利用非线性放大器用于量化线性放大的装置
阅读：896发布：2020-05-13
专利汇可以提供利用非线性放大器用于量化线性放大的装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种利用非线性 放大器 进行量化线性放大的装置，基于其复包络的 采样 和量化形式，对可变包络单载波(SC)或多载波(MC)带通 信号 进行线性放大，其中量化器生成Nb个比特，该Nb个比特被映射为Nm≤Nb极性分量，其中量化符号可被分解，极性分量被调制为Nm个恒定或准恒定包络信号，并且其中每一个被非线性放大器放大。，下面是利用非线性放大器用于量化线性放大的装置专利的具体信息内容。
1.一种利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，包括：
-采样器，生成从单载波(SC)或多载波(MC)输入信号的复包络获得的时域样本；
-至少一个量化器，生成与所述输入信号的所述时域样本的量化值对应的量化比特；
-至少一个映射器，生成具有载波频率的频率相同且恒定振幅不同的一组周期信号，在所述一组周期信号中，量化的振幅值能被分解，并且所述至少一个映射器将从所述量化器接收的量化比特转换成控制分量信号的相位的极性序列，其中，在所述分量信号中，量化符号被分解；
-至少一组并联的放大分支，分支数量至少等于所述量化比特的一半，每个分支都具有使用从量化比特获得的极性序列的调制器、移相器和放大器，所述放大器放大量化信号被分解的信号中的每一者；
-对经放大的所述信号进行组合的一个组合器，连接到一个换能器，或一组Nm个换能器直接连接到生成所述量化信号的放大形式的每个放大分支。
2.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述复包络的每个样本s(n)以Nb个量化比特量化，所述Nb个量化比特对应于从 个潜在的量化符号的有限字母表获取的量化值sn，QT，量化值sn，QT被分解为具有不同的恒定振幅的Nm≤Nb极性分量，每个极性分量被调制为BPSK信号，该BPSK信号被专门设计成在降低的包络波动和紧凑频谱(例如，GMSK(高斯最小频移键控)信号)之间具有良好的折衷，并且该BPSK信号由一组Nm个非线性放大器放大。
3.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述复包络的每个样本s(n)被分解成同相分量和正交分量，所述同相分量和所述正交分量分别被两Q
个独立的量化器量化为 和sn，QT ，每个量化器具有与 个和 个潜在的量化符号的两个有限字母表相对应的NbI个量化比特和NbQ个量化比特，
所述NbI个量化比特和NbQ个量化比特被两个映射器分解成具有不同的恒定振幅的NmI≤NbI极性分量和NmQ≤NbQ极性分量并分别被NmI个放大器和NmQ个放大器放大。
4.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述量化比特的映射能由映射器完成，所述映射器直接将所述量化比特转换成具有不同的恒定振幅的一组BPSK信号或其他恒定包络信号，并使用所述量化比特来控制所述恒定包络信号分量的相位。
5.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述量化比特的映射能由映射器完成，所述映射器直接将双比特转换成被单独放大的具有不同且恒定的振幅的一组QPSK(正交相移键控)或偏移QPSK分量或其他恒定包络分量。
6.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述复包络的每个样本s(n)以Nb个量化比特量化，所述Nb个量化比特对应于从 个潜在的量化符号的有限字母表获取的量化值sn，QT，其中一组Nb/2双比特的每个双比特由具有恒定振幅的OQSPK信号或MSK信号或被专门设计为在降低的包络波动与紧凑频谱(例如，GMSK信号)之间具有良好折衷的其他信号调制，并由一组Nm/2个非线性放大器放大。
1.一种利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，包括：
-采样器，生成从单载波(SC)或多载波(MC)输入信号获得的时域样本s(t＝nTs)＝s(n)，其中Ts表示采样时间间隔，nTs表示采样时刻，所述单载波(SC)或多载波(MC)输入信号能够是根据复包络由 描述的基带信号或带通信号，其中，
表示所述复包络，fc表示载波频率，由 给出信号包络，以及
其中，sI(t)和sQ(t)分别表示同相分量和正交分量；
-至少一个量化器，生成与所述输入信号的每个所述时域样本s(n)的量化值对应的Nb个量化比特；
-至少一个映射器，生成具有所述载波频率fc的频率相同具有不同的Nm个恒定振幅的一组Nm≤Nb周期信号，在所述一组Nm≤Nb周期信号中，量化的振幅值能被分解，并且所述至少一个映射器将从所述量化器接收的量化比特转换成用于控制分量信号的相位的极性序列，其中，在所述分量信号中，量化符号被分解；
-至少一组并联的放大分支，分支数量至少等于所述量化比特的一半，每个分支都具有使用从量化比特获得的极性序列的调制器、移相器和放大器，所述放大器放大量化信号被分解的信号中的每一者；
-对经放大的所述信号进行组合的一个组合器，连接到一个换能器，或一组Nm个换能器直接连接到生成所述量化信号的放大形式的每个放大分支。
2.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述复包络的每个样本s(n)以Nb个量化比特量化，所述Nb个量化比特对应于从 个潜在的量化符号的有限字母表获取的量化值sn，QT，量化值sn，QT被分解为具有不同的恒定振幅的Nm≤Nb极性分量，每个极性分量被调制为BPSK(双相移键控)信号，该BPSK信号被专门设计成在降低的包络波动和紧凑频谱(例如，GMSK(高斯最小频移键控)信号)之间具有良好的折衷，并且该BPSK信号由一组Nm个非线性放大器放大。
3.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述复包络的每个样本s(n)被分解成同相分量和正交分量，所述同相分量和所述正交分量分别被两个独立的量化器量化为 和 每个量化器具有与 个和 个潜在的量化符号
的两个有限字母表相对应的NbI个量化比特和NbQ个量化比特，所述NbI个量化比特和NbQ个量化比特被两个映射器分解成具有不同的恒定振幅的NmI≤NbI极性分量和NmQ≤NbQ极性分量并分别被NmI个放大器和 个放大器放大。
4.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述量化比特的映射能由映射器完成，所述映射器直接将所述量化比特转换成具有不同的恒定振幅的一组BPSK信号或其他恒定包络信号，并使用所述量化比特来控制所述恒定包络信号分量的相位。
5.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述量化比特的映射能由映射器完成，所述映射器直接将一对比特或双比特转换成被单独放大的具有不同且恒定的振幅的一组QPSK(正交相移键控)或偏移QPSK分量或其他恒定包络分量，其中，在所述双比特中，一个比特来自同相分量的量化器以及另一个比特来自正交分量的量化器。
6.根据权利要求1所述的利用非线性放大器进行量化线性放大的装置，其中，所述复包络的每个样本s(n)以Nb个量化比特量化，所述Nb个量化比特对应于从 个潜在的量化符号的有限字母表获取的量化值sn，QT，其中每对比特或一组Nb/2双比特的双比特由具有恒定振幅的OQSPK信号或MSK信号或被专门设计为在降低的包络波动与紧凑频谱(例如，GMSK信号)之间具有良好折衷的其他信号调制，并由一组Nm/2个非线性放大器放大，其中，在所述双比特中，一个比特来自同相分量的量化器以及另一个比特来自正交分量的量化器。
利用非线性放大器用于量化线性放大的装置
技术领域
[0001] 本发明涉及用于电信系统的功率放大装置。更具体地，本发明涉及一种适用于具有包络波动的单载波(SC)调制和/或多载波(MC)调制的放大装置，其避免了非线性效应，而不管量化器输入处的信号的包络波动如何。功率放大装置对采样进行量化并利用将量化信号分解成Nm≤Nb恒定包络分量和具有并联的Nm≤Nb放大器的架构，放大恒定包络分量，同时避免生成的信号中的非线性失真效应。
背景技术
[0002] 现代的有线和无线通信系统需要严格满足关于频谱和功率效率的要求。这对于其中可通过基于大星座的MC或SC调制来实现频谱效率的高比特率和非常高比特率的通信系统是尤其重要的。这对于需要高频谱效率(即，大星座)的系统尤为重要，这些系统不仅具有更高的功率要求，而且还与具有更高的包络波动和更高的峰均功率比(PAPR)的信号相关联，这导致较低的放大效率[l]。因此，有效的功率放大对于当前和下一代高比特率通信系统(诸如5G[2，3])至关重要。
[0003] 与宽带通信相关的另一个问题在于信道的频率选择性。正交频分复用(OFDM)因其基于快速傅立叶变换算法(FFT)和在频域中执行的简单均衡[4]的低复杂度实现而变得流行。然而，OFDM也具有诸如高PAPR[5]的缺点，该缺点阻碍了它在功率受限应用中的使用。随着子载波数量的增加，在时域中具有高振幅峰值的信号的可能性也增加。如果这样生成的信号通过非线性高功率放大器(HPA)传输，如在Wi-Fi设备、调制解调器和移动电话中使用的非线性高功率放大器，则高振幅峰值将导致失真和子载波之间的正交损失。结果是载波间干扰(ICI)[6]和高带外(OOB)辐射。ICI可导致误码率(SER)性能下降和相邻信道干扰增加[7]。提高输入功率回退(IBO)降低非线性失真，但代价是降低了功率效率，这显然不能应用于能量受限设备[8]。
[0004] 近年来已经提出多种PAPR降低算法。这些方案可以分为两大组：i)具有信号失真，以及；ii)具有信号加扰。第一组算法通过在放大之前在OFDM信号中引入已知且可控的失真来降低PAPR。最常见的信号失真算法是削波和滤波[9-12]和压扩[13-16]。信号失真算法可以显著降低OFDM符号的PAPR，但它们也会引入可能降低整体系统性能的带内和OOB干扰。另一方面，信号加扰算法在没有以更高的发射器和接收器复杂度为代价来使OFDM信号失真的情况下降低PAPR。选择性映射(SLM)[17-19]，部分传输序列(PTS)[20-22]和Walsh-Hadamard变换(WHT)[5，23-25]是该类别中最熟知的算法。
[0005] 与OFDM类似的其他多载波系统具有信号的高PAPR作为基本缺点，其会降低功率放大效率。例如，滤波器组多载波偏移正交振幅调制(FBMC-OQAM)中的高PAPR可显著降低功率效率和性能。然而，与OFDM信号相比，FBMC-OQAM信号具有完全不同的信号结构。因此，应该应用其他PAPR降低技术，诸如滑动窗口载波预留主动星座扩展(SW-TRACE)技术[26]。
[0006] PAPR降低技术仍然不能实现恒定包络信号，并且PAPR降低还可能在生成的信号中引入失真，削波就是这种情况。
[0007] 由于较低的PAPR，单载波频域均衡(SC-FDE)适用于严重时间分散信道和严重的功率限制的宽带通信[27，28]。尽管使用SC-FDE的PAPR问题不如MC方案严重，但是仍然需要准线性功率放大器，已知D级或E级放大器可以具有非常高的放大效率以及低成本实现。然而，由于这些放大器是强非线性的，因此它们应当仅应用于具有恒定或准恒定包络的信号。
[0008] 在文献[29-30]中公开了非线性元件的线性放大(LINC)。该技术将两个恒定包络分支中的输入信号分开，以由两个高效的严重非线性(NL)放大器(例如D级和E级放大器)分别放大。
[0009] LINC发射器方案受其输入信号的包络特性的限制。由于频带受限信号的振幅信息嵌入在LINC分量的相位中，因此高度波动的包络生成具有高相位含量的恒定包络LINC分量，这是导致LINC分量的频谱扩展的原因。与LINC相反，在Nm≤Nb的分量中没有频谱扩展，因为它们的带宽仅取决于每个调制器中采用的脉冲形状。频带受限信号的振幅信息都不嵌入在Nm≤Nb分量的相位中，因为它们被定义为量化星座的量化符号的函数，其对于每个信号根据MC信号或SC信号的时域样本的动态范围和预期的量化误差εQT定义。
[0010] 文献[31]公开了一种LINC发射器，其采用基于查找表(LUT)的环型振幅调制(RMM)方法来限制馈送到两个指定边界之间的LINC结构的偏移正交相移键控(OQPSK)信号的包络。它表明通过减小包络的动态范围，宽的LINC分量的频谱显著变窄，从而允许使用无源组合器有效地组合LINC分量，这保证了频带受限的重建的信号。与[31]中公开的方法不同，本申请公开的放大装置不需要减小模拟信号的时域样本的动态范围，因为量化的放大信号的频谱不取决于时域样本的动态范围。只有量化星座的大小可能取决于量化器输入的动态范围，因为量化字母表的大小可根据动态范围和预期的εQT来调整。
[0011] 在[32]中，公开了一种方法，该方法允许将与大星座相关联的可变包络信号表示为由大规模多输入多输出(MIMO)方案内的单独的天线放大和发送的多个极性分量的总和。本申请中提出的功率放大装置遵循一不同的方法，因为它被应用于信号包络的时域样本的量化值。因此，在量化处理中，量化的星座应根据时域信号样本的动态范围和最大预期量化误差εQT来定义。由于在MC调制中，包络的动态范围取决于子载波的数量和针对每个子载波采用的调制，并且在SC中取决于采用的调制，量化字母表符号σ{s0，s1，…，sM-1}可能会随着子载波的数量和所采用的调制而变化，并且字母表的大小 仅取决于量化比特的数量。因此，量化星座和应用于其时域样本被量化的信号的调制之间没有直接关系。因此，本文公开的放大处理通过将时域样本的值转换为量化星座并且将量化的符号输出分解为可由非线性放大器放大的恒定包络信号的总和，来实现具有变量包络的信号的线性放大。此外，由于量化器输入是信号的包络的时域样本，因此该分解可应用于任何信号并且不具有特定星座作为目标。
[0012] 在[33]中，公开了一种基于使用非线性放大器具有线性放大的M-QAM调制来传输数据的方法。本申请中提出的功率放大装置不限于特定调制或星座，并且可以应用于MC和SC信号两者，因为它使用将被分解成被分别放大的Nm≤Nb极性分量的这些信号的样本的个量化值。在本申请公开的放大方法中还根据信号的样本的动态范围、量化误差εQT和量化比特的数量Nb定义了极性分量的数量。
[0013] 在[34]中公开了基于两个非线性OQPSK信号的用于非线性编码的16-OQAM方案的方法，这两个非线性OQPSK信号专门设计为由于其对非线性失真的鲁棒性而允许更高的放大效率。本申请中公开的功率放大装置通过将信号的包络的时域样本的值转换为来自量化星座的符号，然后将量化的符号分解为可由非线性放大器放大的恒定包络信号的总和，来实现具有变量包络的SC或MC信号的线性放大。因此，由于它可以用于SC信号的任何样本集合或来自MC信号的任何IFFT样本集合，因此本公开的功率放大装置不具有与影响[34]中完成的分解的脉冲形状和持续时间相关联的任何格式约束，也不具有非线性失真。分量的数量也不受限为2，因为它仅由在信号的样本量化期间使用的量化比特的数量Nb来定义。
[0014] 在[35]中公开了实用频域均衡(FDE)接收器，其具有低复杂度而且允许优良的性能，即使对于大QAM星座和高度不均匀的偏移星座也是如此。本文公开的功率放大装置将极性分量上的通用分解应用于来自任何SC或MC信号的样本的量化值，并且不限于[37]和[34]中描述的串行OQPSK格式。
[0015] 文献[38]公开了一种基于一个放大器的功率放大装置，其对分配给多个子载波的数据执行快速傅里叶逆变换，将从快速傅里叶逆变换并行输出的时域数据转换为时域模拟信号，并且执行时域模拟信号的功率放大，其中功率放大的饱和输出等级根据切换信号可调节。本申请中公开的放大装置截然不同，因为它执行分量的线性放大，其中SC信号或MC信号的复包络的样本s(t＝nTs)＝s(n)的量化值被分解。例如，对于MC信号，样本由给出，其中N是IFFT的大小，以及S(k)表示频域样本，Ts表示样本时间间隔，nTs是采样时刻以及fc是载波频率，它们由具有Nb个比特和 个量化水平的量化器转换成量化符号的有限集。输入信号的样本的振幅由具有 个量化水平的量化器量化为属于符号的有限集的量化符号sn，QT。量化比特被转换为极性形式 该极性形式被映
射在量化符号可被表示的Nm≤Nb极性分量中。量化符号的有限集σ{s0，s1，…，sM-1}(其中,M是星座符号的数量)，遵循以下规则
射在量化符号可被表示的Nm≤Nb极性分量中。量化符号的有限集σ{s0，s1，…，sM-1}(其中,M是星座符号的数量)，遵循以下规则
[0016]
[0017] 其中， 表示n的二进制表示，具有Nb＝log2(M)比特。量化水平被映射到Nm个极性分量中，该Nm个极性分量是将量化符号sn，QT分解为极性分量的结果，由下式给出
[0018]
[0019] 其中， 表示i的二进制表示，表示比特 的极性表示， 表示sn，QT的第i个极性分量，并且
Nm是所提及的分解方程的非零gi系数的数量。接下来，将Nm个极性分量的每一个调制为二进制相移键控(BPSK)信号，选择脉冲形状以确保光谱和功率效率之间的最佳折衷。然后，相应的信号分别被Nm个非线性放大器放大。然后Nm个放大器的输出在被发送到信道之前可由组合器求和，或者可通过一组Nm个换能器直接发送到信道，每个换能器直接连接到每个放大分支。
Nm是所提及的分解方程的非零gi系数的数量。接下来，将Nm个极性分量的每一个调制为二进制相移键控(BPSK)信号，选择脉冲形状以确保光谱和功率效率之间的最佳折衷。然后，相应的信号分别被Nm个非线性放大器放大。然后Nm个放大器的输出在被发送到信道之前可由组合器求和，或者可通过一组Nm个换能器直接发送到信道，每个换能器直接连接到每个放大分支。
[0020] 在[39]中公开了一种功率放大装置，其对分配给多个子载波的数据执行IFFT，将从IFFT并行输出的时域数据转换为时域模拟信号，该时域模拟信号由具有饱和水平被切换信号控制的放大器放大。对于每一块(block)，将振幅与先前阈值进行比较，并且基于输出比较结果调整饱和输出。与本申请中公开的放大装置相反，不使用量化对包络的同相和正交值进行量化并且每个分量由具有饱和水平由切换信号控制的放大器直接放大。仍然通过动态控制信号的实部和虚部的放大中使用的放大器的饱和水平，使功率放大引起的非线性失真最小化。没有对输入信号的实部和虚部量化并且量化值没有分解为用非线性放大器放大的恒定包络信号的总和。
[0021] 在[40]中公开了一种超线性前馈放大器，其中通过误差消除电路回路补偿非线性效应，该超线性前馈放大器从放大的信号中减去误差以生成线性化输出。均衡也适用于放大信号，以校正功率放大器引入的增益和相位失真。它采用由从待放大的信号和误差消除回路接收的反馈信号自适应控制的数字校正块(digital correction block)。在本申请公开的放大装置中，没有采用反馈环路和均衡，因为通过将信号分解成由非线性放大器放大的恒定包络分量，而避免了由于放大引起的失真效应。还通过量化器获得输入信号的包络的一组有限值。与[40]的装置相反，本申请公开的放大装置中失真效应仅归因于量化误差，该量化误差与用于表示输入信号的同相和正交分量的量化值相关联
[0024] [1]D.Falconer,S.Ariyavisitakul,A.Benyamln-Seeyar,and B.Eidson,“Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems”,IEEE Comm.Mag.,vol.4,no.4,pp.58-66,April 2002.
[0025] [2]T.S.Rappaport,et al.“, Millimeter wave mobile communications for5g cellular:it will work！”,Access,IEEE,vol.1,no.,pp.335-349,2013.
[0026] [3]S.Rangan,T.S.Rappaport,and E.Erkip,“Millimeter-wave cellular wireless networks:potentials and challenges”,Proceedings of the IEEE,vol.102,no.3,pp.366-385,March 2014.
[0027] [4]R,v.Nee and R.Prasad,OFDM for Wireless Multimedia Communications,1st ed.Norwood,MA,USA:Artech House,Inc.,2000.
[0028] [5]M.Ahmed,S.Boussakta,B.Sharif,and C.Tsimenidis“, OFDM based on low complexity transform to increase muitlpath resilience and reduce PAPR”,IEEE Transactions on Signal Processing,vol.59,no.12,pp.5994-6007,Dec 2011.[0029] [6]A.Mallet,A.Anakabe,J.Sombrin,and R.Rodriguez“, Multiport-amplifier-based architecture versus classical architecture for space telecommunication payloads”,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,vol.54,no.12,pp.4353-4361,Dec.2006.
[0030] [7]A.Bahai,M.Singh,A.Goldsmith,and B.Saltzberg“, A new approach for evaluating clipping distortion in multicarrier systems”,IEEE Journal on Selected Areas in Communications,vol.20,no.5,pp.1037-1046,Jun.2002.[0031] [8]L.Zhang,L-L.Kuang,Z.-Y.Ni,and J.-H.Lu,“Performance evaluation for OFDM and SC-FDE systems with high power amplifier”,in IET International Communication Conference on Wireless Mobile and Computing(CCWMC 2009),Dec.2009,pp.348-352,
[0032] [9]X.Zhu,H.Hu,and Y.Tang“,Descendent clipping and filtering for cubic metric reduction in OFDM systems”,Electronics Letters,vol.49,no.9,pp.599-600,April 2013.
[0033] [10]X.Zhu,W.Pan,H.Li,and Y.Tang,“Simplified approach to optimized iterative clipping and filtering for PAPR reduction of OFDM signals”,IEEE Transactions on Communications,vol.61,no.5,pp.1891-1901,May 2013.[0034] [11]M.Paredes and M.Fernandez-Getino Garcia“, Energy efficient peak power reduction in OFDM with amplitude predistortion aided by orthogonal pilots”,IEEE Transactions on Consumer Electronics,vol.59,no.1,pp.45-53,Feb.2013.
[0035] [12]M.Gay,A.Lampe,and M.Breiling,“An adaptive PAPR reduction scheme for OFDM using SLM with clipping at the transmitter,and sparse reconstruction at the receiver”,in IEEE China Summit International Conference on Signal and Information Processing(ChinaSIP),2014,July 2014,pp.678-682.
[0036] [13]M.Hu,Y.Li,W.Wang,and H.Zhang,“A piecewise linear companding transform for PAPR reduction of OFDM signals with companding distortion mitigation”,IEEE Transactions on Broadcasting,vol.60,no.3,pp.532-539,Sept 2014.
[0037] [14]Y.Wang,J.Ge,L.Wang,J.Li,and B.Ai“,Nonlinear companding transform for reduction of peak-to-average power ratio in OFDM systems”,IEEE Transactions on Broadcasting,vol.59,no.2,pp.369-375,June 2013.
[0038] [15]J.Xiao,J.Yu,X.Li,Q.Tang,H,Chen,F.Li,Z.Cao,and L.Chen,“Hadamard transform combined with companding transform technique for PAPR reduction in an optlcai direct-detection OFDM system”,IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking,vol.4,no.10,pp.709-714,Oct.2012.
[0039] [16]P.Varahram and B.Ali,“A crest factor reduction scheme based on recursive optimum frequency domain matrix”,IEEE Transactions on Consumer Electronics,vol.60,no.2,pp.179-183,May 2014.
[0040] [17]S.Adegbite,S.McMeekin,and B.Stewart“,Low complexity data decoding using binary phase detection in SLM-OFDM systems”,Electronics Letters,vol.50,no.7,pp.560-562,March 2014.
[0041] [18]N,Singh,A.Bhadu,and A.Kumar“, Combined SLM and tone reservation for PAPR reduction in OFDM systems”,in Confluence 2013:The Next Generation Information Technology Summit(4th International Conference),Noida,Uttar Pradesh,India Sept.2013,pp.274-277.
[0042] [19]S.Meymanatabadi,J.Niya,and B.Tazehkand,“Multiple recursive generator-based method for peak-to-average power ratio reduction in selected mapping without side information”,China Communications,vol.10,no.8,pp.68-76,Aug.2013.
[0043] [20]V.Sudha and D.Sriram Kumar“, PAPR reduction of OFDM system using pts method with different modulation techniques”,in International Conference on Electronics and Communication Systems(ICECS),2014,Feb.2014,pp.1-5.[0044] [21]E.Kalaiselvan,P.Elavarasan,and G.Nagarajan,“PAPR reduction of OFDM signals using pseudo random PTS without side information”,in International Conference on Communications and Signal Processing(ICCSP),Meimaruvathur,Tamilnadu,India,April 2013,pp.29-33.
[0045] [22]H.-L Hung and Y.-F.Huang,“Peak-to-average power ratio reduction in orthogonal frequency division multiplexing system using differential evolution-based partial transmit sequences scheme”,IET Communications,vol.6,no.11,pp.1483-1488,July 2012.
[0046] [23]Z Dlugaszewski and K.Wesolowski,“WHT/OFDM-an improved ofdm transmission method for selective fading channels”,in Symposium on Communications and Vehicular Technology,2000.SCVT-2000,October 19,2000,IMEC,Leuven(BE),pp.144-149.
[0047] [24]S.Wang,S.Zhu,and G.Zhang,“A walsh-hadamard coded spectral efficient full frequency diversity OFDM system”,IEEE Transactions on Communications,vol.58,no.1,pp.28-34,Jan.2010.
[0048] [25]M.Al-Attraqchi,S.Boussakta,and S.Le-Goff“, An enhanced OFDM/OQAM system exploiting walsh-hadamard transform”,in Vehicular Technology Conference(VTC Spring),2011 IEEE 73rd,May 2011,pp.1-5.
[0049] [26]S.Lu,Q Daiming,and H,Yejun,“Sliding window tone reservation technique for the peak-to average power ratio reduction of FBMC-OQAM signals”,IEEE Wireless Communications Letters,Vol.1,no.4,pp.268-271,2012.[0050] [27]D.Cox,“Linear amplification with nonlinear components”,IEEE Transactions on Communications,vol.22,no.12,pp.1942-1945,Dec.1974.[0051] [28]R.Dinis,P.Montezuma,N.Souto,and J.Silva,“Iterative Frequency-Domain Equalization for General Constellations”,33rd IEEE Sarnoff Symposium 2010,Princeton,USA,Apr.2010.
[0052] [29]A.Birafane,M.El-Asmar et al.,“Analyzing LINC Systems”,Microwave Magazine,IEEE,vol.11,no.5,pp.59-71,Aug.2010.
[0053] [30]R.Dinis and A.Gusmao,“Nonlinear signal processing schemes for OFDM modulations within conventional or LINC transmitter structures”,European Transactions on Telecommunications,vol.19,no.3,pp.257-271,April 2008.[0054] [31]A.S.Simoes,P.Bento,M.Gomes,R.Dinis and V.Silva,“Efficient LINC amplification for 5G through ring-type magnitude modulation”,Proc IEEE Globecom 2015 Workshop on Mobile Communications in Higher Frequency Bands(MCHFB),San Diego,United States,Dec.2015.
[0055] [32]P.Montezuma,R.Dinis and D.Marques,“Robust Frequency-Domain Receivers for A Transmission Technique with Directivity at the Constellation Level”,IEEE VTC’2014(Fall),Vancouver,Canada,Sept.2014.
[0056] [33]V.Astucia,“Linear amplification with multiple nonlinear devices”,Faculty of Science and Technology,New University of Lisbon.
[0057] [34]P.Montezuma,et al.“, Power efficient coded 16-OQAM schemes over thnonlinear transmitters”,34 IEEE Sarnoff Symposium,May 3,2011.
[0058] [35]M,Luzio,et al.“, Efficient Receivers for SC-FDE Modulations with offset”,IEEE Military Communications Conference 2012,MILCOM 2012.[0059] [36]A.Gusmao,V.Concalves and N.Esteves“, A novel approach to modeling of QQPSK-type digital transmission over nonlinear radio channels”,IEEE Journal on Selected Areas in Communications,vol.15,no.4,pp.647-655,1997.[0060] [37]R.Dinis,P.Montezuma,N.Souto,and J.Silva,“Iterative Frequency-Domain Equalization for General Constellations”,33rd IEEE Sarnoff Symposium 2010,Princeton,USA,Apr.2010.
[0061] [38]S.Kusunoki,“Power amplification apparatus,OFDM modulation apparatus,and distortion reduction method for power amplification apparatus”,US patent,US 2001/0310990 Al.
[0062] [39]S.Kusunoki,“Power amplification apparatus,OFOM modulation apparatus,wireless transmission apparatus,and distortion reduction method for power amplification apparatus”,Us patent US 2011/0310990Al.
[0063] [40]Y.Shalom,O.Arison and K.Kaufman,“Super-linear multi-carrier power amplifier”,Us patent,6166601,Dec.26 2000.
发明内容
[0064] 本文提出的利用非线性放大器进行线性功率放大的装置实现具有非恒定包络的带通信号(例如，经滤波的SC信号，基于大的非恒定包络的SC信号、星座或通用MC信号)的线性放大。该放大装置基于信号的复包络的样本的量化。
[0065] 放大装置接收具有复包络的输入信号s(t)，其在100中被采样以获得时域样本s(nTs)＝s(n)，并且其中Ts是采样时间间隔，以及nTs是采样时刻。通常，信号s(t)的时域样本s(n)可以在信号的动态范围内具有无限数量的振幅水平。在101中，通过执行时域样本的振幅量化，将每个样本s(n)的振幅转换为从可以是均匀的或非均匀的量化器的 个可能的量化符号的有限字母表获取的离散振幅值sn，QT。该值表示为具有恒定的Nm个不同的振幅的Nm个极性分量的和，并且每个分量由一不同的非线性放大器单独地放大。这可以针对复包络的实部和虚部单独完成。
[0066] 本申请描述了一种放大装置，包括以下步骤：
[0067] -对输入信号进行采样以生成相应的时域样本；
[0068] -每个样本s(n)由具有Nb个量化比特的量化器101量化，Nb个量化比特对应于取自个可能的量化符号的有限字母表的量化值sn，QT；
[0069] -在极性转换器102中，量化比特 按照转换成极性形式 量化符号的有限集
σ{s0，s1，…，sM-1}(其中 是星座符号的数量)，遵循以下规则：
σ{s0，s1，…，sM-1}(其中 是星座符号的数量)，遵循以下规则：
[0070]
[0071] 其中， 表示n的二进制表示，具有Nb＝log2(M)个比特；
[0072] -在103中，量化比特的极性形式 被映射在具有不同恒定振幅的Nm≤Nb极性分量中，其是将量化值sn，QT分解为极性分量的结果，由下式给出：
[0073]
[0074] 其中， 表示i的二进制表示，表示比特 的极性表示， 表示sn的第i个极性分量，以及Nm
是引用的分解方程的非零gi系数的数量；
是引用的分解方程的非零gi系数的数量；
[0075] -Nm极性分量的每一个在104中被调制为BPSK信号，这些Nm个BPSK中的每一个被专门设计成在降低的包络波动和紧凑频谱(例如，GMSK(高斯最小频移键控)信号)之间具有良好的折衷。注意，对于第i个分支，相应的BPSK信号的峰值振幅由相应的|gi|给出；
[0076] -在每个分支中，所生成的信号在被108发送之前被传送给移相器105，并且由一组Nm个非线性放大器107放大。然后Nm个放大器的输出可以在被发送到信道之前由组合器求和或者可以通过一组Nm个天线、一组水听器或一组激光二极管直接发送到信道，每一个根据所考虑的发送信道连接到每个放大分支。108可以实现为组合器，后续是可以为天线或激光二极管或水听器的换能器，或者实现为可以是Nm个天线、Nm个水听器或Nm个激光二极管的一组Nm个换能器，其中每个换能器直接连接到每个放大分支。
附图说明
[0078] 本文公开的实施例的包括上面概述的本发明的特征和优点的各个方面，在下面结合附图的详细描述中更全面地描述，其中，相同的参考标记始终表示相同的元件，其中：
[0079] 图1示出了线性功率放大装置的结构图，其中输入信号在100中采样，并且由信号的时域样本的量化得到的101的量化比特随后被极性分解转换器102转换成Nm个对极格式。在103中，这些对极被映射到Nm个极性序列，这些序列是BPSK调制器104的输入，调制器104的输出是作为移相器105的输入的连续时间BPSK信号，并且由Nm个非线性放大器106放大。Nm个放大器的输出是108的输入。108可以实现为组合器，在其后是换能器，换能器可以是天线或激光二极管或水听器，或实现为可以是一组Nm个天线、Nm个水听器或Nm个激光二极管的一组Nm个换能器，其中每个换能器直接连接到每个放大分支。根据108的结构，Nm个放大器的输出可以在发送到信道之前由组合器求和，或者根据所考虑的发送信道，可以通过一组Nm个换能器或其他类型的换能器直接发送到信道。
具体实施方式
[0080] 本申请描述了一种使用量化器，连同将量化符号分解成由非线性放大器单独放大的Nm个极性分量的线性放大装置。参考附图，现在将描述使用相同技术的不同实施例的技术，不同实施例不旨在限制本申请的保护范围。实施例由如下所述的顺序步骤的方法构成。
[0081] 利用非线性放大器进行线性功率放大的装置使用可从MC或SC信号获得的复包络的时域样本作为量化器的输入。可变包络信号的样本的值被量化为Nb个量化比特，该量化比特被转换成极性分量，其中量化符号被分解为若干极性分量的总和[37]。每一个在由单独的放大器放大之前被调制为具有降低的包络波动的串行OQPSK信号[38]，或调制为恒定包络信号。
[0082] 本申请中考虑的利用非线性放大器进行线性功率放大的装置的基本结构如图1所示。在100中，对功率放大装置的输入信号进行采样以生成时域样本s(nTs)＝s(n)。
[0083] 在101中，通过执行时域样本的振幅量化，将每个样本s(n)的振幅转换为从 个可能的量化符号或等级的有限字母表获取的量化符号sn，QT。本申请中公开的功率放大装置采用由100表示的采样器和由101表示的可以是均匀或非均匀的量化器，具有Nb个量化比特和 个量化水平。Nb个量化比特被用于每个量化符号可被分解的Nm≤Nb极性分量的定义中。在102的极性转换器中，量化比特 通过转换为极性形式 量化符号的有限
集σ＝{s0，s1，…，sM-1}，其中 是星座符号的数量，遵循以下规则：
集σ＝{s0，s1，…，sM-1}，其中 是星座符号的数量，遵循以下规则：
[0084]
[0085] 其中， 表示n的二进制表示，具有Nb＝log2(M)个比特。
[0086] 接下来，在103中，量化比特的极性形式 映射在具有不同恒定振幅的Nm≤Nb极性分量中(即，对于第i个分量，具有恒定的振幅|gi|)，其是将量化值sn，QT分解为极性分量的结果，由下式给出：
[0087]
[0088] 其中， 表示i的二进制表示，表示比特 的极性表示， 表示sn的第i个极性分量，以及Nm
是引用的分解方程的非零gi系数的数量。
是引用的分解方程的非零gi系数的数量。
[0089] Nm个极性分量的每一个在104中被调制为BPSK信号，这些Nm个BPSK中的每一个被专门设计成在降低的包络波动和紧凑频谱(例如，GMSK信号)之间具有良好的折衷。注意，可以选择104中采用的脉冲形状以实现高频谱效率和恒定包络。对于第i个分支，相应的BPSK信号的峰值振幅由相应的|gi|给出。
[0090] 接下来，在每个分支中，所生成的信号被传送给移相器105，在移相器105处，BPSK调制器104的输出处获得的信号在被非线性放大器106放大之前进行相位旋转。因此，在每个分支中，BPSK调制器的输出处的信号乘以移相器105中的复系数，然后由非线性放大器106放大，非线性放大器106可在饱和模式或接近饱和模式下工作。放大级107由并联的Nm个放大器106组成，Nm个放大器106的输出是108的输入。108可以实现为随后是连接到天线或激光二极管或水听器的换能器的组合器，或者实现为可以是Nm个天线、Nm个水听器或Nm个激光二极管的一组Nm个换能器，其中每个换能器直接连接到每个放大分支。根据108的结构，Nm个放大器的输出可在被发送到信道之前由组合器求和，或者根据所考虑的发送信道，可以通过可以为Nm个天线或Nm个水听器或Nm个激光二极管的一组Nm个换能器或其他类型的换能器直接发送到信道。
[0091] 在另一个实施例中，输入信号的复包络样本的同相和正交分量由两个独立的量化器分离和量化，每个量化器具有分别与针对同相量化值 和正交量化值 的 个和 个可能的量化符号的两个有限字母表相对应的 和 个量化比特。同相量化值和正交量化值 被分别分解为 和 的极性分量之和，并且在组合器中与 输入组合在一起之前，由 和 个放大器放大。
[0092] 在另一个实施例中，Nm个量化比特可以被转换成由OQSPK或MSK(最小频移键控)信号或其他恒定包络信号调制的两个极性分量的Nm/2个集合，随后由非线性放大器106放大，非线性放大器106可以在饱和模式或接近饱和模式下操作。在这种情况下，放大级107由并联的Nm/2个放大器106组成，Nm/2个放大器106的输出是108的输入。
[0093] 虽然上面已经描述了本公开的优选实施例，但是本公开不限于上述特定配置。在不脱离本公开的范围的情况下可以进行各种变化和修改。本领域技术人员应当理解，可根据设计要求和其他因素进行各种修改、组合、子组合和变更，只要它们在所附权利要求或其等同物的范围内。
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