eine digitale Signalverarbeitung leicht zugäng­lich ist. Dabei sind x und y die in den Gleichungen (15) und (16) von der Zeit und den Phasendifferenzen ψ, δ und ε ab­hängigen Signalkomponenten eines empfangenen Signalzustandes und sgn (...) ist die aus der Mathematik bekannte Signums­funktion. Man kann sich die Signalkomponenten x und y als Projektionen auf die Koordinatenachsen einer Signalzustands­ebene vorstellen, wobei die Koordinatenachsen die gesamte Signalzustandebene in vier Gebiete - Quadranten genannt - aufteilen. In den Figuren 2, 3 und 8 ist jeweils ein Quad­rant einer Signalzustandsebene, in der die erlaubten Signal­sollzustände mit Kreuzen (x) gekennzeichnet sind, darge­stellt. Die Signalzustandsebene ist durch parallel zu beiden Koordinatenachsen verlaufende Entscheidungsschwellen in eine Vielzahl von Entscheidungsgebieten aufgeteilt. Das Gitter von Entscheidungsschwellen ist so gelegt, daß die Signal­sollzustände auf Schnittpunkten von Entscheidungsschwellen liegen. Den einzelnen Entscheidungsgebieten sind, wie die Figuren 2, 3 und 8 zeigen, Zahlenwerte zugeordnet, die re­präsentativ sind für die Phasenablage des jeweiligen Ent­scheidungsgebietes von dem ihm am nächsten liegenden Signal­sollzustand. Der Zahlenwert eines jeden Entscheidungsgebie­tes geht aus einer Phasendetektorfunktion z.B. nach Glei­chung (17) hervor. In dieser Gleichung (17) ist mit x̂ die Signalkomponente a_k bzw. b_k desjenigen Signalsollzustandes angegeben, der dem empfangenen Signalzustand mit der Signal­komponente x am nächsten kommt.

In den Figuren 2 und 3 sind zwei Signalzustandsebenen für ein 16 QAM-System dargestellt, wobei die den Entscheidungs­gebieten zugeordneten Zahlenwerte für jede Signalzustands­ebene aus einer anderen Phasendetektorfunktion resultieren; die Zahlenwerte in Figur 3 wurden durch Anwendung von Glei­chung (17) bestimmt. Die Zahlenwerte f(x, y) in den Ent­scheidungsgebieten der anderen drei Quadranten lassen sich aus den Zahlenwerten des einen in Figur 2, 3 dargestellten Quadranten durch folgende Bedingungen ableiten:

f(-x, y) = -f(x, y) und

f(x, -y) = -f(x, y).      ⁽¹⁸⁾

Das eigentliche Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator 10 wird durch Mittelung der zu mehreren empfange­nen Signalzuständen bestimmten Zahlenwerte gebildet. Das Ergebnis g( ψ ) der Mittelung ist von der in Gleichung (5) definierten Phase ψ und von den in den Gleichungen (12) und (14) definierten Parametern ε und δ abhängig. Wenn eine solche Mittelung der Phasendetektorfunktion mit den aus Figur 2 hervorgehenden Zahlenwerten vorgenommen wird, erhält man die in Figur 4 dargestellte Phasendetektorcharakteristik g₁ ( ψ ). Und die Mittelung der Phasendetektorfunktion mit den in Figur 3 angegebenen Zahlenwerten ergibt die in Figur 5 gezeigte Phasendetektorfunktion g₂( ψ ). Dabei wurden die Paramter ε und δ wie folgt gewählt: ε =4°, δ =0°. Diese Werte wurden beispielhaft gewählt. In Realität können natür­lich auch andere Werte auftreten. Es ist erkennbar, daß der Maximalwert der ersten Phasendetektorcharakteristik g₁ ( ψ ) gleich dem Maximalwert der zweiten Phasendetektorcharakte­ristik g₂( ψ ) ist und daß das quadratische Mittel der er­sten Phasendetektorcharakteristik g₁( ψ ) größer ist als das der zweiten Phasendetektorcharakteristik g₂( ψ ). Mit anderen Worten, das Signal g₁( ψ ) ist im Mittel energiereicher als das Signal g₂( ψ ); d.h. daß ein Steuersignal g₁( ψ ) den spannungsgesteuerten Oszillator schneller auf die Phase des Empfangssignals synchronisiert als ein Steuersignal g₂( ψ ).

In der Figur 6 ist der Abschnitt um den Synchronisations­punkt der ersten Phasendetektorfunktion g₁( ψ ) und in der Figur 7 der Abschnitt um den Synchronisationspunkt der zwei­ten Phasendetektorcharakteristik g₂( ψ ) gespreizt darge­stellt. Es zeigt sich dort, daß die erste Phasendetektor­charakteristik g₁( ψ ) einen sehr flachen Verlauf im Null­durchgang hat und außerdem findet der Nulldurchgang bei einer Phasendifferenz ψ statt, die nicht gleich der Phasen­abweichung ε der ausgesendeten Signalkomponenten aus ihrer Quadraturlage ist. Eine Regelschleife mit dieser Phasende­tektorcharakteristik regelt daher ψ auf einen von ε ver­schiedenen Wert aus.

Diese Eigenschaft hat zur Folge, daß, wie den Gleichungen (15) und (16) zu entnehmen ist, bei ψ ≠ ε der QASK-Empfänger nicht die gewünschten ausgesendeten Signalkomponenten a_k und b_k liefert, sondern beide demodulierten Signalkomponenten x und y Anteile von beiden ausgesendeten Signalkomponenten a_k und b_k enthalten. Diesen Fehler kann man durch Anwendung der zweiten Phasendetektorcharakteristik g₂( ψ ) umgehen. Denn diese Phasendetektorcharakteristik g₂( ψ ) hat einen steilen Nulldurchgang exakt bei ψ = ε . Ist dann außerdem noch die Bedingung δ = - ε erfüllt, so gilt, wie gewollt, daß die eine demodulierte Signalkomponente x nur mit der ausgesende­ten Signalkomponente a_k und die andere demodulierte Signal­komponente y nur mit der ausgesendeten Signalkomponente b_k verknüpft ist.

Die beiden dargelegten und in den Figuren 4, 6 und 5, 7 gezeigten Phasendetektorcharakteristiken, von denen jede ihren eigenen beschriebenen Vorteil hat für die Trägerrege­neration, gewinnt man auf folgende Weise:

Die den Entscheidungsgebieten aller vier Quadranten der Signalzustandsebene zugeordneten Zahlenwerte f(x, y) müssen die Bedingungen der Gleichung (18) erfüllen. Und zwar müssen diese Bedingungen für beide Phasendetektorcharakteristiken erfüllt werden.

Zusätzlich muß für die erste, eine schnellere Synchronisa­tion gewährende Phasendetektorcharakteristik die Bedingung erfüllt sein, daß für die Zahlenwerte f(x, y) der einzelnen Entscheidungsgebiete gilt

f(x, y) = -f(sign(x) · |y|, sign(y) ·|x|)      (19)

(vgl. Figur 2). Als die Synchronisationsgeschwindigkeit noch unterstützend wirkt sich aus, wenn die absoluten Zahlenwerte für solche Entscheidungsgebiete am größten gewählt werden, welche in der Umgebung von Signalsollzuständen liegen, die zu benachbarten Signalsollzuständen gleicher Amplituden die größten Phasenabstände aufweisen.

Für die zweite, einen günstigeren Nulldurchgang aufweisende Phasendetektorcharakteristik muß zusätzlich neben Gleichung (18) erfüllt sein, daß in der näheren Umgebung von Signalzu­ständen die Zahlenwerte von in Richtung einer der beiden Koordinatenachsen nebeneinander liegenden Entscheidungsge­bieten entgegengesetzte Vorzeichen haben und die Zahlenwerte von in Richtung der anderen Koordinatenachse nebeneinander liegenden Entscheidungsgebieten gleiche Vorzeichen haben (vgl. Figur 3).

Um nun die Vorteile beider Phasendetektorcharakteristiken zu vereinen, wird eine neue dritte, in Figur 9 (gespreizte Darstellung in Figur 10) dargestellte Phasendetektrocharak­teristik gebildet. Diese entsteht dadurch, daß, wie Figur 8 zeigt, für die Entscheidungsgebiete der Signalzustandsebene in der näheren Umgebung (s. umrandete Gebiete in Figur 3, 8) der Signalsollzustände die Zahlenwerte derjenigen Signalzu­standsebene (s. Figur 3) übernommen werden, welche die Pha­sendetektorcharakteristik mit dem günstigeren Nulldurchgang hat. Für alle übrigen Entscheidungsgebiete werden die Zah­lenwerte der anderen Signalzustandsebene (s. Figur 2) über­nommen.

Jedem der Entscheidungsgebiete der Signalzustandsebenen wird ein Speicherplatz eines Speichers zugeordnet, in den der zu dem jeweiligen Entscheidungsgebiet gehörende Zahlenwert eingeschrieben wird. Am zweckmäßigsten wird so vorgegangen, daß zunächst ein erster Speicher mit den Zahlenwerten, die eine schnellere Synchronisation gewährleistende Phasendetek­torcharakteristik ergeben, gefüllt wird und daß in einen zweiten Speicher die Zahlenwerte eingeschrieben werden, die eine Phasendetektorcharakteristik mit günstigem Nulldurch­gang ergeben. Dann werden aus dem zweiten Speicher die Zah­lenwerte aus den Entscheidungsgebieten in den Umgebungen von Sollsignalzuständen in entsprechende Speicherzellen eines dritten Speichers übernommen und die übrigen Speicherzellen dieses dritten Speichers werden mit den Zahlenwerten aus dem ersten Speicher gefüllt.

Die Figur 11 zeigt nun ein Blockschaltbild eines Basisband­detektors (40 in Figur 1) mit einem Speicher 434, der dem besagten dritten Speicher entspricht. Gemäß diesem Block­schaltbild werden die Signalkomponenten u₂₀ und u₂₅ (vgl. Figur 1) mittels zweier Analog-Digital-Umsetzer 430 und 431 quantisiert und codiert, so daß an deren Ausgängen 432 und 433 n-bit-Worte x und y vorliegen. Die Schwellen der Analog-­Digital-Umsetzer 430 und 431 entsprechen den die Entschei­dungsgebiete in der Signalzustandsebene abgrenzenden Ent­scheidungsschwellen. Beide n-bit-Worte x und y stellen zu­ sammen diejenige Adresse im Speicher 434 dar, wo der k-bi-­codierte Zahlenwert zu dem Entscheidungsgebiet vorliegt, in das der Signalzustand mit den Signalkomponenten x und y hineinfällt. Der k-bit-codierte Zahlenwert wird aus dem Speicher 434 herausgegeben und über die Leitung 436 einem Digital-Analog-Umsetzer 435 zugeführt, der daraus den ana­logen Zahlenwert, d.h. die Phasendetektorfunktion u₄₁, bil­det. Wie bereits oben beschrieben, wird durch Mittelung der Phasendetektorfunktion u₄₁ über mehrere Signalzustände das Steuersignal u₅₀ für den spannungsgesteuerten Oszillator 10 erzeugt. Die Mittelung geschieht durch das Regelfilter 50.

Ein Vorteil der in Figur 11 dargestellten Schaltung liegt darin, daß die Phasendetektorcharakteristik, die ja durch den Speicherinhalt festgelegt ist, leicht durch Austauschen des Speichers 434 oder seines Inhaltes abgeändert werden kann.