宽带数字预失真
阅读：58发布：2020-05-11
专利汇可以提供宽带数字预失真专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且各种示例指向宽带 数字预失真 的系统和方法。数字预失真 电路 可以被编程以接收复合基带 信号 并且生成预失真信号。生成预失真信号可以包括向复合基带信号施加在以载波 频率 约第I次谐波为中心的第I谐波频带处的功率 放大器 的N阶失真的第一校正，并且向复合基带信号施加在以 载波频率 约第J次谐波为中心，不同于载波频率的第I次谐波的第J次谐波频带处的N阶失真的第二校正。，下面是宽带数字预失真专利的具体信息内容。
1.一种系统包括：
数字预失真电路，被编程以：
接收复合基带信号；和
生成预失真信号，所述生成预失真信号包括：
向所述复合基带信号施加在载波频率约第I次谐波为中心的第I次谐波频带处功率放大器的N阶失真的第一校正；和
向所述复合基带信号施加在约第J次谐波，不同于载波频率的所述第I次谐波的第J次谐波频带处的所述第N阶失真的第二校正。
2.如权利要求1所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
至少部分基于所述复合基带信号，确定所述第I谐波频带处所述N阶失真的第一复合基函数的值；
至少部分基于所述复合基带信号，确定所述第I谐波频带处所述N阶失真的第二复合基函数的值；
至少部分基于所述第一复合基函数的所述值，应用第一有限脉冲响应(FIR)滤波器以生成第一FIR响应；和
至少部分基于所述第二复合基函数的所述值，应用第二有限脉冲响应(FIR)滤波器以生成第二FIR响应。
3.如权利要求2所述的系统，其中在确定所述第一复合基函数的所述值之前，所述数字预失真电路还被编程以使用所述载波频率转换所述第一复合基函数。
4.如权利要求2所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
至少部分基于所述功率放大器的输出，接收复合反馈信号；
比较所述复合反馈信号与所述预失真信号；和
至少部分基于所述复合反馈信号与所述预失真信号的所述比较，确定所述第一FIR过滤器的系数。
5.如权利要求2所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
至少部分基于所述功率放大器的输出，接收复合反馈信号；
至少部分基于所述复合反馈信号，生成反馈矩阵；
生成包括第一多个复合基函数值的第I次谐波频带基向量，所述第一多个复合基函数值包括所述第一复合基函数的所述值；
生成包括第二多个复合基函数值的第J次谐波频带基向量，所述第二多个复合基函数值包括所述第二复合基函数的所述值；
生成包括所述第一频带基向量和所述第二频带基向量的基矩阵；
比较所述基矩阵与所述反馈矩阵；和
至少部分基于所述基矩阵与所述反馈矩阵的所述比较，确定所述第一FIR过滤器的系数。
6.如权利要求2所述的系统，其中所述第一复合基函数的所述值至少部分基于在第一时间所述复合基带信号的第一值，其中所述数字预失真电路还被编程以：
在所述第一时间，施加所述第一FIR过滤器的第一抽头到所述复合基带信号的所述第一值；和
在所述第一时间之前的第二时间，施加所述第一FIR过滤器的第二抽头到所述复合基带信号的第二值。
7.如权利要求1所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
在第一时间确定所述复合基带信号的第一幅度；
对于所述第I次谐波频带：
至少部分基于所述功率放大器的所述N阶失真，生成第I次谐波频带指数；
至少部分基于所述第I次谐波频带指数，生成所述第一时间的第I次谐波频带乘法器；
至少部分基于所述基带信号的所述第一幅度，从所述第I次谐波频带的第一抽头查找表LUT中选择第一LUT的值；
至少部分基于所述第一LUT的值和所述第一时间的所述第I次谐波频带乘法器，生成所述第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；和
至少部分基于所述第I次谐波频带的所述第一抽头LUT乘积和第I次谐波频带载波分量，生成第I次谐波频带输出；
对于所述第J次谐波频带：
至少部分基于所述功率放大器的所述N阶失真，生成第J次谐波频带指数；
至少部分基于所述第J次谐波频带指数，生成第J次谐波频带乘法器；
至少部分基于所述复合基带信号的所述第一幅度，从所述第J次谐波频带第一抽头LUT中选择第二LUT值；
至少部分基于所述第二LUT值和所述第J次谐波频带乘法器，生成所述第J次谐波频带的第一抽头LUT乘积；和
至少部分基于所述第J次谐波频带的所述第一抽头LUT乘积和第J次谐波频带载波分量，生成第J次谐波频带输出。
8.如权利要求7所述的系统，其中所述第一时间，所述生成第I次谐波频带乘法器，包括：提高所述第一时间的所述复合基带信号的第一值到所述第I次谐波频带指数。
9.如权利要求7所述的系统，其中生成所述第I次谐波频带的所述第一抽头LUT乘积，包括：将所述第一LUT值与所述第I次谐波频带乘法器相乘。
10.如权利要求7所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以，为所述第I次谐波频带：
在所述第一时间之前的第二时间，确定所述复合基带信号的第二幅度；
至少部分基于所述第I次谐波频带指数和所述第二时间的所述复合基带信号的第二值，生成所述第二时间的第I次谐波频带乘法器；
至少部分基于所述复合基带信号的所述第二幅度，从所述第I次谐波频带的第二抽头LUT中选择第三查找表(LUT)值；和
至少部分基于所述第三LUT值和所述第二时间的所述第I次谐波频带乘法器，生成所述第I次谐波频带的第二抽头LUT乘积，其中所述第I次谐波频带输出也至少部分基于所述第二抽头LUT乘积。
11.如权利要求7所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
至少部分基于所述功率放大器的输出，接收复合反馈信号；
比较所述反馈信号和所述预失真信号；和
至少部分基于所述比较填充所述第一抽头LUT。
12.如权利要求1所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
至少部分基于所述功率放大器的所述N阶失真，生成所述第I次谐波频带的第I次谐波频带指数；
至少部分基于所述第I次谐波频带指数，生成第I次谐波频带乘法器；
至少部分基于在第一时间的所述复合基带信号的第一幅度，从所述第I次谐波频带的第一抽头LUT中选择LUT值；
至少部分基于所述LUT值和所述第I次谐波频带乘法器，生成所述第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；和
至少部分基于所述第I次谐波频带的所述第一抽头LUT乘积和第I次谐波频带载波分量，生成第I次谐波频带输出；
确定第J次谐波频带处所述功率放大器的所述N阶失真的第一复合基函数的值，其中所述第一复合基函数至少部分基于所述复合基带信号；和
至少部分基于所述第一复合基函数的所述值，应用第一有限脉冲响应(FIR)过滤器以生成第一FIR响应。
13.如权利要求1所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以上采样所述复合基带信号以生成上采样复合基带信号，其中所述应用第一校正和所述应用第二校正至少部分基于所述上采样基带信号。
14.如权利要求1所述的系统，其中所述数字预失真电路还被编程以：
上采样所述复合基带信号到上采样频率，生成上采样复合基带信号，其中所述预失真信号在所述上采样频率；
确定所述预失真信号的实分量；和
应用希尔伯特变换到所述预失真信号的所述实分量。
15.如权利要求1所述的系统，其中所述预失真信号的所述生成还包括：
上采样所述复合基带信号以生成上采样基带信号，其中所述应用第一校正和所述应用第二校正至少部分基于所述上采样复合基带信号；和
至少部分基于所述复合基带信号，向所述复合基带信号施加在以载波频率为中心的第K次谐波频带处的所述功率放大器的1阶项的第三校正。
16.如权利要求1所述的系统，其中所述第J次谐波频带是所述数字预失真电路校正的所述最高频带。并且其中N比J大。
17.一种方法包括：
接收复合基带信号，和
生成预失真信号，其中所述生成包括：
向所述复合基带信号施加在以载波频率的约第I次谐波为中心的第I次谐波频率处的功率放大器的N阶失真的第一校正；和
向所述复合基带信号施加在以所述载波频率的约第J次谐波为中心，不同于载波的所述第I次谐波的第J次谐波频带处的所述N阶失真的第二校正。
18.如权利要求17所述的方法，还包括：
至少部分基于所述复合基带信号，确定在所述第I次谐波频带处所述N阶失真的第一复合基函数的值；
至少部分基于所述复合基带信号，确定在所述第I次谐波频带处的所述N阶失真的第二复合基函数的值；
至少部分基于所述第一复合基函数的所述值，应用第一有限脉冲响应(FIR)过滤器以生成第一FIR响应；和
至少部分基于所述第二复合基函数的所述值，应用第二有限脉冲响应(FIR)过滤器以生成第二FIR响应。
19.如权利要求17所述的方法，还包括：
在第一时间确定所述复合基带信号的第一幅度；
对于所述第I谐波频带：
至少部分基于所述功率放大器的所述N阶失真，生成第I次谐波频带指数；
至少部分基于所述第I次谐波频带指数，生成所述第一次时间的第I次谐波频带乘法器；
至少部分基于所述复合基带信号的所述第一幅度，从所述第I谐波频带的第一抽头查找表LUT中选择第一LUT值；
至少部分基于所述第一LUT值和所述第一时间的所述第I次谐波频带乘法器，生成所述第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；和
至少部分基于所述第I次谐波频带的所述第一抽头LUT乘积和第I次谐波频带载波分量，生成第I次谐波频带输出；
对于所述第J次谐波频带：
至少部分基于所述功率放大器的所述N阶失真，生成第J次谐波频带指数；
至少部分基于所述第J次谐波频带指数，生成第J次谐波频带乘法器；
至少部分基于所述复合基带信号的所述第一幅度，从所述第J次谐波频带的第一抽头LUT中选择第二LUT值；
至少部分基于所述第二LUT值和所述第J次谐波频带乘法器，生成所述第J次谐波频带的第一抽头LUT乘积；和
至少部分基于所述第J谐波频带的所述第一抽头LUT乘积和第J次谐波频带载波分量，生成第J次谐波频带输出。
20.如权利要求17所述的方法，还包括：
至少部分基于所述功率放大器的所述N阶失真，生成所述第I次谐波频带的第I次谐波频带指数；
至少部分基于所述第I次谐波频带指数，生成第I次谐波频带乘法器；
至少部分基于在第一时间所述复合基带信号的第一幅度，从所述第I次谐波频带的第一抽头LUT中选择LUT值；
至少部分基于所述LUT值和所述第I次谐波频带乘法器，生成所述第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；
至少部分基于所述第I次谐波频带的所述第一抽头LUT乘积和第I次谐波频带载波分量，生成第I次谐波频带输出；
确定在第J次谐波频带处所述功率放大器的所述N阶失真的第一复合基函数的值，其中所述第一复合基函数至少部分基于所述复合基带信号；和
至少部分基于所述第一复合基函数，应用第一有限脉冲响应(FIR)过滤器以生成第一FIR响应。
宽带数字预失真
技术领域
背景技术
[0002] 例如用于移动电话的射频(RF)通信可以使用RF发射器中的RF功率放大器(PA)电路产生RF信号，RF信号通过空中传输到RF接收器。PA电路具有非线性增益特性，例如较高功率输出电平时发生的增益压缩，这可能导致较高功率电平时的信号失真。
[0003] 例如，美国专利6,342,810提到了通过使用预失真将放大器的传输特性的逆模型施加到放大器的输入信号以补偿放大器非线性的方法。这种预失真的目的是减少因为PA电路增益的非线性而引起的失真。发明内容
[0004] 除此之外，本发明人已经认为，使得功率放大器(PA)电路工作在非线性区(例如，增益压缩)，例如使用预失真补偿，可以提供一个或多个益处，例如提高放大器的效率和性能，降低功耗，减少废热生成，以及减少或避免对PA电路有源或无源冷却的需要，但是使用具有宽带输入信号的PA电路时可能会提出增加PA电路中失真和噪声的额外挑战。
[0005] 至少部分工作在非线性区的PA电路在宽频带上产生失真。例如，当PA电路放大载波调制输入信号时，PA电路生成在以载波频率和载波频率的谐波为中心处的失真项。当输入信号具有小于载波频率的带宽时，可以使用预失真补偿来校正以载波频率中心处的失真项，同时使用低通滤波去除载波频率谐波的失真项。然而当输入信号是具有相同或超过载波频率的带宽的宽带或超宽带信号时，输入信号频带可能与一个或多个载波频率谐波处的失真项重叠。这使得使用低通滤波难以去除谐波失真项，同时也不降低输入信号。
[0006] 除此之外，本文还解释了如何使用预失真补偿校正载波频率处的失真项以及校正一个或多个载波频率谐波处的失真项。例如，输入信号可以是和/或被转换成复合信号(例如，复合基带信号)，并且预失真补偿可以在复合项内完全或部分地工作。复合操作可以提供某些优点，包括例如较低的时钟频率和与现有通信链路更简单的兼容性。其他各种优点对于本领域技术人员将是显而易见的。
[0008] 在附图中，不一定按比例绘制，相同的数字从不同的视图描述相似的部件。具有不同字母后缀的相同的数字可以表示相似组件的不同实例。附图通过举例而不是限制的方式示出本文件中讨论的各种实施例。
[0009] 图1示出了具有宽带数字预失真的功率放大器(PA)系统的示例。
[0010] 图2-3示出了描述由功率放大器生成的信号和失真项的示例。
[0011] 图4是示出图1的PA电路的示例的图，包括具有多项式逼近模块的数字预失真(DPD)电路，多项式逼近模块至少部分地基于多项式逼近以确定预失真复合基带信号。
[0012] 图5是示出给定k的，特定阶项的预失真项信号的模型的示例的图。
[0013] 图6是示出可以DPD电路实现的复合查找表(LUT)组的示例的图，例如，替代部分或全部图4的多项式逼近模块的。
[0014] 图7是示出图1的PA电路的示例图，包括示例DPD适配电路的额外的细节。
[0015] 图8是示出LUT构建器模块和部分示例复合LUT级的示例的图。
[0016] 图9是示出实现具有混合DPD电路的宽带预失真PA电路的一个示例的图。
[0017] 图10是示出模拟复合基带信号的带宽和复合基带信号的模拟基函数项的扩展带宽的示例的图表。
[0018] 图11是示出图1的部分PA电路的图，具有带宽图以进一步说明图10所示的效果。
[0019] 图12示出了图1的PA电路的示例的图，配置以增加DPD电路的采样率。
[0021] 图14是示出图1的PA电路的示例的图，包括用于将预失真复合基带信号的校正项转换到频带的分量
[0022] 图15是示出包括双速率DPD路径的PA电路的示例的图。
[0024] 图17是表示图1的PA电路的示例的图，包括DPD电路的示例。
具体实施方式
[0025] 题为“混合模式数字预失真”的美国专利申请序列号________(代理人案卷号3867.160US1)在本文中同时提出并且以引用的方式并入本文。
[0026] 图1示出了具有宽带数字预失真的功率放大器(PA)系统100的示例。PA电路100可以用于各种不同的设置，包括例如用于诸如蜂窝网络传输的RF传输和/或用于通过有线电视网络或类似网络的电缆的传输。复合数字预失真(DPD)电路102可以以输入信号接收复合基带信号 (下面将更详细地描述数字上变频器(DUC)104。)复合基带信号 可以具有实部分量和正交分量。DPD电路102可以生成预失真复合基带信号 预失真复合基带信号 可以被提供给数模转换器(DAC)110(例如，经由通信链路108)。在一些示例中，DAC110还可以将预失真的复合基带信号 上变频到载波频率以生成传输信号v(t)，尽管其它示例可以使用分离的上变频器部件。传输信号v(t)可以被提供给功率放大器112，例如用于无线或有线传输。
[0027] DPD适配或训练电路106可以训练DPD电路102，例如，如本文所描述的。可以使用模数转换器(ADC)114对PA112的输出进行采样，以生成复合基带反馈信号 在图2所示的示例中，ADC114还下变频PA112的采样输出到基带，尽管在其它示例中可以使用分离的下变频器组件。ADC114可以向DPD训练电路106(例如，经由通信链路116)提供复合基带反馈信号DPD训练电路106还可以接收DPD电路102生成的预失真复合基带信号 基于预失真复合基带信号 和复合基带反馈信号 DPD适配电路106可以编程和/或更新DPD电
路102。本文描述了用于训练DPD电路102的附加示例，例如，就图7而言。
路102。本文描述了用于训练DPD电路102的附加示例，例如，就图7而言。
[0028] 在图1的示例中，DPD电路102从数字上变频器(DUC)104接收复合基带信号DUC104可以用在各种应用中，例如有线应用。例如，DUC104可以接收一组信道信号。每个信道信号可以是以基带为中心的复合信号。在一些有线电视应用中，每个信道信号表示一个电视频道。DUC104可以堆叠信道信号以生成复合基带信号。
[0029] 在简单的示例中，DUC104接收四个信道信号，每个信道具有带宽B，并且每个信道以频率B/2为中心。第一信道信号可以保持以B/2为中心。DUC104可以转换第二信道信号生成以3B/2为中心的转换后的第二信道信号。DUC104可以转换第三信道信号生成以5B/2为中心的转换后的第三信道信号，并且可以转换第四信道信号生成以7B/2为中心的转换后的第四信道信号。DUC104可以组合第一信道信号、转换的第二信道信号、转换的第三信道信号和转换的第三信道信号以生成复合基带信号。所得到的复合基带信号可以具有4B的带宽。虽然该示例包括四个信道信号，也可以由DUC104执行更多或更少的信道信号。此外，在一些示例中，信道可以以任何合适的顺序堆叠。此外，尽管DUC104接收的信道输入信号被描述为在DUC104处，在复合基带中被接收，但是在一些示例中，DUC104可以接收实信道信号并且将实信道信号转换为复合基带信号输出。此外，在一些示例中，DUC104的输出可以表示为实部信号，并且可以由后继的电路部件转换成复数形式。
[0030] 图1的示例示出了使用现场可编程门阵列(FPGA)118实现的PA电路100的配置。例如，DUC104、DPD电路102和DPD适配电路106被示出使用FPGA118实现。图1中没有使用FPGA118实现的组件或模块可以使用任何其他合适的硬件来实现。图1所示的通信链路108、116可以有助于FPGA118和PA电路100的各种其他组件之间的通信。通信链路108、116可以根据任何合适的协议进行配置，例如JESD204串行协议。尽管通信链路108、116被示为在FPGA118上，在一些示例中，通信协议108、116可以用不同的硬件组件来实现。此外，在一些示例中，DPD适配电路106可以不使用FPGA118实现，例如分离的数字信号处理器(DSP)(未示出)。例如，DPD适配电路106可以以比DPD电路102的工作更慢的时钟频率训练DPD电路102，使得DPD适配电路106在较慢的DSP而不是FPGA118上实现。
[0031] 图2-3示出了描述PA生成的信号和失真项的示例，例如PA112。图2是功率放大器的模型150，它示出了功率放大器引入到复合基带信号的项。在图2中，复合基带信号通过实分量 和虚或正交分量 表示。实和正交分量使用 表示的载波信号进行上变频，以生成调制信号x。当调制信号x被功率放大器作用时，如失真信号xk所示，则可能产生项152。
一阶项(k＝1)可能是调制信号x本身的放大表示。高阶项(k＞1)可能是失真项。
一阶项(k＝1)可能是调制信号x本身的放大表示。高阶项(k＞1)可能是失真项。
[0032] 图3是通过频率和功率谱密度示出功率放大器信号和失真项的示例的曲线图300。在其他示例中，功率放大器和复合基带信号的组合可以创建比图3中所示的更多或更少的项。在图3中，垂直轴相对于每周期每秒(dBc/Hz)的载波，按分贝标注项的功率谱密度。横轴表示以载波频率fc标注频率，可以等于θc/2π。图3示出各种阶的信号和失真项。示出了一阶、二阶、三阶、四阶和五阶。不是所有的PA电路都将呈现图3中所示的1、2、3、4和5中的每阶项。此外，某些PA电路将呈现图3未示出的附加失真项。
[0033] 图3所示的信号和失真项在横轴的多个谐波频带上分布。谐波频带是以载波频率的整数倍为中心。载波频率的整数倍也称为载波频率的谐波。0次谐波频带以零或直流(DC)为中心。示出了0次谐波频带的两个失真项，包括二阶失真项302(k＝2)和四阶失真项304(k＝4)。第一次谐波频带以载频为中心，并且包括三项：一阶信号项306(k＝1)、三阶失真项308(k＝3)和五阶失真项310(k＝5)。二次谐波频带以两倍载波频率为中心，并且包括两项：
二阶失真项312(k＝2)和四阶失真项314(k＝4)。第三次谐波频带以载波频率的三倍为中心，包括三项失真项316(k＝3)和五阶失真项318(k＝5)两项。第四次谐波频带以四倍载波频率为中心，并且包括一项、四阶失真项320(k＝4)。第五谐波频带以五倍载波频率为中心，并且包括一项、五阶失真项322(k＝5)。
二阶失真项312(k＝2)和四阶失真项314(k＝4)。第三次谐波频带以载波频率的三倍为中心，包括三项失真项316(k＝3)和五阶失真项318(k＝5)两项。第四次谐波频带以四倍载波频率为中心，并且包括一项、四阶失真项320(k＝4)。第五谐波频带以五倍载波频率为中心，并且包括一项、五阶失真项322(k＝5)。
[0035] 表1：
[0036]
[0037] 高阶失真(当存在时)可以以类似的方式呈现。例如，6阶失真可以表现为谐波频带0、2、4和6中的6阶失真项，其中第0次谐波频带项具有最高强度而高次谐波频带项具有较低的强度。此外，7阶失真可以表现为谐波频带1、3、5和的7阶失真项，其中第一次谐波频带项具有最高强度而较高谐波频带项具有较低的强度。
[0038] 不同的PA和复合基带信号的组合可以生成不同阶的失真项。DPD电路102可以配置以校正PA112生成的部分或全部失真项。在一些示例中，复合基带信号 可以具有大于载波频率的带宽的宽带信号，例如，比载波频率大十倍。在一些示例中，DPD电路102可以不考虑在复合基带信号 的带宽外，谐波频带处的失真项。此外，在一些示例中，DPD电路102可以不考虑值低得足以忽略的失真项(例如低于输出信号的本底噪声)。
[0039] DPD电路102可以配置以根据PA112生成项的模型生成预失真复合基带信号DPD电路102可以使用适用于非线性系统的任何模型。在一些示例中，DPD电路102可以基于Volterra系列模型生成。考虑到复合基带信号和记忆效应，Volterra系列模型可以建模PA112生成的失真项。例如，带限非线性系统的Volterra系列的表示(例如，仅在1次谐波频带附近的项)由下式[1]给出：
[0040]
[0041] 在等式[1]中，是复合基带信号，是复基带输出。值 是复合基带信号的复合共轭。在一些示例中，Volterra系列可以简化为记忆多项式，例如，如下式[2]所示：
[0042]
[0043] 在仅包括奇阶失真项的一些示例中，等式[2]可以还简化，如下式[3]所示：
[0044]
[0045] 当PA输出至少部分地取决于前一时刻的输入值(例如，复合基带信号值)时，发生记忆效应。在PA电路中，记忆效应可能由各种物理现象引起，例如功率放大器的发热。例如，功率放大器112的热行为以及其他效应可能取决于输入 的幅度。功率放大器产生的热量可能会随着时间的推移而消散。因此，由于功率放大器的温度引起的失真至少部分取决于复合基带信号 的先前的值。
[0046] 图4是示出包括具有多项式逼近模块202的DPD电路102的PA电路100的示例的图，该多项式近似逼近202至少部分地基于多项式逼近以确定预失真复合基带信号 例如，多项式逼近模块202可以配置使用Volterra系列的多项式逼近来建模PA112的失真项。多项式逼近可以包括多个基函数。基函数可以对应于DPD电路102的校正项。基函数的示例形式由下式[4]给出：
[0047]
[0048] 在等式1中，φk，k-2q是基函数。此外，k是基函数建模的项的阶，q是表示其中建模项出现的谐波频带的变量。例如，给定阶k的失真可以包括由k-2q给定的谐波频带中的项，其中q是从零到k/2的最低值。FIoor函数由 表示，可以返回小于或等于参数的最大整数。
[0049] 下表2示出了在频带(k-2q)＝0、1、2、3、4和5处，阶k＝1、2、3、4和5的基函数。
[0050] 表2：
[0051]
[0052]
[0053] 如图4中所示，多项式逼近模块202可以包括配置以接收复合基带信号 的基本生成器电路204，并且为每个基函数生成频率转换基函数值。频率转换基函数值可以是载波频率转换的基函数的值。下式[5]给出了频率转换基函数的示例形式：
[0054]
[0055] 在等式[5]中， 是频率转换基函数，ejθc是载波频率处的载波信号。
[0056] 多项式逼近模块202还可以包括具有多个抽头206a、206b、206n的有限脉冲响应(FIR)滤波器205。每个抽头206a、206b、206n可以对应于基函数。例如，每个抽头206a、206b、206n可以接收相应的频率转换基函数的值，并且生成复合基带FIR响应。示例抽头206a、
206b、206n的复合基带FIR响应由下式[6]给出：
206b、206n的复合基带FIR响应由下式[6]给出：
[0057]
[0058] 在等式[6]中， 是抽头在复合基带信号给定样本n下的复合基带FIR响应。此外，hkq(m)可以是抽头系数，可以由DPD适配电路106确定，如本文所描述的。在等式[6]所示的示例中，FIR滤波器205补偿记忆深度M.的记忆效应。例如，抽头系数是m的函数，其中m是给定样本n之前的样本数。抽头206a、206b、206n的记忆深度M可以表示给定样本下被认为发现给定抽头206a、206b、206n的复合基带FIR响应的记忆深度或给定样本n之前的样本数。因此，给定的抽头206a、206b、206n可以包括M抽头系数hkq(m)。
[0059] 每个抽头206a、206b、206n的复合基带FIR响应 可以在加法器208处相加，以生成预失真复合基带信号 在图4的示例中，预失真复合基带信号 可以由下式[7]给出：
[0060]
[0061] 图5是示出给定k的阶的项，预失真项信号 的模型500的示例的图。与图2类似，在图5中，复合基带信号 由实分量 和正交分量 表示。实和正交分量由表示为的载波信号上变频以生成调制信号x。当调制信号x被功率放大器作用时，则可以生成项
502，如失真信号xk所示。失真信号xk可以由下式[8]给出：
502，如失真信号xk所示。失真信号xk可以由下式[8]给出：
[0062]
[0063] 可以在框504处通过执行失真信号xk的希尔伯特变换找到预失真项
[0064] 希尔伯特变换可以表示为如下式[9]给出的基函数的线性和：
[0065]
[0066] 其中：
[0067] 使用预失真的记忆多项式结构，如等式[2]和[3]给出的一般形式，实模预失真信号v(n)可以由下式[10]给出：
[0068]
[0069] 在一些示例中，等式[10]可以概括为通用记忆多项式或Volterra系列形式。例如，等式[10]的通用版本可以由下式[11]给出：
[0070]
[0071] 等式[11]的复合模式等价可以由下式[12]给出：
[0072]
[0073] 考虑到等式[9]，通过下式[13]给出所有阶k(例如，由DPD电路102补偿的所有阶)的失真预失真复合基带信号
[0074]
[0075] 可以设置hk(m)ak，k-2qm等于hkq(m)，以产生下式[14]：
[0076]
[0077] 从等式[14]，由公式[6]给出的，复合基带FIR响应可以被提取因子，以产生由上式[7]提供的预失真复合基带信号的表达式。
[0078] 图6是示出可以DPD电路102实现的复合查找表(LUT)组600的示例的图，例如代替部分或全部多项式逼近模块202。例如，复合LUT组600可以是用于生成全部或分量的预失真复合基带信号 的替代机制。复合LUT组600可以在一个或多个谐波频带上校正偶次或奇次阶失真。(如下所解释，多个LUT组600可以在同时校正偶次和奇次失真项的实现中使用。)复合LUT组600可以包括级602a、602b、602c、602n。每级602a，602b，602c，602n可以生成预失真复合基带信号 的分量。级602a、602b、602c、602n生成的分量可以校正谐波频带中，相应级的失真项。
[0079] 复合LUT组600可以包括每个q值的级602a、602b、602c、602n，其中给定复合LUT组600的q的值由下式[14]给出：
[0080]
[0081] 在等式[15]，K是复合LUT组600所校正的最高阶失真项。配置到定级602a、602b、602c、602n的谐波频带可以由下式[16]给出：
[0082] HarmonicFrequencyZone＝2q+mod(K，2)[16]
[0083] 例如，如果复合LUT组600要校正5阶或少于5阶的奇次失真项，则K可以等于5。下表3给出了每级q和相应频带的值。等式[14]提供q的允许的值。等式[16]提供相应的谐波频带。
[0084] 表3：
[0085]q 谐波频带
0 1
1 3
2 5
0 1
1 3
2 5
[0086] 因此，当K＝5时，示例的复合LUT组600可以包括第一次谐波频带(例如以fc为中心)的第一级、第三次谐波频带的第二级(例如，以3fc为中心)以及第五次谐波频带的第三级(例如，以5fc为中心)。
[0087] 在一些示例中，复合LUT组600可以配置以校正满足下式[17]的阶的所有失真项：
[0088] mod(k，2)＝mod(K，2) [17]
[0089] 例如，如果K是奇数，则复合LUT组600可以配置以校正具有小于K且也是奇数的阶数K的项。此外，例如，如果K是偶数，则复合LUT组600可以配置以校正具有小于K且也是偶数的阶数K的项。如果DPD电路102校正偶次和奇次阶失真项，则可以包括两个复合LUT组600。例如，第一复合LUT组可以配置以具有等于所校正的最高阶偶数失真项的K。第二复合LUT组可以配置以具有等于所校正的最高级奇数失真项的K。
[0090] 如图6中所示，级602c的组件详细地说明了级602c的操作。其他级602a、602b、602i可以包括类似的组件。级602c可以包括复合查找表(LUTs)604a、604b、604i和复数乘法器611a、611b、611n。级602c可以包括M+1复合LUTS604a、604b、604i和M+1复数乘法器611a、
611b、611n，其中M是级602c的记忆深度。
611b、611n，其中M是级602c的记忆深度。
[0091] 级602c可以接收复合基带信号 并且可以生成等式[18]给出的谐波频带乘数器和等式[19]给出的复数乘数器：
[0092]
[0093]
[0094] 例如，谐波频带乘法器和复数乘数可以基于谐波频带指数，可以根据上式[16]获得。
[0095] 幅度模块606可以获得复合基带信号 的幅度 可以提供幅度 给延迟模块608b、608n的级联系列，它可以给复合LUT604b、604n提供延迟的幅度。每个复合LUT604a、604b、604i可以接收复合基带信号的幅度。例如，记忆层次零处的第一复合LUT604a可以接收来自幅度模块606的幅度 记忆层次1处的第二复数LUT604b可以接收来自延迟模块608b幅度 第i复合LUT604i可以接收幅度 其中M
是记忆深度。每个复合LUT604a、604b、604i可以根据接收的幅度来选择LUT值
例如，LUT值可以由等式[20]给出：
是记忆深度。每个复合LUT604a、604b、604i可以根据接收的幅度来选择LUT值
例如，LUT值可以由等式[20]给出：
[0096]
[0097] 如等式[18]所示，给定幅度的LUT值可以是复合LUT组600所校正的项的阶的总和。各自的复合LUT604a、604b、604i的LUT值可以在复数乘法器611a、611b、611i处使用相应的频带乘法器做乘法。例如，频带乘法器的值可以被提供给第二组级联延迟模块610a、610b、
610i。因此，每个复合LUT值可以乘以谐波频带乘法器的延迟版本，使用等于复合LUT604a、
604b、604i的记忆深度的若干样本进行延迟。加法器612可以对复数乘法器611a、611b、611i的乘积求和。总和可以在614处通过复数乘法器相乘，产生级602c的谐波频带的谐波频带预失真的复合基带信号 复合LUT组600的加法器616可以求和级602a、
602b、602i生成的谐波频带预失真的复合基带信号，从而产生预失真的基带信号
610i。因此，每个复合LUT值可以乘以谐波频带乘法器的延迟版本，使用等于复合LUT604a、
604b、604i的记忆深度的若干样本进行延迟。加法器612可以对复数乘法器611a、611b、611i的乘积求和。总和可以在614处通过复数乘法器相乘，产生级602c的谐波频带的谐波频带预失真的复合基带信号 复合LUT组600的加法器616可以求和级602a、
602b、602i生成的谐波频带预失真的复合基带信号，从而产生预失真的基带信号
[0098] LUT记忆组600也可以由等式[14]给出的预失真复合基带信号 的表达式导出。例如，等式[14]可以使用下式[21]重新组织：
[0099]
[0100] 在等式[21]中， 可以由等式[22]给出：
[0101]
[0102]
[0103] 可以忽略NCO阶段的延迟，θc(n-m)可以被θc(n)代替。这种简化可能导致相位偏移，可以被嵌入等式[21]的系数hkq(m)。预失真的复合基带信号 可以表述如下式[23]提到的：
[0104]
[0105] 在等式[23]中， 可以由上式[20]给出。如上所示，值可以被实现为具有将地址 作为LUT的地址的LUT。
[0106] 图7是示出图1的PA电路的示例的图，包括示例DPD适配电路106的附加细节。观测矢量模块702可以接收复合基带反馈信号 并且生成下式[24]给出的观测矢量 所观测的矢量 可以包括复合基带反馈信号的值：
[0107]
[0108] 在等式[24]中，运算符H表示厄米转置。类似地，时钟对准模块704和DPD向量模块706可以根据预失真复合基带信号 生成预失真的向量 预失真复合基带信号 可能
使用时钟对准模块704进行延迟。例如，时钟对准模块704可以通过通信链路108、DAC110、PA112、ADC114和通信链路116，使用等于预失真基带信号 的传播延迟的延迟时间延迟预失真基带信号 通过这种方式，预失真矢量 可以与观测矢量 对准。例如：
使用时钟对准模块704进行延迟。例如，时钟对准模块704可以通过通信链路108、DAC110、PA112、ADC114和通信链路116，使用等于预失真基带信号 的传播延迟的延迟时间延迟预失真基带信号 通过这种方式，预失真矢量 可以与观测矢量 对准。例如：
[0109]
[0110] DPD向量模块706可以累积预失真复合基带信号 的样本以形成预失真向量 例如，如上式[25]所示。
[0111] 基向量生成模块608可以接收 给定的预失真向量 和载波信号。使用这些输入，向量生成模块708可以生成预失真向量 的值的复合基矢量ψkq。复合基矢量ψkq可以由下式[26]给出：
[0112]
[0113] 如所描述的，复合基向量的元件可以是各种记忆深度m处的复合基函数 的值。复合基函数 的值可以被获得，例如，如下式[27]所示：
[0114]
[0115] 基向量生成模块708可以将复合基向量ψkq提供给基矩阵生成模块710，它可以聚合复合基向量ψkq生成下式[28]给出的基矩阵Ψ：
[0116] Ψ＝[ψ11，ψ21，...，ψKQ] [28]
[0117] 可以将基矩阵Ψ和观测矢量 提供给线性解算器模块712。线性解算器模块712可以生成DPD系数向量h，例如，如下式[29]所示：
[0118]
[0119] 在等式[29]中，H表示厄米转置运算符；μ是选择以抵消针对适应速率(例如，DPD电路的更新速率)的噪声抗扰度的实际定标器。项λ可以是选择以改善计算的数值调节的正则化因子。所得到的系数矩阵h可以由等式[30]给出：
[0120] h＝[h11，h21，…，hKQ] [30]
[0121] 系数h可以包括与多项式逼近模块202一起使用的DPD抽头系数。
[0122] 在使用部分或全部复合LUT组，例如600，的示例中，PA电路100还可以包括LUT构建器模块714。LUT构建器模块714可以是适配模块106的组件或分离组件。图8是示出LUT构建器模块714的一个示例和部分示例复合LUT级602c的示例的图。LUT构建器模块714可以接收系数h。子向量模块804可以配置为每个谐波频带从系数h提取子系数向量hKq(m)。例如，子系数向量hKq(m)由下式[31]给出：
[0123]
[0124] 从 到 的条目可以填充零。地址/调幅基模块806可以配置以生成由下式[32]给出的LUT地址基矩阵X。
[0125]
[0126] 基矩阵的大小可以是LUT的记忆深度 在等式[32]中， 是在复合基带振幅范围内变动的LUT地址索引。乘法器808可以生成基矩阵X和子系数向量hKq(m)的内积。乘法器808的结果可以用来填充复合LUT604a。曲线图802示出乘数器的值的示例。比外，在一些示例中，LUT值可以由等式[33]给出：
[0127]
[0128] 图9是示出实现具有混合DPD电路902的宽带预失真的PA电路的示例的图。混合DPD电路902可以包含多项式逼近模块202和复合LUT组600的各个方面。例如，混合DPD电路902可以为一个或多个谐波频带实现一个或多个LUT节点904，例如602a、602b、602i。可以使用类似于FIR滤波器205的FIR滤波器905来校正剩余频带。例如，FIR滤波器905可以忽略由LUT节点或节点904校正的频带项的抽头校正。例如，校正所有谐波频带域的FIR滤波器205可以包括具有 给定系数的抽头。FIR滤波器905可以具有相似的抽头，但是可以忽略具有等于已经LUT节点(例如904)校正的谐波频带的 值的系数的抽头。这样，FIR滤波器905可以校正一个或多个谐波频带，例如906和908。在一些示例中，使用LUT节点校正低谐波频带可能更有效，而FIR滤波器项可以更有效地校正高次谐波频带。
[0129] 在一些示例中，其中记忆深度最小但非线性阶高，利用LUT实现DPD电路102可能更有效。相反，在一些示例中，其中阶低，但记忆深，非线性FIR滤波器示例可能会更有效率，如图4中所示。在其他示例中，图9的混合或混合式方法是理想的。
[0130] 在一些示例中，DPD电路102使用的非线性校正项的带宽可能大于输入信号(例如，复合基带信号 )和输出信号(例如，输出信号 )的带宽。这种效果可以称为带宽扩展。例如，当使用全部或部分多项式逼近模块202时，基函数项 可以具有复合基带信号 的带宽的整数倍的带宽。图10是示出模拟复合基带信号 的带宽1002的示例和复合基带信号 的模拟基函数项的扩展带宽1004，1006的图。如所描述的，示例复合基带信号 的带宽是1GHz，从500MHz到500MHz。带宽1004可以对应于由下式[34]给出的第一谐波频带中的三阶失真项的基函数：
[0131]
[0132] 带宽1005可以对应于下式[35]给出的第三次谐波频带的三阶失真项的基函数：
[0133]
[0134] 基函数 和 都与 成正比，因此带宽约为复合基带信号带宽的三倍。例如，带宽1004、1006都是约3GHz，从-1.5GHz到1.5GHz。尽管图10的示例示出了多项式逼近模块的基函数的增加的带宽，LUT组600的内部信号，例如各个级602a、602b、602c、602i的复数乘法器611a、611b、611i的输出可以会发生类似的效果。
[0135] 图11是示出具有带宽图1102、1104、1106的PA电路100的一部分的图，以进一步说明图10所示的效果。图11示出了预失真复合基带信号 的带宽1102、基函数 的带宽和输出信号 的带宽。如图所示，基函数的带宽1104约是预失真复合基带信号 的带宽1102、1106和输出信号 的两倍。
[0136] 因为DPD电路102中的基函数项的带宽高于其输入或其输出，所以可能有必要增加DPD电路102的采样率(例如，上采样)，例如，避免混叠。图12示出了配置以增加DPD电路102的采样率的PA电路100的一个示例的图。图12中所示的PA电路100的示例包括定位以接收复合基带信号 并且向DPD电路102提供上采样复合基带信号的内插器电路1202。上采样复合基信号可以具有由等式[36]给出的有效采样频率：
[0137] FUS＝K×FS [36]
[0138] 在等式[37]中，Fus表示有效或上采样的复合基带信号采样频率。FS是复合基带信号 的原始采样频率，K是DPD电路102所校正的最高阶项。内插器电路1202可以利用任何合适的内插或上采样技术。例如，对于复合基带信号 的每个样本n，内插器电路1202可以添加样本n的K个副本以生成内插复合基带信号。DPD电路102可以对上采样的复合基带信号进行操作。以这种方式，DPD电路102可以表示在DPD电路102中生成的基函数和/或其他中间值的全部带宽(例如，由于下采样而没有产生混叠)。
[0139] 作用于上采样的复合基带信号，DPD电路102可以以采样率Fus生成上采样预失真复合基带信号。上采样预失真复合基带信号可以被提供给抽取器1204，抽取器1204可以对上采样的预失真复合基带信号进行下采样以生成预失真的基带信号 在一些示例中，对于上采样预失真基带信号的每个样本n，抽取器电路1204可以从上采样预失真基带信号中去除K-1样本。然而，可以使用任何合适的抽取或下采样技术。
[0140] 对于某些类型的失真项，上采样复合基带信号 以及随后下采样预失真复合基带信号 可能会降低预失真的有效性。例如，图13示出了DPD电路102和抽取器电路1204的示例用例，示出了在抽取期间如何无意地去除上采样预失真复合基带信号的实双边带项。图13包括在提供给DPD电路102之前的上采样复合基带信号的曲线图1302，在该示例中以上采样频率KFs工作。上采样复合基带信号可以包括±pf1和±pf2频率的实、双边带项。例如，具有2f1-f2和-2f1-f2频率的实双边带分量的3阶项可以如1304中所示的上采样预失真复合基带信号的单项2f1-f2复数模式表示。在某些情况下，该项可以落在由原始采样频率Fs表示的频带之外，而预失真复合基带信号的对应的实双边带项仍然在带内。因此，校正项2f1-f2可能在下采样之后丢失，但是相应的实失真项可能保留。例如，使用抽取可以去除复合带外项。
这些复合带外项可以对应于实带项，因此，它们的去除可能危及DPD电路102的工作。
这些复合带外项可以对应于实带项，因此，它们的去除可能危及DPD电路102的工作。
[0141] 图14是示出包括将预失真的复合基带信号的校正项转换成频带的组件的PA电路100的示例的图。在图14的示例中，DPD电路102可以工作在上采样频率Kfs。曲线图1410示出了描述带外边带项2f1-f2的上采样预失真复合基带信号。DPD电路102生成的上采样预失真复合基带信号可以被提供给实变换电路1402，其可以生成曲线1412所示的实预失真信号。
[0142] 在一些示例中，由于实变换电路1402将上采样预失真基带信号转换为实表达式，所以它也可以将带宽加倍到2KFs，引入负频率内容。如曲线图1412所示，实预失真信号包括上采样预失真复合基带的负频率校正项2f1-f2和相同校正项的正频率副本。可以将实预失真信号提供给希尔伯特变换电路1406，希尔伯特变换电路可以找到实预失真信号的希尔伯特变换。希尔伯特变换可以返回仅包括正频率项的输入的复数或分析的等值。结果可以是在上采样频率KFs上的校正的上采样预失真信号。校正的上采样预失真信号可以在乘法器1408处使用载波频率进行频率转换，产生具有转换成基带的正频率项的校正的上采样预失真基带信号。校正的上采样预失真复合基带信号可以被提供给抽取器1204，其可以返回预失真复合基带信号。
[0143] 图15是示出包括双速DPD路径的PA电路100的示例的图。如上所描述，作为项的阶的函数的基函数项(和DPD电路102的其他中间项)可能发生带宽扩展。例如，二阶项可以进行等于2Fs的带宽扩展，其中Fs是采样频率。然而，线性项(例如，一阶项)可能不进行任何带宽扩展。因此，在一些示例中，这些项可以以采样频率进行处理，而不降低预失真复合基带信号。在图15的示例中，PA电路100包括两个DPD校正路径，每个DPD校正路径接收复合基带信号
[0144] 非线性路径包括内插器电路1202、DPD电路102和抽取器电路1204，例如，如图12所描述的。因为针对非线性项(例如，二阶和二阶以上)发生带宽扩展，所以非线性路径中的处理可能是上采样频率(例如，Kfs)。在一些示例中，非线性路径还可以包括如图14的实转换电路1402和希尔伯特变换电路1406。在图15的例子中，DPD电路102可以配置以生成二阶和二阶以上的校正项。例如，当DPD电路102实现全部或部分多项式逼近模块202时，模块202可以配置以排除一阶项的抽头(例如，k＝1的基函数)。类似地，在DPD电路102实现全部或部分LUT组600的示例中，可以省略用于第一谐波频带的级。非线性路径的输出(例如，在抽取器电路1204处)可以是预失真复合基带信号的非线性分量。
[0145] 图15所示的线性路径包括线性DPD电路1502和复合时钟对准电路1504。线性DPD电路1502可以配置以生成线性校正项(例如，一阶的校正项)。例如，当线性DPD电路1502实现全部或部分多项式逼近模块202时，其可以仅包括一阶项的抽头(例如，其中k＝1的基函数)。例如，线性DPD电路1502可以包括具有单抽头和/或标量增益的单个FIR滤波器。类似地，在线性DPD电路1502实现全部或部分LUT组600的示例中，可以仅包括第一谐波频带的级。线性路径的输出可以是预失真复合基带信号的线性分量，其可以在加法器1506处与预失真复合基带信号的非线性分量相加以生成预失真复合基带信号。复数时钟对准电路1504可以提供时间延迟和/或相位偏移校正或旋转以对准线性DPD电路1502的输出与非线性路径DPD电路的输出。
[0146] 在某些示例中，图15所示的配置可以提供益处。例如，由于信号的线性部分没有经过内插器电路1202、抽取器电路1204和非线性路径的其他部件的处理，预失真复合基带信号的非线性部分的失真或减损可以被最小化。另外，在一些示例中，图15的配置可以降低实现非线性路径的成本。例如，抽取器电路1204可以将混叠引入到预失真复合基带信号。因此，抽取器电路1204可以包括一个或多个抗混叠滤波器以去除混叠图像。然而，预失真复合基带信号的非线性项可以具有比线性项约小30dB的幅度。结果是，抽取器电路1204可以用低阶滤波器来实现。
[0147] 在一些示例中，可以忽略高阶谐波频带的校正，而不会带来输出信号的实质性的降级。例如，图16是示出了通过频率和示出不同谐波频带中项的相对幅度的功率谱密度的示例功率放大器信号和失真项的曲线图1600。在图16中，类似于图3，垂直轴表示相对于每周期每秒(dBc/Hz)的载波，按分贝，项的功率谱密度。曲线图1600显示一阶项 二阶项三阶项 四阶项 和5阶项 如图3所示，5阶项 可以包括第一次谐波频带中的项1602，第三次谐波频带中的项1604以及第五次谐波频带中的项1606。四阶项 可以包括第零次谐波频带中的项1608，第二次谐波频带中的项1610以及第四次谐波频带中的项1612。三阶项 可以包括第一次谐波频带中的项1614和第三次谐波频带中的项1616。二阶项 可以包括第零次谐波频带的项1618和第二次谐波频带的项
1620。一阶项1622可以在第一阶频带处。曲线1600还示出相应的负频率项1602′、1604′、
1606′、1608′、1610′、1612′、1614′、1616′、1618′、1620′、1622′。
1620。一阶项1622可以在第一阶频带处。曲线1600还示出相应的负频率项1602′、1604′、
1606′、1608′、1610′、1612′、1614′、1616′、1618′、1620′、1622′。
[0148] 曲线图1600示出了项的幅度在高次谐波频带中减弱。例如，5阶项1606可以具有比第一次谐波频带中的5阶项1602的幅度低20dB的幅度。因此，在一些示例中，PA电路100可以配置以补偿特定阶的失真项(例如，5阶)，同时依次忽略最高频率项的补偿。图17是示出包括DPD电路102的示例的PA电路100的一个示例的图。示例DPD电路102包括模块1702a、1702b、1702i。可以使用任何合适数量的模块。每个模块1702a、1702b、1702i可以对应于谐波频带。例如，模块1702a、1702b、1702i可以是LUT节点，例如关于图6所描述，和/或如图4所描述的FIR滤波器。
[0149] 模块1702a、1702b、1702i可以配置以校正小于特定阶的全部失真项。例如，模块1702a、1702b、1702i可以校正至少高于由模块校正的最高谐波频带的阶的一些项。例如，DPD电路102可以包括两个模块1702a和1702b。模块1702a可以校正第一次谐波频带的项，包括第5和第3阶项。模块1702b可以校正第三次谐波频带中的项，包括第5和第3阶项。校正更高次谐波频带的附加模块可以省略或禁用。在本例中，第五次谐波频带中的5阶项未被校正。例如，第五次谐波频带中的五阶项可以具有明显低于第一次和第三次谐波频带中的其他五阶项的幅度。模块1702a，1702b，1702i还可以配置以用于其他频带和失真项的组合。在另一示例中，模块1702a、1702b、1702i可以配置以校正第零次和第二次谐波频带中四阶项，同时忽略第四次谐波频带中的四阶项的校正。在另一示例中，模块1702a、1702b、1702i可以配置以校正在第零次、第二次和第四次谐波频带中的六阶项，同时忽略第六次谐波频带中的六阶项的校正。在另一示例中，模块1702a、1702b、1702i可以配置以忽略第七次谐波频带中的七阶项的校正，校正第一次、第三次和第五谐波频带中的七阶项。
[0150] 各种注释和示例
[0151] 示例1是一种系统，它包括：数字预失真电路，被编程以：接收复合基带信号；并且生成预失真信号，生成预失真信号包括：向复合基带信号施加在以载频的第1次谐波为中心的第1次谐波频带处的功率放大器的N阶失真的的第一次校正；并且向复合基带信号施加在以载频的第J次谐波为中心的第J次谐波频带处的N阶失真施加的第二次校正。
[0152] 在示例2中，示例1的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以：至少部分地基于复合基信号，确定在第I次谐波频带处的N阶失真的第一复合基函数的值；至少部分地基于复合基信号，确定在第I次谐波频带处的N阶失真的第二复合基函数的值；至少部分地基于第一复合基函数的值，应用第一有限脉冲响应(FIR)滤波器生成第一FIR响应；并且至少部分地基于第二复合基函数的值，应用第二FIR滤波器生成第二FIR响应。
[0153] 在示例3中，示例2的主题可选地包括其中数字预失真电路还被编程以在确定第一复合基函数的值之前，将使用载波频率转换第一复合基函数。
[0154] 在示例4中，示例2-3中任一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以：至少部分地基于功率放大器的输出接收复合反馈信号；将复合反馈信号与预失真信号进行比较；并且至少部分地基于复合反馈信号与预失真信号的比较来确定第一FIR滤波器的系数。
[0155] 在示例5中，示例2-4中的任何一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以：至少部分地基于功率放大器的输出接收复合反馈信号；至少部分地基于复合反馈信号生成反馈矩阵；生成第1次谐波频带基向量包括包括第一多个复合基函数值，第一多个复合基函数值包括第一复合基函数的值；生成第J次谐波频带基向量包括第二多个复合基函数的值，第二多个复合基函数值包括第二复合基函数的值；生成第一频带基矢量和第二频带基矢量的基矩阵包括；将基矩阵与反馈矩阵进行比较；并且至少部分地基于基矩阵与反馈矩阵的比较来确定第一FIR滤波器的系数。
[0156] 在示例6中，示例2-5中的任何一个或多个的主题可选地包括其中第一复合基函数的值至少部分地基于第一时间的复合基带信号的第一值，其中数字预失真电路还被编程以：在第一时间将第一FIR滤波器的第一抽头应用到复合基带信号的第一值；并且在第一时间之前的第二时间将第一FIR滤波器的第二抽头应用到复合基带信号的第二值。
[0157] 在示例7中，示例1-6中任一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以：在第一时间确定复合基带信号的第一幅度；对于I次谐波频带：至少部分地基于功率放大器的N阶失真生成第I次谐波频带指数；至少部分地基于第I次谐波频带指数，为第一时间生成第I次谐波频带乘法器；至少部分地基于复合基带信号的第一幅度，从第I谐波频带的第一抽头LUT中选择第一查找表(LUT)值；至少部分地基于第一LUT值和第一时间的第I次谐波频带乘法器生成第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；并且至少部分地基于第一谐波频带和第I谐波频带载波分量的第一抽头LUT乘积生成第I谐波频带输出；对于第J次谐波频带：至少部分地基于功率放大器的N阶失真产生第J次谐波频带指数；至少部分地基于第J次谐波频带指数生成第J次谐波频带乘法器；至少部分地基于复合基带信号的第一幅度，从第J次谐波频带的第一抽头LUT中选择第二LUT值；至少部分地基于第二LUT值和第J次谐波频带乘法器生成于第J次谐波频带的第一抽头LUT乘积；并且至少部分地基于第J次谐波频带和第J次谐波频带载波分量的第一抽头LUT乘积生成第J次谐波频带输出
[0158] 在示例8中，示例7的主题可选地包括其中在第一时间第I谐波频带乘法器的生成包括在第一时间将复合基带信号的第一值提高到第I次谐波频带指数。
[0159] 在示例9中，示例7-8中的任何一个或多个的主题可选地包括其中第一谐波频率的第一抽头LUT乘积的生成包括将第一LUT值和第I次谐波频带乘法器相乘。
[0160] 在示例10中，示例7-9中的任何一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以对于第I次谐波频带：在第一时间之前的第二时间确定复合基带信号的第二幅度；至少部分地基于第I次谐波频带指数和第二次复合基带信号的第二值，在第二时间生成第I次谐波频带乘法器；至少部分地基于复合基带信号的第二幅度，从第I次谐波频带的第二抽头LUT中选择第三查找表(LUT)值；并且至少部分地基于第三LUT值和第I次谐波频带乘法器在第二时间生成第I谐波频带的第二抽头LUT乘积，其中第I次谐波频带输出也至少部分地基于第二抽头LUT乘积
[0161] 在示例11中，示例7-10中的任何一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还被编程以：至少部分地基于功率放大器的输出接收复合反馈信号；将复合反馈信号与预失真信号进行比较；并且至少部分地基于比较来填充第一抽头LUT。
[0162] 在示例12中，示例1-11中任一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以：至少部分地基于功率放大器的N阶失真生成第I次谐波频带的第I次谐波频带指数；至少部分地基于第I次谐波频带指数生成生第I次谐波频带乘法器；至少部分地基于在第一时间的复合基带信号的第一幅度，从第一谐波频带的第一抽头LUT中选择LUT值；至少部分地基于LUT值和第I次谐波频带乘法器生成第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；并且至少部分地基于第一谐波频带的第一抽头LUT乘积和第I谐波频带的载波分量生成第I次谐波频带输出；确定在第J次谐波频带处的功率放大器的N阶失真的第一复合基函数的值，其中第一复合基函数至少部分地基于复合基带信号；并且至少部分地基于第一复合基函数的值应用第一有限脉冲响应(FIR)滤波器生成第一FIR响应。
[0163] 在示例13中，示例1-12中任一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以上采样复合基带信号以生成上采样复合基带信号，其中应用第一校正和应用第二校正至少部分地基于上采样基带信号。
[0164] 示例14中，示例1-13中的任何一个或多个的主题可选地包括其中数字预失真电路被还编程以：上采样复合基带信号到上采样频率，生成上采样复合基带信号，其中预失真信号处于上采样频率；确定预失真信号的实分量；并将希尔伯特变换应用于预失真信号的实分量。
[0165] 在示例15中，示例1-14中任一个或多个主题可选地包括其中预失真信号的生成还包括：上采样复合基带信号以生成上采样复合基带信号，其中至少部分地基于上采样复合基带信号，应用第一校正和应用第二校正；以及至少部分地基于复合基带信号，向复合基带信号施加在以载波频率为中心的第K次谐波频带上功率放大器的一阶项的第三校正。
[0166] 在示例16中，示例1-15中任一项或多项的主题可选地包括其中第J次谐波频带是数字预失真电路所校正的最高频区，并且其中N大于J。
[0167] 示例17是一种方法，包括：接收复合基带信号；并且生成预失真信号，其中生成包括：向复合基带信号施加在以载波的约第I谐波为中心的第I谐波频带的功率放大器的N阶失真的的第一校正；向复合基带信号施加在与载波的第I次谐波不同的载波频率，以约第J次谐波为中心的第J谐波频带的N阶失真的第二校正。
[0168] 在示例18中，示例17的主题可选地包括至少部分地基于复合基带信号确定第I谐波频带的N阶失真的第一复合基函数的值；至少部分地基于复合基带信号，确定第I谐波频带的N阶失真的第二复合基函数的值；至少部分地基于第一复合基函数的值，应用第一有限脉冲响应(FIR)滤波器生成第一FIR响应；以及至少部分地基于第二复合基函数的值，应用第二FIR滤波器生成第二FIR响应。
[0169] 在示例19中，示例17-18中的任何一个或多个的主题可选地包括在第一时间确定复合基带信号的第一幅度；对于I次谐波频带：至少部分地基于功率放大器的N阶失真产生第I次谐波频率指数；至少部分地基于第I次谐波频带指数，在第一时间生成第1次谐波频带乘法器；至少部分地基于复合基带信号的第一幅度，从第I谐波频带的第一抽头LUT中选择第一查询表(LUT)值；至少部分地基于第一LUT值和第一时间的第I次谐波频带乘法器生成第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；以及至少部分地基于第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积和第I次谐波频带载波分量生成第I谐波频带输出；对于第J次谐波频带：至少部分地基于功率放大器的N阶失真生成第J次谐波频带指数；至少部分地基于第J次谐波频带指数生成第J次谐波频带乘法器；至少部分地基于复合基带信号的第一幅度，从第J次谐波频带的第一抽头LUT中选择第二LUT值；至少部分地基于第二LUT值和第J次谐波频带乘法器生成第J次谐波频带的第一抽头LUT乘积；以及至少部分地基于第J次谐波频带的第一抽头LUT乘积和第J次谐波频带载波分量生成第J次谐波频带输出。
[0170] 在示例20中，示例17-19中的任何一个或多个的主题可选地包括至少部分地基于功率放大器的N阶失真生成第I次谐波频带的第I次谐波频带指数；至少部分地基于第I次谐波频带指数生成第I次谐波频带乘法器；至少部分地基于第一时间的复合基带信号的第一幅度从第I次谐波频带的第一抽头LUT中选择LUT值；至少部分地基于LUT值和第I次谐波频带乘法器生成第I次谐波频带的第一抽头LUT乘积；
[0171] 上述详细描述包括对作为详细描述的一部分的附图的引用。附图通过描述的方式示出了可以实施本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也称为“示例”。这些示例可以包括除了所示出或所描述之外元件。然而，本发明人还考虑了仅提供示出或描述的那些元件的示例。此外，本发明人还考虑了关于特定示例(或其一个或多个方面)或相对于本文所示或描述的其它示例(或其一个或多个方面)，使用所示或所描述(或其一个或多个方面)的那些示例的任何组合或置换的示例。
[0172] 如果本文档与通过引用并入的任何文档之间的使用不一致，则以本文档的用法为主。
[0173] 在本文件中，专利文献中常用的术语“一个”或“一个”包括一个或多于一个，独立于“至少一个”或“一个或多个”的任何其他实例或用法。在本文件中，术语“或”用于指非排他性的，例如“A或B”包括“A但非B”，“B但非A”，和“A且B”，除非另有说明。在本文中，术语“包括”和“其中”用作各自术语“包括”和“其中”的简明英文等效词。此外，在以下权利要求中，术语“包含”和“包括”是开放式的，也就是说，包含除了在权利要求中的术语之后列出的那些的元件的系统、设备、文章、组成，形式化或过程仍然被认为属于该权利要求的范围。此外，在下面的权利要求中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标签，并不意图对其对象强加数值的要求。
[0174] 几何术语，例如“平行”、“垂直”、“圆形”或“平方”不是要求绝对数学精度，除非上下文另有说明。相反，这样的几何术语允许由于制造或等效函数而引起变化。例如，如果将元件描述为“圆形”或“大致圆形”，则非精确圆形的部件(例如，稍长方形或多边形的部件)仍然包含在该描述中。
[0176] 本文讨论的任何一种或多种技术(例如，方法论)可以在机器上执行。在各种实施例中，机器可以作为独立设备运行，或者可以连接(例如，互联)到其他机器。在网络部署时，机器可以在服务器，客户端机器或服务器-客户机网络环境的能力中运行。在一个示例中，机器可以在对等(P2P)(或其他分布式)网络环境中充当对等机。该机器可以是个人计算机(PC)、平板电脑、机顶盒(STB)、个人数字助理(PDA)、移动电话，网络设备、网络路由器，交换机或网桥，或能够执行指定该机器要采取的操作的指令(顺序或其他)的任何机器。此外，虽然仅示出了单个机器，但是术语“机器”还应被视为包括单独地或共同地执行一组(或多组)指令以执行本文所讨论的任何一种或多种方法的机器集合，如云计算、软件即服务(SaaS)，其他计算机集群配置。
[0177] 如本文所述的示例可以包括逻辑电路或多个组件或机械，或可由其操作。电路组是在包括硬件(例如简单电路、门电路、逻辑电路等)在有形实体上实现的电路的集合。电路集中的组员关系可能随着时间的推移而可伸缩，以硬件的可变性为基础。电路组包括可以在运行时单独或组合地执行指特定操作的成员。在一个示例中，电路组的硬件可以被不变地设计以执行特定的操作(例如硬连线)在一个示例中，电路组的硬件可以包括可变地连接的物理组件(例如，执行单元、晶体管，简单电路等)，包括可以物理修改的、计算机可读介质(例如，磁性的、电子的、不变的大量粒子的可移动配置，等)以编码特定操作的指令。在连接物理部件时，硬件部件的基本电气特性例如从绝缘体变为导体，反之亦然被改变。这些指令可以使得嵌入式硬件(例如，执行单元或加载装置)能够经由可变连接来创建硬件中的电路组的成员，以便在操作时执行部分特定操作。因此，当设备运行时，计算机可读介质通信地耦合到电路组件的其它部件。在一个示例中，任何物理组件可以用于多于一个电路组的多于一个的组件中。例如，在运行中，在一个时间点时执行单元可以用于第一电路组的第一电路并且由第一个电路组中的第二个电路重用，或者在不同的时间由第二电路组的第三电路重用。
[0178] 本文描述的系统和方法的特定实现可以涉及包括硬件处理器(例如，中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU))、硬件处理器核、或其任何组合)、主存储器和静态存储器的机器(例如，计算机系统)，其中的一些或全部可以经由互连(例如，总线)彼此通信。该机器还可以包括显示单元、字母数字输入设备(例如，键盘)和用户界面(UI)导航设备(例如，鼠标)。在一个示例中，显示单元、输入设备和UI导航设备可以是触摸屏显示器。该机器还可以附加地包括存储设备(例如，驱动单元)、信号发生设备(例如，扬声器)、网络接口设备以及一个或多个传感器，例如全球定位系统(GPS)传感器、罗盘、加速度计或其他传感器。该机器可以包括例如连接以进行通信或控制一个或多个外围设备(例如，打印机，读卡器等)的串行(例如，通用串行总线(USB)、并行或其它有线或无线(例如，红外(IR))、近场通信(NFC)等)输出控制器。
[0179] 存储设备可以包括机器可读介质，在其上存储由本文所描述的任何一个或多个技术或功能所体现或使用的一组或多组指令(例如，软件)或数据结构。该指令还可以完全地或至少部分地驻留在主存储器内、在静态存储器内，或者在由机器执行期间在硬件处理器内。在一个示例中，硬件处理器、主存储器、静态存储器或存储设备的一个或任何组合可以构成机器可读介质。
[0180] 虽然机器可读介质可以包括单一介质，术语“机器可读介质”可以包括被配置以存储一个或多个指令的单一或多个介质(例如，集中式或分布式数据库和/或相关联的高速缓存和服务器)。
[0181] 术语“机器可读介质”可以包括能够存储、编码或传递由机器执行的指令并使机器执行本公开的任何一种或多种技术的任何介质，或者能够存储，编码或传递这些指令使用或与之相关的数据结构。非限制性机器可读介质示例可以包括固态存储器，以及光学和磁性介质。在一个示例中，大规模机器可读介质包括具有多个具有大量不变(例如静止)颗粒的机器可读介质。因此，大量的机器可读介质不是短暂的传播信号。大规模的机器可读介质的具体示例可以包括：非易失性存储器，例如半导体存储器件(例如，电可编程只读存储器(EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM))和闪存器件；磁盘，如内部硬盘和可移动磁盘；磁光盘；和CD-ROM和DVD-ROM磁盘。
[0182] 还可以通过使用传输介质的通信网络发送或接收指令，经由使用(例如，帧中继、因特网协议(IP)、传输控制协议(TCP)、用户数据报协议(UDP)、超文本传输协议(HTTP)等)多种传输协议中的任何一种网络接口设备。示例通信网络可以包括局域网(LAN)、广域网(WAN)，分组数据网络(例如，因特网)、移动电话网络(例如，蜂窝网络)、普通老式电话(POTS)网络、和无线数据网络(例如，被称为 的(IEEE)802.11系列标准，被称为的IEEE802.16标准系列的协会)，IEEE802.15.4标准系列对等(P2P)网络等。在一个示例中，网络接口设备可以包括一个或多个物理插孔(例如，以太网、同轴或电话插孔)或一个或多个连接到通信网络的天线。在一个示例中，网络接口设备可以包括多个天线，以使用单输入多输出(SIMO)、多输入多输出(MIMO)或多输入单输出(MISO)技术的至少一个进行无线通信。术语“传输介质”应被视为包括能够存储、编码或传递由机器执行的指令的任何无形介质，并且包括数字或模拟通信信号或其他无形介质以便于这种软件的通信。
[0183] 本文描述的方法示例可以是至少部分地机器或计算机实现的。一些示例可以包括编码有可操作以配置电子设备以执行如上述示例中所描述的方法的指令的计算机可读介质或机器可读介质。这种方法的实现可以包括例如微代码、汇编语言代码、更高级语言代码等的代码。这样的代码可以包括用于执行各种方法的计算机可读指令。代码可以形成计算机程序产品的一部分。此外，在一个示例中，代码可以有形地存储在一个或多个易失性、非暂时性或非易失性有形计算机可读介质上，例如在执行期间或在其它时间。这些有形的计算机可读介质的示例可以包括但不限于硬盘、可移动磁盘、可移动光盘(例如，光盘和数字视频盘)、磁带盒、存储卡或存储棒、随机存取存储器RAM)、只读存储器(ROM)等。
[0184] 以上描述旨在是说明性的而不是限制性的。例如，上述实施例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。可以使用其它实施例，例如本领域普通技术人员在阅读上述描述之后。摘要提供符合37C.F.R.§1.72(b)，允许读者快速确定技术披露的性质。提交它的理解是，它不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。另外，在上述详细描述中，各种特征可以被分组在一起以简化本公开。这不应被解释为未声明的特征任何权利要求都是至关重要的。相反，本发明的主题可以位于少于特定公开的实施例的所有特征中。因此，以下权利要求书作为示例或实施例被并入详细描述中，其中每个权利要求独立地作为单独的实施例，并且预期这些实施例可以以各种组合或排列彼此组合。本发明的范围应参照所附权利要求以及这些权利要求的等同物的全部范围来确定。
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