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自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法

阅读：63发布：2020-05-13

专利汇可以提供自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法，主要解决干扰对齐过程中预编码结果峰值平均功率比太大，发射机数模转换难以满足精度要求，影响干扰对齐效果的问题。其实现步骤为：首先，由发射机对调制所得调制符号波形数据进行预编码；然后自适应地调整预编码结果幅度，使预编码结果的峰值平均功率比降低，从而减小数模转换误差；其次，进行数模转换和射频发送；最后由接收机将模数转换所得调制符号波形数据进行解码，并解调出发送的数据。本发明通过自适应调整预编码结果幅度，降低了预编码结果的峰值平均功率比，减小了数模转换模块的误差，改善了干扰对齐的性能，可用于在严重同频干扰环境下，多对发射机与多对接收机的同频通信。，下面是自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法，包括如下步骤：
(1)发射机对要发送的比特数据进行相位调制，得到调制符号波形数据S集:
S＝{s1,s2,…，sk,…，sZ}，
其中，k＝{1,2,3,…,Z}，Z表示在一个调制符号波形数据集S中元素的个数，S中的每个元素sk都是复数；
(2)将调制符号波形数据集S与干扰对齐预编码矩阵V相乘，得到预编码结果Y；
其中，干扰对齐预编码矩阵V预编码矩阵V＝[v1,…,vj,…,vJ]T，j＝{1,2,…,J}，J表示发射机天线数目，Y中的每个元素都是复数；
(3)根据预编码结果Y中元素的大小，对预编码结果Y进行幅度调整，降低Y的峰值平均功率比；
(3a)求出预编码结果Y中的所有元素实部绝对值的最大值，记为maxR，求出预编码结果Y中的所有元素虚部绝对值的最大值，记为maxI，比较maxR与maxI，从这两个最大值中得出一个较大数为：G＝max(maxR,maxI),max为求最大值函数；
(3b)根据上述G，求出幅度调整系数：a＝TOP/G，其中TOP表示数模转换模块能接受的最大值，这个参数由选择的数模转换模块的硬件特征给出；
(3c)将预编码结果Y的每个元素乘以幅度调整系数a,得到调整后的幅度编码结果Y′：
(4)发射机将调整后的幅度编码结果Y’进行数模转换，并通过射频发送；
(5)接收机将接收到的模拟信号进行模数转换，并将模数转换所得结果乘以干扰对齐解码矩阵U，得到与发射机中调制符号波形数据集S相对应调制符号波形数据集W；
(6)对上述调制符号波形数据集W进行解调，并且按照相位调制星座图进行符号判决，得到发送的比特数据。
2.根据权利要求1所述的自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法，其特征在于，所述步骤(1)中的相位调制，包括如下步骤：
(2a)发射机按照M阶相位调制星座图，将log2(M)个比特映射为一个M阶相位调制映射符号，每个M阶相位调制映射符号由一个坐标(x,y)表示，M取值为：2、4、8、16；
(2b)将M阶相位调制映射符号与相位相差90度的两个载波相乘，得到一个调制符号波形数据集S:
S＝{x*c11+y*c21*i,x*c12+y*c22*i,…,x*c1k+y*c2k*i,…,x*c1Z+y*c2Z*i}，其中，c1k表示第一载波的采样数据，c2k表示第二载波的采样数据，k＝{1,2,3,…,Z}，Z表示在一个M阶相位调制符号周期内载波的采样点数目，*表示乘号，表示虚数。
3.根据权利要求1所述的自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法，其特征在于，所述步骤(5)中的干扰对齐解码矩阵U,其表示公式为：
U＝[u1,…,ut,…,uT]T，
其中，ut表示接收机第t根天线对应的解码系数，t＝{1,2,…,T}，T表示接收机天线数目。

说明书全文

自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法

技术领域

[0001] 本发明属于通信技术领域，更进一步涉及一种自适应降低峰值平均功率比PAPR的干扰对齐方法，可用于解决无线通信中的同频干扰问题。

背景技术

[0002] 业内周知，对于更高传输速率和更高无线频谱利用率的追求是无线通信领域一个永久性的研究课题。进年来，在新的无线蜂窝系统中，引入了可以获得更高频谱效率的多输入多输出技术MIMO，即多天线技术，并普遍期望采用频率复用因子为1的方式进行组网，从而提高无线频谱的利用率和系统吞吐量。在这种场景下，多小区多天线系统不可避免的会产生同频干扰CCI，这种同频干扰会严重地削弱MIMO技术带来的高频谱效率。因此对多小区多天线系统干扰信道的研究和多小区的干扰控制已经显得尤为必要。现有的干扰抑制技术，如干扰随机化、干扰删除、干扰管理等，已经无法很好的解决该问题，迫切地需要研究新的干扰抑制技术以进一步提升频谱利用率。干扰对齐技术IA是近年出现的一种新的干扰抑制技术，干扰对齐技术通过基站端的联合处理，增加多小区多天线系统发送自由度DOF，以有效地降低小区多天线系统的干扰，尤其是对小区边缘用户的干扰，从而可以显著地提高整个多小区多天线系统的吞吐量。

[0003] 干扰对齐很重要的一个步骤是对调制后的符号数据乘以预编码矩阵，使不同用户的发送数据对齐在不同的方向，而预编码矩阵是随着无线信道变化的，所以预编码矩阵的数值大小有较大的起伏变化，导致预编码结果PAPR很大，发射机数模转换模块会产生较大相对误差，尤其是对数值较小的预编码结果，接收机干扰对齐解码模块无法求解出正确结果，严重影响干扰对齐效果。这是因为数模转换的位数是有限的，为了保证数值较大的预编码结果不发生溢出，数模转换模块必须留出足够多的位数给整数部分，这样留给小数部分的位数就太少，因而对于数值较小的预编码结果将会产生很大的相对误差。下面举例说明这个问题，假设数模转换模块的位宽是12，第一位留作符号位，剩余11位分成整数部分和小数部分。预编码结果可能会出现19等较大的数值，为了保证其精度，需要分配5位给整数部分，剩余的6位留作小数部分，6位二进制小数能达到的精度为0.015625，但是预编码结果可能出现0.008等较小的数值，用6位二进制表示的话，它只能被表示为0.015625，这种表示的相对误差达到了95.3％，所以会对干扰对齐产生严重的不利影响。

发明内容

[0004] 本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法，以减小发射机数模转换对数值较小的预编码结果的转换误差，提高干扰对齐效果。

[0005] 本发明的主要思想是：给发射机的数模转换模块留出足够的位数作为预编码结果的整数位，保证预编码矩阵数值较大时不会溢出；当预编码矩阵数值较小时，将预编码结果幅度自适应扩大，以减小预编码结果较小时由于数模转换留给小数部分位数有限带来的相对误差。其实现步骤包括如下：

[0006] (1)发射机对要发送的比特数据进行相位调制，得到调制符号波形数据S集:

[0007] S＝{s1,s2,…，sk,…，sZ}，

[0008] 其中，k＝{1,2,3,…,Z}，Z表示在一个调制符号波形数据集S中元素的个数，S中的每个元素sk都是复数；

[0009] (2)将调制符号波形数据集S与预编码矩阵V相乘，得到预编码结果Y；

[0010]

[0011] 其中，预编码矩阵V＝[v1,…,vj,…,vJ]T j＝{1,2,…,J}，J表示发射机天线数目，Y中的每个元素都是复数；

[0012] (3)根据预编码结果Y中元素的大小，对预编码结果Y进行幅度调整，降低Y的峰值平均功率比；

[0013] (3a)求出预编码结果Y中的所有元素实部绝对值的最大值，记为maxR，求出预编码结果Y中的所有元素虚部绝对值的最大值，记为maxI，比较maxR与maxI，从这两个最大值中得出一个较大数为：G＝max(maxR,maxI),max为求最大值函数；

[0014] (3b)根据上述G，求出幅度调整系数：a＝TOP/G，其中TOP表示数模转换模块能接受的最大值，这个参数由选择的数模转换模块的硬件特征给出；

[0015] (3c)将预编码结果Y的每个元素乘以幅度调整系数a,得到调整后的幅度编码结果Y’：

[0016]

[0017] (4)发射机将调整后的幅度编码结果Y’进行数模转换，并通过射频发送；

[0018] (5)接收机将接收到的模拟信号进行模数转换，并将模数转换所得结果乘以解码矩阵U，得到与发射机中调制符号波形数据集S相对应调制符号波形数据集W；

[0019] (6)对上述调制符号波形数据集W进行解调，并且按照相位调制星座图进行符号判决，得到发送的比特数据。

[0020] 本发明与现有技术相比具有以下优点：

[0021] 现有技术是将预编码结果直接给数模转换模块进行转换，由于预编码结果的峰值平均功率比太大，导致数模转换误差很大，严重影响干扰对齐的性能。本发明在数模转换之前，加入自适应幅度调整模块，通过自适应调整预编码结果幅度，降低了预编码结果峰值平均功率比，减小了数模转换模块的转换误差，改善了干扰对齐的性能。附图说明

[0022] 图1为本发明使用的场景图；

[0023] 图2为本发明的实现流程图。具体实施方式：

[0024] 下面结合附图对本发明做进一步的描述。

[0025] 如图1所示，场景中有3对用户，TX1、TX2、TX3为发送用户，RX1、RX2、RX3接收用户，每个用户配备2根天线，三对用户同时同频通信。由于三对用户都在相互的干扰距离之内，所以每对用户都会受到其他用户的干扰。需要说明的是，用户对数“3”和每个用户的天线数“2”都是可以根据需求改变的。

[0026] 下面结合图2对本发明在图1所示场景中进行干扰对齐的步骤如下：

[0027] 步骤1，发射机对要发送的比特数据进行相位调制，得到调制符号波形数据集S。

[0028] (1a)发射机按照M阶相位调制星座图，将log2(M)个比特映射为一个M阶相位调制映射符号，每个M阶相位调制映射符号由一个坐标(x,y)表示，M取值为：2、4、8、16；

[0029] (1b)将M阶相位调制映射符号与相位相差90度的两个载波相乘，得到一个调制符号波形数据集S:

[0030] S＝{x*c11+y*c21*i,x*c12+y*c22*i,…,x*c1k+y*c2k*i,…,x*c1Z+y*c2Z*i}，[0031] 其中，c1k表示第一载波的采样数据，c2k表示第二载波的采样数据，k＝{1,2,3,…,Z}，Z表示在一个M阶相位调制符号周期内载波的采样点数目，*表示乘号，表示虚数；

[0032] 步骤2，将调制符号波形数据集S与预编码矩阵V相乘，得到预编码结果Y；

[0033]

[0034] 其中，预编码矩阵V＝[v1,…,vj,…,vJ]T，j＝{1,2,…,J}，J表示发射机天线数目，Y中的每个元素都是复数；

[0035] 步骤3，根据预编码结果Y中元素的大小，对预编码结果Y进行幅度调整，降低Y的峰值平均功率比。

[0036] (3a)求出预编码结果Y中的所有元素实部绝对值的最大值，记为maxR，求出预编码结果Y中的所有元素虚部绝对值的最大值，记为maxI；比较maxR与maxI，从这两个最大值中得出一个较大数为：G＝max(maxR,maxI),max为求最大值函数；

[0037] (3b)根据上述所得的较大数G，求出幅度调整系数a：

[0038] a＝TOP/G，

[0039] 其中，TOP表示数模转换模块能接受的最大值，这个参数由选择的数模转换模块的硬件特征给出，例如本实例某次发送数据过程中得到的Y中的所有元素实部绝对值的最大值maxR＝0.75,Y中的所有元素虚部绝对值的最大值maxR＝1.33，选取的数模转换模块能接受的最大值为5，则可以得到G＝1.33，幅度调整系数a＝3.76。

[0040] (3c)将预编码结果Y的每个元素都乘以幅度调整系数a,得到调整过幅度编码结果Y’：

[0041]

[0042] Y’的每一行数据对应发射机每根天线的波形数据。

[0043] 从上述步骤可以看出，当Y的幅度较小的时候，求得的G较小，对应的幅度调整系数a较大，所以用a对Y进行幅度调整时，会扩大Y的幅度，本实例幅度调整系数a＝3.76,即属于扩大Y的幅度的情况；当Y的幅度较大的时候，正好相反，幅度调整系数a较小，会缩小Y的幅度。这样，Y幅度的起伏变化将减小，即降低了Y的峰值平均功率比。

[0044] 在对Y进行幅度调整时，是对每个调制符号波形整体进行调整，所以这样的幅度调整没有改变调制符号波形的相位。

[0045] 步骤4，发射机将调整过幅度的编码结果Y’的每一行分别进行数模转换，并将每一行数模转换得到的模拟信号通过发射机射频模块的对应天线射频发送。

[0046] 由于调整过幅度的编码结果Y’的峰值平均功率比较低，所以减小了数模转换模块的转换误差。

[0047] 步骤5，接收机将接收到的模拟信号进行模数转换，并将模数转换所得结果乘以解码矩阵U，得到与发射机中调制符号波形数据集S相对应的调制符号波形数据集W,其中，解码矩阵U＝[u1,…,ut,…,uT]T，其中，ut表示接收机第t根天线对应的解码系数，t＝{1,2,…,T}，T表示接收机天线数目。

[0048] 接收机接收到调制符号波形数据集W与发射机发送的调制符号波形数据集S相比，W的幅度是S的幅度的a倍，但是W的相位和S的相位一样。

[0049] 步骤6，对上述调制符号波形数据集W进行解调，并且按照相位调制星座图进行符号判决，得到发送的比特数据。

[0050] 由于接收机得到的调制符号波形数据集W与发射机中的调制符号波形数据集S相位相同，只是幅度发生了改变，因此，对于M阶相位调制，可通过星座图将整个相位空间平均分成M个区域，每个区域对应一个比特数据；解调时，调制符号波形数据集W的相位属于相位空间M个区域的哪个区域，则认为接收的比特数据为所属区域对应的比特数据。

[0051] 可以看出，解调过程只与相位有关，而与幅度无关，星座图上幅度的改变并不会影响符号的判决结果，所以本发明所述方法能得到正确的判决结果。但是对于幅度-相位联合调制星座图上幅度的调整会影响符号判决结果，所以本发明只适用于相位调制。

[0052] 以上描述仅是本发明的一个具体实例，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，比如数模转换位数，调制方式的选择等，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。

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