下面，我们说明已有的同步控制。首先，我们说明已有的同步确 立方法。例如，在发送侧，发送相位反转的N个信号(前同步信号) (请参照第12图上段和中段)。另一方面，在接收侧，检测前同步信 号中的相位反转，在它的定时输出同步信号(请参照第12图下段)， 对被调制波的数据进行解调。通常，为了即便是对于噪声多的通信线 路也能够正确地确立同步，将上述N的数值设定在等于大于10个的 情形是很多的。
其次，我们说明已有的用户检测方法。通常，在接收侧，用接在 上述前同步信号后发送的用户码，确认接收帧是否是适合于本装置的 通信帧(请参照第13图)。这时，在接收侧，根据是否与分配给本装 置的唯一的代码一致进行用户检测。一般地说，为了减少由于噪声等 使代码图案偶然一致的概率，将最低大于等于1个的字节(8位)分 配给该用户码的情形是很多的。此外，作为通信帧的构成，例如，在 上述用户码的前后配置各种控制用代码，接在这些代码后配置用户用 的数据(有效负载数据)(请参照第13图)。
所以，在上述的已有通信方法中，因为通过将前同步信号和用户 码配置在通信帧中进行同步控制，所以存在着使通信帧冗长化那样的 问题。
因此，本发明的目的是提供可以不用前同步信号和用户码，正确 地进行同步控制的通信系统、接收机和通信方法。

与本发明有关的通信系统的特征是它备有具有实施LDPC编码处 理的发送机；在成为取样开始点的候补的多个取样点，对接收信号实 施根据“sum-product算法”的1次(叠代：1)LDPC解码的解码部件； 用在上述解码过程中输出的软判定信息，实施根据最小均方差 (MMSE)的相位误差推定的相位误差推定部件；和根据上述推定结 果校正接收信号的校正部件的接收机。
与下一个发明有关的通信系统的特征是上述接收机进一步备有通 过比较最新的对数相似比率的绝对值的平均(A)和前1个对数相似 比率的绝对值的平均(B)，判断是否结束上述校正处理，作为上述 判断的结果，当B＜A时，用校正后的接收信号再次实施LDPC解码 和校正处理，另一方面，作为用校正后的接收信号反复实施解码的结 果，当B≥A时，结束校正处理，此后，从与上述取样开始点的候补对 应的对数相似比率的绝对值的平均中选择最大值，将与该最大值对应 的点作为帧的取样开始点的帧同步部件，上述解码部件，对于选出的 帧，反复实施LDPC解码，直到叠代达到预定次数或没有误差为止。
与下一个发明有关的通信系统的特征是上述接收机根据载波读出 决定取样开始点的候补。
与下一个发明有关的接收机的特征是它备有在成为取样开始点的 候补的多个取样点对接收信号实施根据“sum-product算法”的1次(叠 代：1)LDPC解码的解码部件；用在上述解码过程中输出的软判定信 息，实施根据最小均方差(MMSE)的相位误差推定的相位误差推定 部件、和根据上述推定结果校正接收信号的校正部件。
与下一个发明有关的接收机的特征是它进一步备有通过比较最新 的对数相似比率的绝对值的平均(A)和前1个对数相似比率的绝对 值的平均(B)，判断是否结束上述校正处理，作为上述判断的结果， 当B＜A时，用校正后的接收信号再次实施LDPC解码和校正处理， 另一方面，作为用校正后的接收信号反复实施解码的结果，当B≥A时， 结束校正处理，此后，从与上述取样开始点的候补对应的对数相似比 率的绝对值的平均中选择最大值，将与该最大值对应的点作为帧的取 样开始点的帧同步部件，上述解码部件，对于选出的帧，反复实施 LDPC解码，直到叠代达到预定次数或没有误差为止。
与下一个发明有关的接收机的特征是根据载波读出决定取样开始 点的候补。
与下一个发明有关的通信方法的特征是根据载波读出决定取样开 始点的候补。
与下一个发明有关的通信方法的特征是它包含在成为取样开始点 的候补的多个取样点，对接收信号实施根据“sum-product算法”的1 次(叠代：1)LDPC解码的第1解码步骤、用在上述解码过程中输出 的软判定信息，实施根据最小均方差(MMSE)的相位误差推定的相 位误差推定步骤、和根据上述推定结果校正接收信号的第1校正步骤、 通过比较最新的对数相似比率的绝对值的平均(A)和前1个对数相 似比率的绝对值的平均(B)，判断是否结束上述校正处理的判断步 骤、和作为上述判断的结果，当B＜A时，用校正后的接收信号再次实 施LDPC解码和校正处理的第2校正步骤，另一方面，作为用校正后 的接收信号反复实施解码的结果，当B≥A时，结束校正处理，从与上 述取样开始点的候补对应的对数相似比率的绝对值的平均中选择最大 值，将与该最大值对应的点作为帧的取样开始点的帧同步步骤，和对 于选出的帧，反复实施LDPC解码，直到叠代达到预定次数或没有误 差为止的第2解码步骤。
本发明提供一种通信系统，其特征在于包括：发送机，发送用低 密度奇偶校验编码法进行编码的信号；和接收机，具有：解码部件， 通过反复数为1的sum-product解码，在多个取样点对上述信号进行 解码；相位误差推定部件，用最小均方差和通过上述sum-product解 码得到的软判定信息来推定上述信号的相位误差；校正部件，用上述 相位误差校正上述信号。
本发明提供一种接收机，其特征在于包括：解码部件，通过反复 数为1的sum-product解码，在多个取样点，对用低密度奇偶校验编 码法进行编码的信号实施解码；相位误差推定部件，用最小均方差和 通过上述sum-product解码得到的软判定信息，推定上述信号的相位 误差；和校正部件，用上述相位误差校正上述信号。
本发明提供一种通信方法，其特征在于：通过反复数为1的 sum-product解码，在多个取样点，对用低密度奇偶校验编码法进行 编码的信号实施解码，用最小均方差和通过上述sum-product解码得 到的软判定信息，推定上述信号的相位误差，用上述相位误差校正上 述信号。
附图说明
第1图是表示与本发明有关的通信系统的构成的图，
第2图是表示帧构造的图，
第3图是表示与通信装置间的通信有关的参数的图，
第4图是表示与通信装置间的通信有关的参数的图，
第5图是表示在各取样点的LLR的绝对值的平均值的图，
第6图是表示帧误差概率的图，
第7图是表示θ′+Δφ′的回归直线的图，
第8图是表示帧误差概率的图，
第9图是表示BER特性的图，
第10图是表示定时偏移的推定值的概率密度分布的图，
第11图是表示频率偏移的推定值的概率密度分布的图，
第12图是用于说明已有的同步控制方法的图，
第13图是用于说明已有的用户检测方法的图。

下面，我们根据附图详细说明与本发明有关的通信系统、接收机 和通信方法的实施形态。此外，本发明不受这些实施形态的限定。
第1图是表示与本发明有关的通信系统的构成的图，详细地说， (a)是发送侧的通信装置(发送机)的构成，(b)是接收侧的通信 装置(接收机)的构成。此外，在第1图中，1是编码单元，2是载波 读出单元，3是取样单元，4是乘法器，5是解码单元，6是相位误差 推定单元，7是帧判定单元。
上述通信系统中的各个通信装置采用LDPC代码作为误差校正代 码。又在LDPC编码/解码处理中，假定AWGN(Additive White Gaussian Noise(附加白高斯噪声))通信线路。
例如，在以编码率为0.5用QPSK(Quadrature Phase Shift Keying (正交相移键控))调制的情形中，接收侧的通信装置中的接收信号 yk由下列公式(1)表示。
yk＝ck+nk＝r2k-1+j·r2k    (1)
此外，接收信号yk是取样点k的复数接收信号，k＝1，2，……， Lc/2，Lc是代码长度，ck是QPSK的编码系列，nk是2σ0 2的复数加法 性白高斯噪声。复数接收信号的取样点k包含实轴和虚轴的取样点(2 个)，令时间轴上的取样点的间隔为Ts。即在时间轴上，实轴和虚轴 的取样点以间隔Ts交互发生。
又，上述QPSK的编码系列ck由下列公式(2)给出。其中，令 与u2k-1和u2k对应的接收信号分别为r2k-1和r2k。
ck＝u2k-1+j·u2k…    (2)
又，能够如下列公式(3)那样对接收信号yk进行模型化。其中， θ是定时偏移，Δφ是载波频率偏移。
yk＝ej(θ+Δφ·k)ck+nk…    (3)
这里，在说明本实施形态的帧同步控制和解码处理前，先说明使 用LDPC代码的帧同步控制的基本工作。这里，用作为一般的解码方 法的“sum-product算法”对经过LDPC编码的信号进行解码。而且， 用作为“sum-product算法”的输出的LLR(对数相似比率)的绝对值 的平均值进行帧同步控制。此外，假定帧长度与代码字长度相等。又， 接收机(接收侧的通信装置)具有能够检测载波功率的功能(载波读 出)。根据该载波读出功能粗略地推定接收帧的开始位置。
首先，在发送机(发送侧的通信装置)中，使用用于生成代码字 bi(i＝1，2，……，Lc)的LDPC编码器，对2值数据进行编码。此外， 已经将代码字映射到信号星座点。又，实轴为u2k-1{+1，-1}，虚轴为 u2k{+1，-1}。
与发送和接收有关的处理适用于长度为LD的数据位bi∈{1，0}的 块。所以，当编码率为R(0≤R≤1)时，代码长度Lc成为Lc＝LD/R。
在接收机中，在载波读出后，通过对连续的±M个取样点进行解 析，即，通过在连续的±M个取样点实施“sum-product算法”，确立帧 同步。在“sum-product算法”中，计算从接收符号的块r＝[r1，r2，……rLC] 得到的概率Pr{uk＝+1|r}和概率Pr{uk＝-1|r}。具体地说，例如，如公 式(4)那样地计算由第1次的反复解码产生的拟似事后LLR(对数 相似比率)。
L u 1 ( u i ) = ln Pr { u i = + 1 | r } Pr { u i = - 1 | r } · · · ( 4 )
而且，按照公式(5)，从±M个取样点的LLR的绝对值的平均 值中检测最大值，将与该最大值对应的点作为帧的取样开始点g′。第 2图是表示帧构造的图。
g ′ = arg max g ∈ [ - M , M ] 1 L c Σ s = g g + L c - 1 | L u ( u s ) | · · · ( 5 )
根据上述公式(4)(5)确立帧同步后，在接收机中，继续进行 用“sum-product算法”的解码处理。
其次，用编码率(Rate)＝0.5的“不规则(Irregular)-LDPC代 码”，验证是否能够确立帧同步。第3图、第4图是表示与上述通信装 置间的通信有关的参数的图。此外，在第4图中表示出“不规则-LDPC 代码”的总体(分配权重)的一个例子，λx表示在权重x的列中包含的 全部权重对检查行列式全体的权重的比率，ρx表示在权重x的行中包 含的全部权重对检查行列式全体的权重的比率，No.表示权重x的列数 或行数。又，σGA是用由高斯近似法得到的通信路线噪声的标准偏差 表现的推定阈值，SNRnorm(GA)是用dB表现与香农界限的差的值。 又，香农界限是在编码率0.5时令σ＝0.97869。
第5图是表示由公式(5)给出的各取样点的LLR的绝对值的平 均值的图。接收机通过从LLR的绝对值的平均值中检测出最大的点， 能够正确地确立帧同步。
又，为了估计由于不适当的取样点产生的性能恶化，在不同的定 时偏移的状态中评价帧同步。第6图是表示由于从0度到45度的不同 的定时偏移的引起的帧误差概率的图。结果，我们看到在进行上述那 样的帧同步控制的接收机中，当定时偏移超过30度时，恢复帧同步变 得困难了。即，我们看到当定时偏移超过30度时，帧误差特性恶化。
以上，到此为止的说明阐明了用LDPC代码进行帧同步控制的基 本工作，但是此后，我们按照第1图详细说明一面校正上述定时偏移 和频率偏移，一面进行帧同步控制和解码处理的本实施形态的接收机 的工作。此外，因为发送机(与编码单元1相当)与上述同样地进行 工作，所以我们省略对它的说明。
具体地说，在本实施形态中，在没有取得对于取样定时和载波频 率的同步的状态中，用由“sum-product算法”输出的软判定位推定定 时偏移和频率偏移。这时，在接收机中，实施用最小均方差(MMSE) 的扩展“sum-product算法”。该扩展“sum-product算法”由MMSE相 位误差推定/订正过程、帧同步过程、通常的“sum-product算法”过程 构成。
(A)MMSE相位误差推定/订正过程
首先，在解码单元5中，如下列公式(6)那样计算接收信号的初 期LLR消息。这时，分别将解码单元5内的反复计数器设定为l＝1， 将最大反复数设定为lmax。
L u 0 ( u i ) ≡ ln Pr { u i = + 1 | r } Pr { u i = - 1 | r }
= 1 / 2 π σ 0 2 exp ( - ( r i - 1 ) 2 / 2 σ 0 2 ) 1 / 2 π σ 0 2 exp ( - ( r i + 1 ) 2 / 2 σ 0 2 ) = 2 r i σ 0 2 · · · ( 6 )
而且，用奇偶检查行列式H，只执行“sum-product算法”1次(叠 代＝1)。
其次，在解码单元5中，用1次反复后的编码信号{uk}Lc(其中， k＝1)的拟似LLR，按照下列公式(7)推定软判定位uk′。此外，E{·} 表示平均值。
u k ′ ≡ E { u k }
= Pr { u k = + 1 } · 1 + Pr { u k = - 1 } · ( - 1 )
= ln exp ( L u 1 ( u k ) ) 1 + exp ( L u 1 ( u k ) ) + - 1 1 + exp ( L u 1 ( u k ) )
= tanh ( L u 1 ( u k ) 2 ) · · · ( 7 )
其次，在相位误差推定单元6中，用MMSE，即按照下列公式(8) 和(9)推定相位误差(θ′，Δφ′)。
θ ′ + Δ φ ′ · k = arg min E { | tan - 1 Im [ y k / c k ′ ] Re [ y k / c k ′ ] - ( θ ′ + Δ φ ′ · k ) | 2 } · · · ( 8 )
E ρ ′ = 1 L c / 2 Σ k = 1 L c / 2 tan - 1 Im [ y k / c k ′ ] Re [ y k / c k ′ ]
where E p ( k ) = tan - 1 Im [ y k c k ′ ] Re [ y k / c k ′ ]
k ′ = 1 L c / 2 Σ k = 1 L c / 2 k
Δ φ ′ = Σk · E p ( k ) - ( L c / 2 ) · E p ′ · k ′ Σ k 2 - ( L c / 2 ) · ( k ′ ) 2
θ ′ = E p ′ · Σ k 2 - k ′ Σk · E p ( k ) Σ k 2 - ( L c / 2 ) · ( k ′ ) 2 · · · ( 9 )
此外，ck′＝u2k-1′+ju2k′，Im是虚轴，Re是实轴，θ′表示推定取样 误差(定时偏移)，Δφ′表示推定时钟误差(频率偏移)，θ′+Δφ′看作 1次回归直线。第7图是表示θ′+Δφ′的回归直线的图。又，Ep′表示软 判定相位误差的平均。
其次，在乘法器4中，校正接收信号的软判定相位误差(定时偏 移、频率偏移)。即，如公式(10)那样，在接收信号yk上乘上上述 求得的相位误差，计算接收信号的校正值yk′。结果，作为校正后的接 收信号，得到公式(11)。
yk′＝yk·e-j(θ′+Δφ′·k)
    ＝(r2k-1+j·r2k)·(cos(θ′+Δφ′·k)-j·sin(θ′+Δφ′·k))
    …(10)
r′2k-1＝Re{(r2k-1+j·r2k)·(cos(θ′+Δθ′·k)-jsin(θ′+Δφ′·k))}
r′2k＝Im{(r2k-1+j·r2k)·(cos(θ′+Δθ′·k)-jsin(θ′+Δφ′·k))}
…    (11)
其次，在解码单元5，用上述校正后的接收信号更新LLR。通过 校正而更新的LLR消息由下列公式(12)给出。
L u 0 ( u i ) ≡ ln Pr { u i = + 1 | r ′ } Pr { u i = - 1 | r ′ } = 2 r i ′ σ 0 2 · · · ( 12 )
其次，在帧判定单元7中，通过比较最新的LLR的平均值m1和 前1个LLR的平均值ml-1，判断是否结束上述相位误差的校正处理。 例如，作为由帧判定单元7进行判断的结果，当ml-1＜ml时，用解码单 元5、相位误差推定单元6和乘法器4，再次进行“sum-product算法” 以后的处理。此外，LLR的平均值m由下列公式(13)给出。
m u 1 = 1 L c Σ i = 1 L c | L u 1 ( u i ) | · · · ( 13 )
(B)帧同步过程
另一方面，作为由上述帧判定单元7进行判断的结果，当ml-1≥ml 时，用解码单元5计算下列公式(14)，进行帧同步控制。具体地说， 从与±M个取样点，即，2M+1个取样开始点的候补对应的LLR的绝 对值的平均值中检测最大值，将与该最大值对应的点作为帧的取样开 始点g′。此外，直到这里的处理成为“叠代＝1”的处理。又，根据来自 可以检测载波功率的载波读出单元2的信息决定2M+1个取样开始点 的候补。通过该载波读出功能，粗略地推定接收帧的开始位置(取样 开始点的候补)。
g ′ = arg max g ∈ [ - M , M ] 1 L c Σ s = g g + L c - 1 | L u 1 ( u s ) | · · · ( 14 )
(C)通常的“sum-product算法”过程
此后，在解码单元5中，对(B)处理中选出的帧实施一般的 “sum-product算法”。即，当暂时的硬判定位(b1′，b2′，.......bLc′) 满足(b1′，b2′，.......bLc′)×H＝0时，输出该硬判定位，停止“sum-product 算法”。另一方面，当(b1′，b2′，.......bLc′)×H＝0不成立，并且l≤lmax 时，使解码单元5内部的计数器值l增加1，继续解码直到l＝lmax为止。
以上，到此为止的说明阐明了用LDPC代码的帧同步控制的基本 工作和一面校正上述定时偏移和频率偏移，一面进行帧同步控制和解 码处理的本实施形态的接收机的工作，但是下面，我们将解析本实施 形态的接收机的解码特性。
第8图是表示当用本实施形态的接收机时(用MMSE进行相位校 正时)，由从0度到45度的不同的定时偏移引起的帧误差的概率的图。 这样，在本实施形态的解码方法中，即便当定时偏移为30度时，也能 够以SND：2dB左右检测出正确的帧位置。
又，第9图是表示BER特性的图。此外，图中“0度”，“20度”， “40度”，“45度”分别表示定时偏移的值。又，令频率偏移一律为-0.0036 度(-10ppm)。例如，当Δφ：-0.0036度(-10ppm)时，反复次数为 100次，并且当在BER＝10-4点，“20度”时，与“0度”比较，只恶化约 0.3dB。进一步，即便在“40度”的情形，与“0度”比较，也只恶化约 0.8dB。
又，第10图是表示定时偏移的推定值的概率密度分布的图，第 11图是表示频率偏移的推定值的概率密度分布的图。从这些图可以看 到定时偏移的推定值和频率偏移的推定值超过由高斯近似法决定的推 定阈值，随着Eb/E0增加，正确度增加。
这样，在本实施形态中，形成在一般的解码处理(“sum-product 算法”)中，具有由MMSE进行软判定相位误差校正功能的构成。即， 形成不用PLL，一面校正定时偏移和频率偏移，一面进行帧同步控制 和解码处理的构成。因此，例如，在QPSK调制的情形中，即便发生 接近40度的定时偏移，也能够得到良好的特性(解码性能)。
如以上说明的那样，如果根据本发明，则形成在一般的解码处理 (“sum-product算法”)中，具有由MMSE进行软判定相位误差校正 功能的构成。因此，例如，即便在发生接近40度的定时偏移的情形中， 也产生能够得到可以抑制特性(解码性能)恶化的通信系统那样的效 果。
如果根据下面的发明，则在不用PLL，不包含前同步信号和用户 码的帧构成中，形成一面校正定时偏移和频率偏移，一面进行帧同步 控制和解码处理的构成。因此，能够防止帧的无用的冗长化，进一步， 产生能够得到可以检测出正确的帧位置的通信系统那样的效果。
如果根据下面的发明，则例如，形成用载波读出功能决定2M+1 个取样开始点的候补的构成。产生能够得到通过该载波读出功能，可 以有效地粗略推定接收帧的开始位置(取样开始点的候补)的通信系 统那样的效果。
如果根据下面的发明，则形成在一般的解码处理(“sum-product 算法”)中，具有由MMSE进行软判定相位误差校正功能的构成。因 此，例如，即便在发生接近40度的定时偏移的情形中，也产生能够得 到可以抑制特性(解码性能)恶化的接收机那样的效果。
如果根据下面的发明，则形成在不用PLL，不包含前同步信号和 用户码的帧构成中，形成一面校正定时偏移和频率偏移，一面进行帧 同步控制和解码处理的构成。因此，产生能够防止帧的无用的冗长化， 进一步，能够得到可以检测出正确的帧位置的接收机那样的效果。
如果根据下面的发明，则例如，形成用载波读出功能决定2M+1 个取样开始点的候补的构成。产生能够得到通过该载波读出功能，可 以有效地粗略推定接收帧的开始位置(取样开始点的候补)的接收机 那样的效果。
如果根据下面的发明，则形成在一般的解码处理(“sum-product 算法”)中，具有由MMSE进行软判定相位误差校正功能的构成。因 此，例如，即便在发生接近40度的定时偏移的情形中，也产生能够得 到良好特性(解码性能)那样的效果。
如果根据下面的发明，则在不用PLL，不包含前同步信号和用户 码的帧构成中，一面校正定时偏移和频率偏移，一面进行帧同步控制 和解码处理。因此，产生能够防止帧的无用的冗长化，进一步，能够 检测出正确的帧位置那样的效果。
如果根据下面的发明，则例如，用载波读出功能决定2M+1个取 样开始点的候补。产生能够通过该载波读出功能，有效地粗略推定接 收帧的开始位置(取样开始点的候补)的效果。
如上所述，与本发明有关的通信系统、接收机和通信方法对于不 用前同步信号和用户码等的特定符号进行同步控制的系统是有用的， 特别是，适合于用LDPC编码的信号进行同步控制的通信系统。
本申请是申请号为03801534.X、申请日为2003年5月22日、发 明名称为“通信系统、接收机和通信方法”的专利申请的分案申请。