技术领域
[0001] 本
发明涉及通信领域，尤其涉及一种小区同步方法及小区初搜方法，特别涉及TD-SCDMA(Time Division Synchronous Code Division Multiple Access，时分同步码分多址)的演进方案宽带时分双工蜂窝系统中的小区同步方法及小区初搜方法。
背景技术
[0002] TD-SCDMA是第三代移动通信系统的三种大国际标准中唯一采用时分双工(TDD)方式，支持上下行非对称业务传输，在
频谱利用上具有较大的灵活性。该系统综合采用了智能天线、上行同步、联合检测和
软件无线电等无线通信中的先进技术，使系统具有较高的性能和频谱利用率。
[0003] 随着社会的发展以及技术的进步，人们对移动通信的要求不断提高，希望系统能够提供大容量、高速率、低时延的数据传输服务。为了满足这种日益增长的需求，TD-SCDMA系统同样需要不断演进和提高性能。TD-SCDMA的演进系统为了得到高速率大容量的服务，需要占用更宽的带宽，因而将其称为宽带时分双工蜂窝系统。在宽带时分双工蜂窝系统中，数据部分的传输可以采用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，
正交频分复用)方式。
[0004] 用户终端(UE)的小区初搜是指UE从开机搜索到登录合适小区的过程。UE只有在登录小区后，才能获取小区更多信息和邻近小区的信息，以及监听无线网络的寻呼或发起呼叫。用户初搜包括小区同步和频偏校正。小区同步用于完成小区和用户终端的时域同步，频偏校正用于完成小区和用户终端的频域同步。目前使用OFDM技术的宽带无线局域网(或城域网)不支持移动通信，所以应用在宽带无线局域网中的同步设计无法应用到宽带时分双工蜂窝系统。而现有的3G系统(比如CDMA)是基于CDMA技术不是OFDM技术，CDMA系统的小区初始同步方案同样也不能直接应用到使用OFDA技术的宽带时分双工蜂窝系统。也就是说，目前没有一种适合宽带时分双工蜂窝系统的小区初始同步方案，以便能够快速并准确地实现系统同步。同样，目前也不存在一种适合宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方案，能够快速并准确地实现小区搜索。
发明内容
[0005] 本发明的一目的在于提供一种宽带时分双工蜂窝系统的小区同步方法及实现这种方法的用户终端，以解决目前没有一种适合宽带时分双工蜂窝系统的小区同步方案，以便能够快速并准确地实现系统同步的技术问题。
[0006] 本发明的另一目的在于提供一种宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方法，以解决目前也不存在一种适合宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方案，能够快速并准确地实现小区搜索的技术问题。
[0007] 为解决上述问题，本发明公开了一种宽带时分双工蜂窝系统的小区同步方法，包括：(1)下行同步信道的主同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，发射主同步信道的DwPTS时隙发送的下行导频码为OFDM同步符号；(2)利用功率窗搜索完成用户终端的下行定时粗同步；(3)确定OFDM同步符号所在的准确
位置，并获得OFDM同步符号的序号。
[0008] 优选地，步骤(1)还包括：当一个基站划分为N个扇区时，其中N至少为1，每个扇区的主同步信道使用一组N个OFDM同步符号中的一个，各个扇区使用的OFDM同步符号各不相同。
[0009] 优选地，步骤(1)还包括：下行同步信道的辅同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，主同步信道和辅同步信道设置在每个无线
帧的不同子帧的DwPTS时隙中，辅同步信道用于传输小区相关信息。
[0010] 步骤(2)具体为：用户终端在设定的频带上接收基站发送的
信号，按每个无线帧10ms对接收到的信号进行
采样，得到用于进行粗同步的时域采样序列，以预定的采样点间隔每次递增后作为起始点遍历整个时域采样序列，以中间M1个样点的功率之和除以两边各M2个样点的功率之和，其比值最大的位置即为发射主同步信道的DwPTS时隙的位置。
[0011] 步骤(3)具体为：A1：利用步骤(2)获得的下行定时粗同步信息从每个无线帧10ms的信号中截取包括主同步信息序列的部分时域采样序列；A2：将预先保存的所有OFDM同步符号的导频时域序列分别与截取的部分时域采样序列中进一步截取的以逐个采样点为起始点平移得到的若干同预先保存的序列长度相等的时序序列进行共轭相关，得到一个相关值阵列；A3：获取相关值阵列中的峰值，以所述峰值对应的序号为所述OFDM同步符号的序号，以所述峰值所在位置对应的定时关系作为OFDM符号所在的准确位置。
[0012] 步骤(3)还可以具体为：利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号较准确位置；使用预先保存的所有OFDM同步符号及频移符号的导频时域序列分别对差分相关获得的OFDM同步符号位置的时域采样序列在预设范围内作时域相关搜索，得到一个相关值矩阵，以相关值矩阵中的峰值所在位置对应的定时关系为OFDM同步符号所在的准确位置，相关值矩阵中的峰值的对应OFDM同步符号就是检测得到的同步符号，从而获得其序号。
[0013] 步骤(3)另可以具体为：利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号位置；将所述OFDM同步符号进行FFT变换，获得其频域数据；对频域数据进行差分编码，产生一复指数序列；依据对复指数序列进行IDFT变换之后出现峰值的位置获得OFDM同步符号的序号。
[0014] 步骤(3)之后进一步包括用户终端完成下行定时精同步的步骤。所述的下行定时精同步具体为：在 中，利用OFDM同步符号的序号计算2π(Δtp/(NTs)+Δns/N)，分别获得样点定时偏差和符号定时偏差的估计；根据样点定时偏差和符号定时偏差的估计完成时域的调整。
[0015] 本发明还公开一种用户终端，包括：时域采样单元，用于对包括DwPTS时隙的信号进行采样以得到用于进行粗同步的时域采样序列；存储单元，用于存储所有OFDM同步符号及对应的导频时域序列；小区粗同步单元，用于利用功率窗搜索DwPTS时隙所在位置；OFDM同步符号处理单元：使用相关
算法确定OFDM同步符号所在的准确位置，获得OFDM同步符号的序号。
[0016] 优选地，用户终端还包括：小区精同步单元：用于完成下行定时精同步。
[0017] OFDM同步符号处理单元包括：位置确
定子单元：利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号位置；序号确定子单元：将所述OFDM同步符号进行FFT变换，获得其频域数据，对频域数据进行差分编码，产生一复指数序列，根据对复指数序列进行IDFT变换之后出现峰值的位置获得OFDM同步符号的序号。
[0018] 本发明公开一种宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方法，包括：
[0019] (1)下行同步信道的主同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，发射主同步信道的DwPTS时隙发送的下行导频码为OFDM同步符号；
[0020] (2)利用功率窗搜索完成用户终端的下行定时粗同步；
[0021] (3)使用相关算法确定OFDM同步符号所在的准确位置，并获得OFDM同步符号的序号；
[0022] (4)频偏校正；
[0023] (5)读取小区广播信息。
[0024] 优选地，步骤(1)还包括：下行同步信道的辅同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，主同步信道和辅同步信道设置在每个无线帧的不同子帧的DwPTS时隙中，辅同步信道用于传输小区相关信息，所述小区相关信息包括小区ID、发射天线数和小区发射带宽；步骤(4)和步骤(5)之间还包括：读取辅同步信道中的小区相关信息。
[0025] 优选地，步骤(1)还包括：当一个基站划分为N个扇区时，其中N至少为1，每个扇区的主同步信道使用一组N个OFDM同步符号中的一个，各个扇区使用的OFDM同步符号各不相同。
[0026] 步骤(3)具体为：A1：利用步骤(2)获得的下行定时粗同步信息从每个无线帧10ms的信号中截取包括主同步信息序列的部分采样序列；A2：将预先保存的所有OFDM同步符号的导频时域序列分别与截取的部分采样序列中进一步截取的以逐个采样点为起始点平移得到的若干同预先保存的序列长度相等的时序序列进行共轭相关，得到一个相关值阵列；A3：获取相关值阵列中的峰值，以所述峰值对应的序号为所述OFDM同步符号的序号，以所述峰值所在位置对应的定时关系作为OFDM符号所在的准确位置。
[0027] 步骤(3)具体为：利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号较准确位置；使用预先保存的所有OFDM同步符号及频移符号的导频时域序列分别对差分相关获得的OFDM同步符号位置的时域采样序列在预设范围内作时域相关搜索，得到一个相关值矩阵，以相关值矩阵中的峰值所在位置对应的定时关系为OFDM同步符号所在的准确位置，相关值矩阵中的峰值的对应OFDM同步符号就是检测得到的同步符号，从而获得其序号。步骤(4)和步骤(5)之间还包括用户终端完成下行定时精同步的步骤。
[0028] 本发明还公开了一种宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方法，包括：(1)下行同步信道的主同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，发射主同步信道的DwPTS时隙发送的下行导频码为OFDM同步符号；(2)利用功率窗搜索完成用户终端的下行定时粗同步；(3)使用相关算法确定OFDM同步符号所在的准确位置；(4)OFDM分数频偏调整；(5)OFDM整数频偏调整，获得OFDM同步符号的序号；(6)读取小区广播信息。
[0029] 步骤(1)还包括：下行同步信道的辅同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，主同步信道和辅同步信道设置在每个无线帧的不同子帧的DwPTS时隙中，辅同步信道用于传输小区相关信息，所述小区相关信息包括小区ID、发射天线数和小区发射带宽；步骤(5)和步骤(6)之间还包括：读取辅同步信道中的小区相关信息。
[0030] 步骤(1)还包括：当一个基站划分为N个扇区时，其中N至少为1，每个扇区的主同步信道使用一组N个OFDM同步符号中的一个，各个扇区使用的OFDM同步符号各不相同。
[0031] 步骤(5)具体为：利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号位置；将所述OFDM同步符号进行FFT变换，获得其频域数据；对频域数据进行差分编码，产生一复指数序列；对复指数序列进行IDFT变换之后出现峰值的位置即是OFDM同步符号的序号；根据所述峰值
相位的相
角确定是否发生
子载波偏移及发生子载波偏移后偏移的数量，完成OFDM整数频偏调整。步骤(5)和步骤(6)之间还包括用户终端完成下行定时精同步的步骤。
[0032] 与
现有技术相比，本发明具有以下优点：本发明能够针对宽带时分双工蜂窝系统的需求，提出了适用OFDM的小区同步方法，实现系统的有效工作。并且，本发明可以预先确定OFDM同步符号所在的准确位置，然后在整数频偏时利用差分编码计算OFDM同步符号的序号，减少了大量的相关计算，并且能够通过计算获得的OFDM同步符号的序号来验证整数频偏调整是否正确，更快速并准确地完了小区同步，进而完成快速准确的小区初搜。
附图说明
[0033] 图1是现有TD-SCMDA系统及其演进系统的帧结构；
[0034] 图2是本发明设计的一种下行同步信道的结构示意图；
[0035] 图3是本发明DwPTS0中设计一个下行同步信道PSCH的结构示意图；
[0036] 图4是PSCH的一种频域结构示意图；
[0037] 图5是DwPTS1中设计一个SSCH的结构示意图；
[0038] 图6是DwPTS1的一种数据结构示意图；
[0039] 图7是本发明公开的宽带时分双工蜂窝系统的小区同步方法的
流程图；
[0040] 图8是本发明公开的宽带时分双工蜂窝系统的一种小区初搜方法的流程图；
[0041] 图9是本发明公开的宽带时分双工蜂窝系统的另一种小区初搜方法的流程图。
具体实施方式
[0042] 以下结合附图，具体说明本发明。
[0043] TD-SCMDA演进系统的帧结构形式如图1所示。图1中，每个无线子帧由7个普通时隙(TS0～TS6)和三个特殊时隙构成。其中，普通时隙用来传送数据，三个特殊时隙分别为DwPTS、UpPTS和GP。其中DwPTS为下行导频信道，用于系统的下行同步信息的发送。UpPTS为上行导频信道，用于用户接入的上行同步信息发送。GP为转换保护时隙，用于提供下行发送时隙向上行发送时隙转换的时间间隔。
[0044] 根据上述图1的TD-SCDMA演进系统子帧结构，可以设计本发明的下行同步结构。请参阅图2，其为本发明设计的一种下行同步信道的结构示意图。下行同步信道分为主同步信道(PSCH)和辅同步信道(SSCH)两个部分。下行同步信道设置在DwPTS时隙中，在每一个10ms无线帧发射一次。比如，PSCH在0号子帧的DwPTS0时隙中，SSCH位于1号子帧的DwPTS1。PSCH和SSCH各用一个OFDM同步符号。
[0045] PSCH用于进行下行同步和频偏粗调，SSCH用于标识不同小区的信息，如小区ID，发射天线数，小区发射带宽等。PSCH和SSCH在DwPTS的结构也是不同的。
[0046] 请参阅图3，其为DwPTS0中设计一个下行同步信道PSCH的结构示意图。由于TDD系统上下行信号存在
频率复用的问题，使用功率窗方法进行小区粗同步可以很好的克服上行时隙信号的干扰，所以DwPTS0时隙由两部分组成，一部分是空闲时段，在该时段内基站不发送任何的信号；另一部分是SYNC-DL码，该码是一个OFDM同步符号。整个系统可以有一个唯一确定OFDM同步符号，各个小区使用相同的OFDM同步符号。但是，为了减少干扰，一个基站划分为N个扇区，每个扇区的主同步信道使用一组N个OFDM同步符号中的一个，各个扇区使用的OFDM同步符号各不相同。N通常可设置为3。整个系统所有的小区都重复使用相同的符号组PSC1，PSC2，PSC3。符号组在时域和频域上进行相关运算时有严格的要求：
[0047] 首先，使用功率窗的方法要求PSC1，PSC2，PSC3在时域上保持较好的幅度平坦度。然后，PSC1，PSC2，PSC3有好的互相关特性、好的时域移位互相关特性、好的频域移位互相关特性、好的自相关特性、好的频域移位自相关特性。由于OFDM系统有CP(Cyclic Prefix，循环前缀)结构，对于样点偏移有较高的容忍度，所以允许有一般的时域移位自相关特性。这里讲的好的特性，是指性能不低于现有TD-SCDMA系统中单载波的SYNC_DL64chips序列的相关运算。
[0048] 为了满足上述条件，本发明公开了PSC1，PSC2，PSC3三个符号的示例，其为[0049]
[0050] sk(i)作为下行OFDM同步符号。其中，i为子载波的序号，k为OFDM同步符号的序号，本发明的K设置为4,23,61，用于区分小区内不同的扇区。通过研究发现，小区初搜过程中可能存在的样点偏移不会对下面的频偏估计产生大的影响，而且可以在定时精调的步骤中将这个样点偏移消除。
[0051] DwPTS0时隙发送的SYNC-DL码是OFDM信号，发送信号的带宽可以根据TD-SCDMA演进系统的最小带宽进行设置，如最小带宽为1.25MHz。
[0052] 请参阅图4，其为PSCH的一种频域结构示意图。1.25M带宽两边个5个子载波作为保护带宽，占用72个子载波，间隔一个子载波放置一个PSC码，其它的子载波不发射数据。这样时域信号具有在OFDM同步符号时间长度上的重复性。
[0053] 请参阅图5，其为DwPTS1中设计一个SSCH的结构示意图。由于DwPTS0具有功率窗的特征，那么DwPTS1应该避免出现功率窗特征，所以SSCH的OFDM同步符号与TS0的信号没有间隔，并且考虑将TS0的时隙间隔作为SSCH的CP时间，这样避免在一个10ms无线帧之内出现多个功率窗特征。PSCH主要传输小区ID，发射天线数，小区发射带宽等信息。数据结构如下图6所示。
[0054] 考虑到要保证SSCH信息的准确性，每隔一个子载波(或二个子载波)放置一个导频符号，SSCH信道中导频符号
密度较高，并且以较高的功率在DwPTS1中发射，可以保证SSCH信息传输的准确性。比如，要避免小区之间的同频干扰，将小区中心1.25M带宽分为3等份，每个扇区占用24个有效子载波。信息比特编码之后可以在多个SSCH上传输。
[0055] 上述公开的仅为本发明设计的下行同步信道的一实例，但并非局限于此。比如，下行同步信道仅包括主同步信道，主同步信道PSCH在每一个5ms无线子帧中发射一次，这时，可以使用公共
导频信号来标识小区ID。SSCH信道的相关小区信息可以在小区初搜时通过广播信道发送至用户终端。另外，PSCH可以仅使用一组一个OFDM同步符号。
[0056] 请参阅图7，其为本发明公开的宽带时分双工蜂窝系统的小区同步方法的流程图。本发明所述的小区同步用于实现UE与小区的时域同步。它包括以下步骤：
[0057] S110：下行同步信道的主同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，发射主同步信道的DwPTS时隙发送的下行导频码为OFDM同步符号。
[0058] 下行同步信道可以按照上述公开的方式进行设计。比如，下行同步信道仅设置主同步信道，主同步信道在每一个子帧中进行发射。下行同步信道设置主同步信道和辅同步信道，主同步信道和辅同步信道设置在每个无线帧的不同子帧的DwPTS时隙中。为了叙述方式，本实例采用下行同步信道设置主同步信道和辅同步信道，主同步信道和辅同步信道设置在每个无线帧的不同子帧的DwPTS时隙中，并且主同步信道使用一组3个OFDM同步符号以区分3个不同的扇区。
[0059] S120：利用功率窗搜索完成用户终端的下行定时粗同步。
[0060] 用户终端在设定的频带上接收基站发送的信号，按每个无线帧10ms对接收到的信号进行采样，得到用于进行粗同步的时域采样序列，以预定的采样点间隔每次递增后作为起始点遍历整个时域采样序列，以中间M1个样点的功率之和除以两边各M2个样点的功率之和，其比值最大的位置即为发射主同步信道的DwPTS时隙的位置。
[0061] 在TS0时隙和DwPTS时隙之间有9.3750μs的时隙间隔，按照1.92MHz的采样速率为18个样点，在DwPTS前部有25μs的GP段，共48个样点，PSCH的OFDM同步符号没有设置CP(Cyclic Prefix，循环前缀)部分，这样在下行OFDM同步符号之前有66个样点是零功率的，在下行OFDM同步符号之后还有足够长度的GP保护段。这三个部分就构成了明显的功率窗的特征。按照1.92MHz的采样速率、1.25MHz的带宽为例，用户终端在设定的频带上接收基站发送的信号时，按每个无线帧10ms对接收到的信号进行采样，得到用于进行粗同步的时域采样序列，从时域采样序列的第一个采样点作为起始点取256个样点作为第一比对采样序列，然后以预定的采样点间隔递增后作起始点(如间隔为4个采样点，则起始点为第5个采样点)取256个样点作为第二个比对采样序列...以此类推，获得第N个比对采样序列，每一比对采样序列的中间128个样点的功率之和除以两边各64个样点的功率之和，其比值最大的比对采样序列包含主同步信息的时域采样序列，即大致可判断DwPTS0的位置。为了提高功率窗搜索的的准确性，可以在5次搜索中取3次相同的位置作为DwPTS0的位置，考虑提高搜索速度，也可以在3次搜索中取2次相同的位置作为DwPTS0的位置，这里所指的若干次搜索可以是在时间上连续的若干无线帧采样得到的数据。
[0062] S130：确定OFDM同步符号所在的准确位置，并获得OFDM同步符号的序号。
[0063] 步骤S130可以采用以下三种方法来实现。
[0064] 方法一：通过相关算法确定OFDM同步符号的位置及序号
[0065] 利用步骤S120获得的下行定时粗同步信息从每个无线帧10ms的信号中截取包括主同步信息序列的部分时域采样序列，部分时域采样序列可以包括包含主同步信息的比对采样序列；
[0066] 将预先保存的所有OFDM同步符号的导频时域序列分别与截取的部分时域采样序列中进一步截取的以逐个采样点为起始点平移得到的若干同预先保存的序列长度相等的时序序列进行共轭相关，得到一个相关值阵列；
[0067] 获取相关值阵列中的峰值，以所述峰值对应的序号为所述OFDM同步符号的序号，以所述峰值所在位置对应的定时关系作为OFDM符号所在的准确位置。
[0068] 若所述相关峰值未超出预设
阈值，则确定得到的OFDM同步符号和OFDM符号所在的准确位置无效。
[0069] 以OFDM同步符号有PSC1，PSC2，PSC3三个为例，说明上述的实现过程。考虑到发生高达1个子载波间隔(15KHz)的频偏，相应的时域序列会发生变化。即，频偏存在正负，系统存在6个频移符号PSC1R，PSC1L，PSC2R，PSC2L，PSC3R，PSC3L。UE预先保存PSC1，PSC2，PSC3的导频时域序列及频移符号PSC1R，PSC1L，PSC2R，PSC2L，PSC3R，PSC3L的导频时域序列。但是考虑到发生高达1个子载波间隔(15KHz)的频偏的概率非常少，所述可以不用保存频移符号的导频时域序列。
[0070] 还是按照1.92MHz的采样速率、1.25MHz的带宽为例。
[0071] 首先进行PSC1，PSC2，PSC3的相关，预先保存PSC1，PSC2，PSC3的导频时域序列与接收到的时域采样序列从功率窗的位置开始逐个样点作128序列长度的共轭相关运算，一直搜索到功率窗
定位点以后的192位置，得到3×192的相关阵，在矩阵中选取相关峰值，如果超过相关阈值(建议为0.6)，则认为所述峰值对应的序号为OFDM同步符号的序号，以所述峰值所在位置对应的定时关系作为OFDM符号所在的准确位置。
[0072] 方法二：利用OFDM同步符号的时域的重复性，差分相关可以获得OFDM同步符号位置，再使用9个导频时域序列(PSC1，PSC2，PSC3的导频时域序列及频移符号PSC1R，PSC1L，PSC2R，PSC2L，PSC3R，PSC3L的导频时域序列)进行相关，获得OFDM同步符号的序号。
[0073] 即，利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号较准确位置；
[0074] 使用预先保存的所有OFDM同步符号及频移符号的导频时域序列分别对差分相关获得的OFDM同步符号位置的时域采样序列在预设范围内作时域相关搜索，得到一个相关值矩阵，以相关值矩阵中的峰值所在位置对应的定时关系为OFDM同步符号所在的准确位置，相关值矩阵中的峰值的对应OFDM同步符号就是检测得到的同步符号，从而获得其序号。
[0075] 还是按照1.92MHz的采样速率、1.25MHz的带宽为例。
[0076] 方法二的具体做法是，提前功率窗位置64个样点向后截取384个样点，进行移位64样点的共轭相乘，得到一个256样点的相关序列，在此序列中以64窗长逐个样点移动来搜索最大相关峰，只要第一步的功率窗定位不超过OFDM同步符号的范围，差分相关可以比较准确的获得定位。差分相关的搜索运算量要远远小于逐点相关计算。在差分相关定位的
基础上再使用以上的9个符号序列在作16个样点的相关搜索，可以获得PSC序列的位置和序号。
[0077] 方法三：为了减少计算量，在此步骤中只是使用差分相关法来确定同步OFDM同步符号的位置，并不用时域相关的方法确定PSC的序号。在频偏校正的整数频偏校正时，计算OFDM同步符号的序号。即，先将所述OFDM同步符号进行FFT变换(
傅立叶变换)，获得其频域数据；然后，对频域数据进行差分编码，产生一复指数序列；随后，对复指数序列进行IDFT变换(离散傅立叶反变换)之后出现峰值的位置即是OFDM同步符号的序号(即PSC的序号)。PSC的序号的获得可以在以后的步骤中实现。这样可以提高识别的准确度，并能节约时间，对OFDM同步符号的时域相关性的要求可以降低。方法三是本发明建议的首选方法。
[0078] 在OFDM分数频偏调整后，进行OFDM整数频偏调整。使用方法一、方法二和方法三可以采用功率判决的方式来判断是否发生了OFDM整数频偏，以及发生了OFDM整数频偏的偏移数量。下行
同步信号是间隔一个子载波放置一个有效信号，也就是间隔一个子载波有功率信号发射。所述功率判决方式即为：第一步，判断是否发生整数倍频偏，接收端计算预定发射功率信号的子载波的
平均功率，计算预定没有功率信号子载波的平均功率，两者相比，前者应该大于后者，否则判定发生了整数频偏。第二步，判断整数频偏发生的正负，即是向上偏移还是向下偏移。在有效子载波带宽的上下两端各取K个子载波，比较两者的平均功率，认为频偏向平均功率较大的方向移动。如有需要，频偏判断的范围可以扩展。但是，实际上，发生一个子载波偏移的可能性都极少出现。也可以采用以下方式进行OFDM整数频偏调整，并且计算OFDM同步符号的序号(PSC的序号)。
[0079] 整数频偏会带来频域数据的移位，所以将时域同步OFDM同步符号进行FFT变换，获得其频域数据，由于其频域结构隔一个子载波放置一个导频符号，在功率上有明显的特征，可以通过其频域子载波功率特性方便地获得整数频偏初步估计。对经过子载波偏移调整的频域数据进行差分编码：
[0080] (2)
[0081]
[0082] 这样就产生了一个与PSC的序号k相对应的长度为32的复指数序列：
[0083] 其中，i＝1，2....32。通过IDFT变换之后出现峰值的位置就是该PSC的序号k。每发生一个子载波偏移，峰值相角会偏转一定的弧度，偏转角度大小和序号相关，不同的PSC序号对应不同的偏转角度。通过对峰值相位的相角就可以准确确认是否发生了子载波偏移，以及偏移的数量。
[0084] S140：完成用户终端下行定时精同步。
[0085] 用户终端的下行精同步可以采用很多方法来完成。比如，利用确认下行同步导频进行相关算法，确认相关峰位置，从而实现UE的下行精同步过程。本发明公开了另一种用户终端的下行定时精同步。
[0086] 经过分析，
发明人发现符号定时偏差和样点定时偏差不能带来符号幅度的变化，只是引起相位的偏转：
[0087]
[0088] 其中Δtp是样点定时偏差，Δns是符号定时偏差，N为FFT长度。
[0089] 在每个子载波上的相位偏转角度与子载波序号成正比关系。因此在上述步骤中频域符号通过差分运算而得到的差分序列中，每个符号因符号定时偏差和样点定时偏差带来的相位偏转成为常数：
[0090]
[0091] PSC序号k已知的情况下，得到2π(Δtp/(NTs)+Δns/N)，其中，Δtp/Ts是小数，而Δns整数。从而分别获得样点定时偏差和符号定时偏差的估计。
[0092] 另外，小区同步过程中，完成用户终端下行定时精同步的步骤也是一可以省略的步骤。
[0093] 本发明能够针对宽带时分双工蜂窝系统的需求，提出了适用0FDM的小区同步方法，实现系统的有效工作。
[0094] 本发明还公开了一种用户终端，包括：
[0095] 时域采样单元，用于对包括DwPTS时隙的信号进行采样以得到用于进行粗同步的时域采样序列；
[0096] 存储单元，用于存储所有OFDM同步符号及对应的导频时域序列；
[0097] 小区粗同步单元，用于利用功率窗搜索DwPTS时隙所在位置；
[0098] OFDM同步符号处理单元：使用相关算法确定OFDM同步符号所在的准确位置，获得OFDM同步符号的序号；
[0099] 小区精同步单元：用于完成下行定时精同步，比如用于样点定时偏差和OFDM同步符号定时偏差的估计后完成时域调整。
[0100] OFDM同步符号处理单元包括：
[0101] 位置确定子单元：利用OFDM同步符号的时域重复性，进行差分相关获得OFDM同步符号位置；
[0102] 序号确定子单元：将所述OFDM同步符号进行FFT变换，获得其频域数据，对频域数据进行差分编码，产生一复指数序列，根据对复指数序列进行IDFT变换之后出现峰值的位置获得OFDM同步符号的序号。
[0103] 请参阅图8，其为本发明公开的一种宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方法的流程图。它包括：
[0104] S210：下行同步信道的主同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，发射主同步信道的DwPTS时隙发送的下行导频码为OFDM同步符号。
[0105] S220：利用功率窗搜索完成用户终端的下行定时粗同步。
[0106] S230：使用相关算法确定OFDM同步符号所在的准确位置，并获得OFDM同步符号的序号。
[0107] 步骤S210至S220即为上述公开的步骤S110至步骤S120。步骤230即为步骤公开的步骤S130中的方法一和方法二，在此不再赘述。
[0108] S240：频偏校正。
[0109] 频偏校正包括OFDM分数频偏调整和OFDM整数频偏调整。OFDM分数频偏调整包括OFDM分数频偏粗调整和OFDM分数频偏精调整。
[0110] (一)OFDM分数频偏粗调整
[0111] 本发明可以利用上述步骤S220和步骤S230存储的若干帧数据进行频域粗同步。已知DwPTS0的位置，利用PSC序列的时域重复性来进行频域估计。假设前后两部分接收样点分别为r1(k)和r2(k)，k＝1，Λ，N，对于1.25M的系统，N＝64。
[0112] 其中，r2(k)＝r1(k)*exp(j2πΔfNdTs)。(5)
[0113] Nd是进行相关运算的数据的间隔，比如，Nd＝64，Ts是采用的间隔，比如Ts＝66.67μs，Δf是频偏。对r1(k)和r2(k)进行共轭相乘，得：
[0114]
[0115] 上式后半部分为实数，所以根据
[0116]
[0117] 可以来估计频偏。由于Nd＝64较小，使用单帧数据进行估计，估计误差较大，最大误差可以到达2KHz～3KHz，如果使用m个帧数据将估计相位进行平均，估计误差可以减小 倍，这样可以将频偏粗调到1.5KHz左右。
[0118] (二)OFDM分数频偏粗调整
[0119] 本发明可以利用设置在TS0时隙中的两列OFDM导频时域序列进行精频偏调整。这里的处理方法和上一步的方法类似，是利用了TS0时隙中两个导频符号在时域上重复的特性。但是，相关计算的长度为N＝128，相关运算数据间隔Nd由两个导频符号相距多个符号的数量决定。
[0120] 根据式(6)，N变大则克服噪声干扰的性能加强，根据式(7)，Nd变大则频偏估计范围变小，因此可以实现精确频偏估计。
[0121] 可见，通过使用TS0的两个相距多个符号的两个导频符号相关运算可以获得比较精确的频偏校正。从以上描述还可以看到，两个导频序列的间隔Nd越大，与频偏对应的的相位值也越大，得到的频偏估计就越准确。同时，如果相关输出的
信噪比越高，得到的频偏也越准确。相关输出的信噪比与进行相关的长度N有关系，N越长，相关输出的信噪比越大。
[0122] S250：用户终端的下行定时精同步。
[0123] 步骤S250和步骤S140相类似，在此先省略。
[0124] S260：读取辅同步信道中的小区相关信息。
[0125] 在步骤S210中，若下行同步信道的辅同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，主同步信道和辅同步信道设置在每个无线帧的不同子帧的DwPTS时隙中，辅同步信道用于传输小区相关信息，需要读取SSCH中的小区相关信息。读取辅同步信道中的小区相关信息是指对SSCH的信号进行FFT变换，解码接收SSCH信道。
[0126] S270：读取小区广播信息。
[0127] UE读取小区的广播信息，完成小区初搜。
[0128] 请参阅图9，其为本发明公开了另一种宽带时分双工蜂窝系统的小区初搜方法的流程图。它包括：
[0129] S310：下行同步信道的主同步信道设置在下行导频时隙DwPTS中，发射主同步信道的DwPTS时隙发送的下行导频码为OFDM同步符号；
[0130] S320：利用功率窗搜索完成用户终端的下行定时粗同步；
[0131] S330：确定OFDM同步符号所在的准确位置；
[0132] S340：OFDM分数频偏调整；
[0133] S350：OFDM整数频偏调整，获得OFDM同步符号的序号；
[0134] S360：用户终端的下行定时精同步；
[0135] S370：读取辅同步信道中的小区相关信息；
[0136] S380：读取小区广播信息。
[0137] 步骤S330和步骤S350即可采用步骤S130的方法三，其它步骤和图8公开的其它步骤相似，在此先省略。
[0138] 本发明能够针对宽带时分双工蜂窝系统的需求，提出了适用OFDM的小区初搜方法。当UE进行小区初搜时，利用了功率窗特征，时域重复性的差分相关，频域相位序列的差分编码，提高了UE进行小区初搜的效率，降低实现的复杂度，可完成快速准确的小区初搜。本发明可以预先确定OFDM同步符号所在的准确位置，然后在整数频偏时利用差分编码计算OFDM同步符号的序号，减少了大量的相关计算，并且能够通过计算获得的OFDM同步符号的序号来验证整数频偏调整是否正确，更快速并准确地完了小区同步，进而完成快速准确的小区初搜。
[0139] 以上公开的仅为本发明的几个具体
实施例，但本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化，都应落在本发明的保护范围内。
