背景技术
[0001] 本文中描述的
发明一般涉及通过多
导线线缆的高速通信，并且更具体地说，涉及增大通过多导线线缆的OFDM通信的数据率。
[0002] 数字订户线路(DSL)提供比以前的拨号线路更高数据率的高速因特网连接。DSL利用从家庭到交换机（exchange）的电话线路将支持比300 Hz-3.4 kHz电话音频
信号在更高得多的
频率的信号的实际情况。为了使得能够常规电话操作与DSL操作同时运行，DSL使用
滤波器将谱分割成用于常规电话的DC+音频和大约100 kHz到1 MHz的高
频率范围，或对于DSL的高级形式甚至更高。
[0003] 虽然DSL经
铜线线缆提供高速通信，但常规DSL和其它基于铜线的通信当前不能输送允许在单个家庭中几台不同TV上独立的HDTV节目选择所要求的大约40-60 Mb/s的总数据率。相反，基于铜线的通信只能提供称为IPTV的极有限的TV服务，该服务具有有限的数据率，该数据率限制接收节目的
质量，并且不允许在家中同时观看几个TV节目。截然相反的是，可用于有线和卫星通信的更高带宽使得有线和卫星公司能够为单个家庭中的多台TV提供完全TV服务，包括除话音和因特网服务外的多个HDTV服务。因此，有线和卫星通信公司当前与经其传统铜线
基础设施提供服务的电话公司相比具有竞争优势。另一方面铜线基础设施的优点是它提供对每个订户独特的一个或多个铜线对，这允许在交换机进行要输送的服务或节目的选择。
[0004] 增大DSL通信通过铜线的数据率有多个障碍。例如，每单位长度铜线的线路衰减在更高的DSL频率增大。因此，随着与交换机的距离增大，在更高频率的
信噪比(SNR)降低。SNR考虑事项因此限制了最大可使用频率和/或限制了最大可使用调制
星座，并因此限制了比特/秒/赫兹。此外，相同线缆中不同双绞线上信号之间的串扰也恶化了SNR。另外，长波、中波和短波无线电广播也使用用于DSL操作的相同频率范围。现有无屏蔽线路因此可遭受强无线电站造成的外部干扰，这可遮蔽部分谱。
[0005] 串扰和外部干扰一般情况下增大了多对铜线线缆上的噪声级别，超
过热噪声(kT)级别相当大的量。例如，多对线缆的噪声级别可以是-140 dBm/Hz，而kT=-173 dBm/Hz。
比热噪声级别更高的这33 dB将到交换机的线缆距离限制到几公里，并因此限制使用诸如256 QAM和甚至65536 QAM等更高阶QAM信号星座能够成功调制和解调的带宽的比特/秒/赫兹的数量。
[0006] 当前铜线基础设施可利用多种技术降低串扰和/或外部干扰。用于降低在不同导线上DSL信号之间串扰的最常见技术称为“动态谱管理”(DSM)。DSM通过避免同时在相邻导线中使用相同副载波来降低串扰。虽然DSM在使用线缆中不到所有导线时是有效的，但在使用所有导线时，例如，在希望有最高数据率时，DSM明显没那么有效。
[0007] 另一种串扰降低技术要求所有DSL信号在相同用户的
调制解调器终止。然而，此技术仅在线缆中的所有DSL信号在例如房屋等相同终端站终止时才可用，并且因此不适用于从路边分线盒到交换机的携带用于不同用户的DSL信号的线缆。
[0008] 线缆制造商也可在制造多导线线缆时考虑串扰问题，如参考文献1“Overview Over Transmission Media I”所述的。例如，线缆制造商可循环可随机改变每个对相对于每个其它对的排列，以便在电容或电感耦合中的任何残余阻抗从给定对到每个其它对均匀分布。此类线缆编织（weave）的结果是除在整个线缆长度上与其扭绞在一起的相同对的另一导线外，从每个导线到每个其它导线的电容是额定相等的。类似地，除在整个线缆长度上与其扭绞在一起的相同对的另一导线外，在任何导线与任何其它导线之间的互感是定额相等的。然而，导线间电容和互感的相等程度是极其线缆相关的。
[0009] 无论所有这些选择如何，铜线基础设施当前不能输送提供完全TV服务（特别是HDTV服务）到单个家庭中多台TV所必需的数据率。因此，铜线公司有巨大的动
力来研究输送将支持多个HDTV节目输送到多个家庭的数据率的方式，由此允许这些公司与有线和卫星公司有效地竞争。
发明内容
[0010] 本发明提供用于基于导线的通信系统的降低多导线线缆中的干扰以增大多导线线缆上可用的数据率的各种要素。广义而言，本发明应用至少一个码映射矩阵到
输入信号以生成对应于多导线线缆的每个导线的导线映射的信号，使得每个导线映射的信号包括应用到码映射矩阵的所有输入信号的不同组合。在这样做时，本发明有利于串扰降低，并因此提供增大多导线线缆的数据率能力的技术。
[0011] 更具体地说，根据本发明的传送系统和传送方法处理三个或更多输入信号以便沿包括三个或更多导线的多导线线缆进行传送，其中，多导线线缆为每个输入信号包括导线，以及其中，输入信号之一包括空（null）信号。所述传送系统包括导线映射
电路和传送器。导线映射电路将导线映射码矩阵应用到输入信号以便为每个导线生成导线映射的信号，使得每个导线映射的信号包括所有输入信号的不同组合。所述传送器基于对应导线映射的信号为每个导线生成传送信号，并且通过对应传送信号来驱动每个导线。如本文中进一步详细所述的，应用到输入信号的导线映射
进程降低了多导线线缆（特别是双绞线多导线线缆）造成的串扰，这增大了多导线线缆上可用的总数据率。
[0012] 根据本发明的接收系统和接收方法处理经包括三个或更多导线的多导线线缆所接收的三个或更多信号，其中，每个导线携带不同的信号。所述接收系统包括接收器和解映射电路。接收器处理接收的信号以估计与每个导线相关联的导线映射的信号。解映射电路将解映射码矩阵应用到导线映射的信号以估计解映射的信号流，使得每个解映射的信号流包括所有导线映射的信号的不同组合，其中，每个解映射的信号流对应于不同的导线，并且其中，解映射的信号流之一对应于空信号流。
[0013] 传送和接收系统可用于分别传送和接收具有一个或多个副载波或副载波组的多载波信号。对于多副载波或多副载波组示例，传送系统的一个示范导线映射电路包括多个导线映射单元，每个副载波或副载波组一个导线映射单元，并且传送器包括每导线一个多副载波
调制器。每个导线映射单元将单元特定导线映射码矩阵应用到来自每个输入信号的符号，以便为每个导线生成导线映射的信号的分量，其中，每个导线映射的信号分量包括所有对应输入信号的不同组合，以及其中，一个导线映射单元所生成的所有导线映射的信号分量对应于相同的副载波或副载波组。因此，多个导线映射单元的每个单元输出每个导线映射的信号的特定副载波或副载波组所关联的导线映射的信号分量。导线映射电路因此为每个导线生成导线映射的信号，其中，每个导线映射的信号包括为每个副载波或副载波组包括导线映射的信号分量。每个调制器调制对应导线映射的信号以生成多载波传送信号。
[0014] 类似地，多载波接收系统的解映射电路包括多个解映射单元，并且接收器为每个导线包括解调器。每个解调器解调经对应导线所接收的多副载波信号，以估计与对应导线相关联的导线映射的信号，其中，每个导线映射的信号为每个副载波或副载波组包括导线映射的信号分量。每个解映射单元将单元特定解映射码矩阵应用到与对应副载波或副载波组相关联的导线映射的信号分量，以便为每个解映射的信号流估计与对应副载波或副载波组相关联的符号，其中，每个符号包括所有对应输入导线映射的信号分量的不同组合。
[0015] 本发明也可组合接收和传送系统，以生成处理例如包含预期用于多个家庭或用户
位置的信号的线缆等大的多导线线缆上接收的信号的转发器，以用于例如在各个家庭或用户位置上终止的线缆等更小的多导线线缆上的重新传送。更具体地说，转发器包括接收系统，以便处理经第一多导线线缆接收的信号以生成与第一多导线线缆中每个导线相关联的解映射的信号流。接收的信号的数量等于第一多导线线缆中导线的数量，并且接收的信号至少之一对应于空信号。转发器还包括多个传送系统，每个传送系统连接到不同的第二多导线线缆，并且每个传送系统配置成处理与多个第二多导线线缆之一相关联的解映射的信号流，以用于经对应第二多导线线缆的重新传送。每个第二多导线线缆为每个对应重新传送信号包括导线。如同各个传送和接收系统的情况一样，转发器可配置用于一个或多个副载波或副载波组。
附图说明
[0016] 图1示出常规幻象电路。
[0017] 图2示出幻象电路的每个导线上存在的信号组合。
[0018] 图3根据本发明的一个
实施例示出由多导线线缆耦合的传送和接收系统。
[0019] 图4示出对于本发明的一个示范导线映射电路在图3的多导线线缆的每个导线上存在的信号组合。
[0020] 图5A和5B根据一个示范实施例，分别示出图3的传送和接收系统的另外细节。
[0021] 图6示出用于指派不同传送信号到不同导线的示范协议。
[0022] 图7示出地下多导线线缆的示范模型。
[0023] 图8示出用于8对多导线线缆的示范电容矩阵。
[0024] 图9示出用于8对多导线线缆的另一示范电容矩阵。
[0025] 图10示出用于两对导线的示范终端布置。
[0026] 图11示出每OFDM副载波的示范傅立叶码编组。
[0027] 图12示出傅立叶模式的衰减与频率的示范曲线图。
[0028] 图13根据本发明的一个示范实施例，示出用于将在大的多导线线缆上接收的信号使用更小的多导线线缆重新传送到适当目的地的转发器。
[0029] 图14示出带有未调配的（uncommitted）连接的示范路由器单元。
[0031] 图16A和16B根据另一示范实施例，分别示出图3的传送和接收系统的另外细节。
具体实施方式
[0032] 本发明使得铜线基础设施能够以例如40-60 Mb/s来传送高数据率信号到例如各个家庭等各个终端站。为此，本发明提供传送系统、接收系统和/或转发器，它们分别生成传送信号以便沿多导线线缆传送，处理经多导线线缆所接收的信号，以及经多个更小的多导线线缆重新传送大的多导线线缆上接收的信号。虽然下述内容根据具有多个副载波的OFDM信号描述本发明，但将领会到，本发明也适用于具有单个副载波或频带的信号及具有多个副载波组的信号。此外，虽然以下内容根据具有多个双绞导线的线缆来描述本发明，但将领会到，本发明不要求双绞线线缆，并且适用于任何多导线线缆。
[0033] 本发明的传送系统处理三个或更多输入信号，以生成传送信号以便沿包括三个或更多导线的多导线线缆传送，其中，每个导线对应于不同的输入信号，以及其中，输入信号之一包括空信号。在一个示范实施例中，传送系统包括OFDM传送系统，OFDM传送系统包括为每个OFDM副载波包括导线映射单元的导线映射电路和传送器。为降低串扰，并因此增大可实现的数据率，导线映射单元应用导线映射码矩阵到输入信号，以生成用于每个导线的导线映射的信号，其中，每个导线映射的信号包括所有输入信号的不同组合。更具体地说，在导线映射电路中的每个导线映射单元应用单元特定导线映射码矩阵到来自与相同OFDM副载波相关联的每个输入信号的符号，以生成用于每个导线的导线映射的信号的副载波特定分量，使得单个导线映射单元输出的每个副载波特定分量包括输入该导线映射单元的所有符号的不同组合。每个导线映射的信号包括与特定导线相关联的多个导线映射单元输出的所有副载波特定分量的汇集。传送系统随后基于对应导线映射的信号，生成用于每个导线的OFDM传送信号。将领会到，每个导线映射单元可对应于不同的副载波组，而不是各个副载波。
[0034] 每个OFDM传送信号沿多导线线缆的不同导线传播到接收系统，它们在其中被接收和处理以估计原输入信号。为此，接收系统包括接收器的解映射电路，解映射电路包括用于每个OFDM副载波的解映射单元。接收器处理接收的信号以估计与每个导线相关联的导线映射的信号，其中，每个导线映射的信号包括用于每个OFDM副载波的副载波特定分量。每个解映射单元应用单元特定解映射码矩阵到来自对应于相同OFDM副载波的所有导线映射的信号的分量，以生成用于多个解映射的符号流的副载波特定符号估计，其中，解映射的符号流的数量等于接收的信号的数量，以及其中，每个副载波特定符号估计包括所有对应副载波特定导线映射的信号分量的不同组合。将领会到，每个解映射单元可对应于不同的副载波组，而不是各个副载波。
[0035] 考虑包括M个导线的多导线线缆携带包括每个导线上 N个副载波的OFDM传送信号的情况。在此示例中，在传送系统中的导线映射电路包括N个导线映射单元，每个副载波一个单元。每个导线映射单元应用单元特定导线映射码矩阵到与对应OFDM副载波相关联的输入信号的M个符号，以生成 M个副载波特定导线映射的信号分量，M个导线映射的信号的每个信号一个分量。传送器随后基于N个对应导线映射的信号分量生成用于每个导线的OFDM传送信号。类似地，接收系统中的接收器处理接收的信号以生成用于每个导线的导线映射的信号，每个导线映射的信号包括N个导线映射的信号分量，每个OFDM副载波一个分量。在接收系统中的解映射电路包括N个解映射单元，每个副载波一个单元。每个解映射单元应用单元特定解映射码矩阵到与对应OFDM副载波相关联的M个导线映射的信号分量，以生成M个副载波特定符号，M个解映射的信号流的每个信号流一个符号。
[0036] 本发明的传送和接收系统可还共同在远程传送系统与远程接收系统之间布置的转发器中使用，其中，转发器是路边分线盒的一部分，并被设计成在预期用于各个家庭的更小多导线线缆之间分发经大的多导线线缆所接收的预期用于多个家庭的信号。具体而言，转发器中的接收系统如上所述处理经大的多导线线缆所接收的信号，以生成对应于每个引入导线的解映射的信号流。转发器包括用于每个引出多导线线缆的传送系统。每个传送系统处理预期用于特定家庭，并因此与特定引出多导线线缆相关联的解映射的信号流，如上所述以生成传送信号以便沿对应多导线线缆传送。
[0037] 为了更好地理解本发明的细节，下述内容先描述与当前多导线线缆通信系统相关联的细节和问题。有线线路电话公司一般安装包括比末端位置实际使用更多的双绞导线的多导线线缆。更具体地说，机器在地下牵引的线缆要具有一定的强度以承受通常单对线缆不提供的安装进程。为解决此问题和/或提供备用导线以用于潜在的将来服务和/或防止导线故障，即使常规电话操作一般只依赖线缆中的一个或两个双绞线，美国的有线线路电话公司一般安装在路边分线盒与例如家庭等末端位置之间包括五对双绞导线的线缆。
[0038] 附连到家庭侧的示范网络接口盒(NIB)一般终止从路边分线盒索引到家庭的线缆，并且与家庭布线进行接口。通常，用于NIB的输入线缆包括五条双绞导线，其中只两个双绞线实际用于两个电话号码，DSL服务由双绞线之一提供。
[0039] 示范路边分线盒包括连接到路边分线盒的单条地下线缆的25对导线，其中，25对在使用5条家庭特定线缆的5个家庭之间分割，每个家庭包括五条双绞导线。将领会到，在大的多导线线缆和更小的家庭特定线缆两者中利用的双绞线大多时候是在不活动状态，这是因为并非所有人在家中或者始终同时使用通信服务。
[0040] 本发明的一个目的是允许经NID连接到家庭的现有铜线向每个家庭输送适合支持例如HDTV节目等几个远程
选定高数据率TV节目的数据率，由此支持在每个家庭的几个房间的每个房间中观看不同的HDTV节目，并且允许有线线路公司作为
捆绑服务的供应商有效地竞争。诸如TV等服务预期将比例如电话或因特网服务更持续使用线缆，但在足够数量的家庭上平均时，平均“Erlang加载”因素预期稍微小于提供的峰值业务速率，由此提供一定的统计复用增益。
[0041] 向家庭提供更高数据率的一种方式是使用L个双绞导线提供 L个并行DSL流。然而，此类配置提供的性能受多个因素阻碍，包括一个信号对另一信号的串扰和在线路上存在的高噪声级别，一般比热噪声高33 dB。
[0042] 当前现有DSL调制解调器为每个双绞线独立解码信号，并且因此不能轻松补偿由于在相邻双绞线中另一信号的存在而产生的串扰。不能轻松补偿串扰是当前分开的DSL信号在不同订户的家庭中终止的实际情况造成的，这使得两个分开的DSL调制解调器难以协调解码两个信号。其它系统通过提供在相同订户位置联合解码几个DSL信号的调制解调器来解决此问题。在此情况下，使用L条双绞导线输送 L个DSL信号到家庭并且联合解码它们以补偿串扰，这称为“接合(bonding)”。然而，接合只在路边分线盒起作用，之后，订户线缆可被绞接到包含用于其它订户的DSL信号的更大线缆中，对这些信号因此不能联合解码。另外，当前技术未利用线缆上的噪声可在不同对或不同导线之间高度相关的实际情况。
[0043] 本发明通过考虑在本文中称为“正交向量DSL调制解调器”的一种新型调制解调器而有效地处理相关噪声以便改进性能，该调制解调器将多个并行DSL流联合解码，大量去除了在不同导线之间相关的噪声和串扰。通过考虑在例如路边分线盒等绞接点在本文中称为转发器的有源电路，处理订户线缆绞接到更大线缆中的问题。有源电路将从不同订户接收的信号重新复用和重组成适用于更大线缆的形式，且反之亦然。
[0044] 在L条双绞导线上提供 L个并行DSL流虽然在
现有技术中已有考虑，然而，在进行带有非联合解码信号的绞接时，它被认为是不能实行的，但本发明不只是如此。相反，本发明利用了M=2L个导线能够支持 M个独立传送信号的实际情况，其中，在没有诸如外护套等良好地回路的情况下，独立传送信号之一从对业务无用的共模信号得到。由于现有地下线缆不具有此类外护套，因此，对业务数据使用共模信号是不可能的。然而，共模信号能够显示相关噪声，并且可因此在接收器进行处理，有着一定的益处。剩余的M-1个信号可支持M-1个并行DSL信号。通常，本发明从包括一个空输入信号的M个输入信号生成 M个传送信号，以便沿M个导线传送，其中，M个导线不一定包括双绞导线，以及其中，M不一定是偶数。
[0045] 图1先示出称为“幻象电路”的传统有线线路电话的现有技术概念。图1示出包括第一平衡线路20的多导线线缆，包括第一对导线22-1、22-2的第一平衡线路提供用于第一通信信道的第一连接，而包括第二对导线26-1、26-2的第二平衡线路24提供用于第二通信信道的第二连接。在每个平衡线路20、24的每一端，平衡到
不平衡变换器（transformer）10、12、30、32将平衡线路20、24连接到不平衡源或负载，如用于信号S1、S2的普通常规电话(POT)。第三电路可在变换器10，12的
中心抽头到变换器30，32的中心抽头之间形成，并用于携带第三信号S3，只要变换器中心抽头提供实际上可能的准确平衡，第三信号便不与信号S1或 S2混合。
[0046] 第三通信信道有效地使用并行（例如，同相）的每个平衡线路的两个导线以形成第三平衡线路。在前两条平衡线路20、24包括双绞导线的情况下，线路20、24能够进一步相互扭绞在一起，以便幻象电路也将双绞线有效地用于第三平衡线路。幻象电路今天很少（如果曾经有过）被使用，主要是因为幻象电路要求接入订户设备的线路变换器的中心抽头，从而使得提供三个电路到不同订户变得困难。通过本发明，这不是问题，这是因为所有此类电路将由相同订户用于获得更高数据率。值得注意的是，幻象电路的环路
电阻是双绞线电路的环路电阻的一半。分析显示，在用于DSL信号时，每公里衰减与频率特性因此对于幻象电路比常规电路优越，并且因此能够提供更高数据率及更多并行电路。
[0047] 图2示出如何在常规幻象电路的四个导线上支持三个信号S1、S2和 S3。线路20的导线22-1携带S1+S3，而线路20的导线22-2携带-S1+S3。对于线路24，导线26-1携带S2-S3，而导线26-2携带–S2-S3。此信号布置构成在四个导线上的三种正交模式，所有它们由于使用 S1、 S2和 S3而是“推拉”或平衡模式。同相驱动所有导线的第四模式将也与这三种模式正交，但除非添加第五个导线作为用于该第四种模式的地回路，否则，它不能使用。
[0048] 如图1和2所示，现有技术的幻象电路不对其三个电路均等使用所有导线。因此，应用到每个导线的传送信号不包括所有三个输入信号的组合。更具体地说，S1和 S2只出现在四个导线的两个导线的每个导线上，而S3出现在所有四个导线上。另外，用于 S3电路的环路电阻是S1和 S2电路的环路电阻的一半，这能够为该模式产生更低得多的线路损耗。
[0049] 图3示出用于本发明的通信系统，通信系统将所有输入信号的不同组合映射到多导线线缆200中的不同导线以增大通过铜线基础设施可用的数据率。图3的通信系统包括传送系统100、包括M个导线的多导线线缆200及接收系统300。传送系统100映射 M个输入信号S1、S2、...SM的每个信号的不同组合到多导线线缆中的不同导线210，而接收系统300将M个接收的信号解映射，以生成原输入信号的 M个估计 。更具体地说，传送系统100包括处理器110、导线映射电路120和传送器150。处理器110控制传送器的操作。导线映射电路120应用导线映射码矩阵到输入信号S1、S2、...SM，以生成导线映射的信号Sw1、Sw2、...、SwM，M个导线的每个导线一个信号，使得每个导线映射的信号 SwM包括所有输入信号的不同组合。传送器150从导线映射的信号生成传送信号，并且在每个导线210上传送不同信号。
[0050] 连接到传送器150的导线210捆绑成多导线线缆，该多导线线缆将导线210连接到在另一端的接收系统300。接收系统300包括处理器310、接收器320和解映射电路350。处理器310控制接收系统300的操作。接收器320从每个导线接收信号，并且估计导线映射的信号 ，每个导线一个信号。解映射电路350应用解映射的码矩阵到导线
映射的信号，以生成解映射的符号流 ，使得每个解映射的符号流包括所有输入导线映射的信号估计的不同组合。理想的是，解映射的符号流 约计应用到另一端的传送系统100的输入信号S1、S2、...SM。
[0051] 导线映射电路120和解映射电路350应用的映射矩阵形成输入到对应电路的所有信号的不同组合。每个组合表示一种模式，其中，模式在一些实施例中是正交的。为了简明，下述内容讨论导线映射码矩阵，但将领会到，相同的逻辑适用于解映射码矩阵。
[0052] 考虑M=4并且导线映射矩阵包括Walsh-Hadamard码矩阵的示例。在导线映射码矩阵包括Walsh-Hadamard码矩阵时，导线映射电路120为四个导线210生成的导线映射的信号Sw1、Sw2、Sw3、Sw4是：
[0053]
[0054] 其中，Sw1表示共模。每个导线映射的信号由如图4所示的四个导线（两个双绞线）之一支持。如图4所示，输入信号S1驱动所有四个导线同相，并因此将形成净
电流，这在没有地回路的情况下不能得到支持。因此，输入信号S1设为0，以便它包括空信号。将领会到，包括S1是为了完整性，并且有利于本发明的数学描述。其它三个输入信号 S2、S3、S4全部在相等数量的导线上以正负版本存在，并且由于没有净电流流入或流出用于这些信号的线缆末端，因此在没有地回路的情况下得到支持。
[0055] Walsh-Hadamard码只为等于2的某个次幂的导线数量存在。为实现更大的一般性，可备选使用傅立叶码。通过经由2π/M或其倍数的
相位角，包括0（用于 S1）逐渐旋转单位向量，由此获得是复值的M个正交码，从而构建长度 M的傅立叶码。复值码能够应用到是复值的信号，如OFDM副载波的调制的值。对于M=4，相位级数是0、90°、180°和270°。傅立叶矩阵系数因此对于0°相位级数是 ，对于90°相位级数是
，对于180°相位级数是 ，以及对于270°相位级数是 。因此，在
导线映射码矩阵包括傅立叶矩阵时，为四个导线210生成的导线映射的信号Sw1、Sw2、Sw3、Sw4是：
[0056]
[0057] 这些导线映射的信号也可如图4所示由四个导线（两个双绞线）支持。下面进一步讨论应用特定导线映射的信号到特定导线的策略。
[0058] 上述内容相对于具有单个频带的传送信号概括讨论图3的传送和接收系统。然而，将领会到，本发明也适用于包括多个副载波或副载波组的传送信号，例如，包括多个OFDM副载波的OFDM传送信号。
[0059] 图5A和5B示出示范传送和接收系统100，300的
框图，所述系统接纳包括多个符号（每个符号与不同副载波或副载波组相关联）的输入信号。根据本发明的一个实施例的多载波传送系统100包括导线映射电路120和传送器150，导线映射电路120包括用于每个副载波或副载波组的导线映射单元122，传送器包括用于多导线线缆200的每个导线210的调制器152和线路
驱动器154。与第一副载波（其中，M表示输入信号的数量）相关联的数据符号的第一向量输入对应于第一副载波的导线映射单元122-1。导线映射单元122-1应用单元特定导线映射码矩阵到对应首先的副载波符号（到映射码上）。结果包括与第一副载波相关联的导线映射的信号向量。将领会到，输入符号向量s和导线映射的信号向量sw
可以是
复合体。类似地，每个剩余的导线映射单元122-2到122-N应用对应单元特定导线映射码矩阵到与对应副载波相关联的副载波特定符号向量
，以生成对应导线映射的信号向量 。因此，导线映射电路120输出N个导线映射的信号向量 ，N个OFDM副载波的每个副载波一个向量，每个
向量包括用于每个导线的导线映射的信号分量。
[0060] 随后，传送器150中的第一调制器152-1应用N点IFFT到与第一导线210-1相关联的导线映射的信号（该信号包括对应于第一导线的导线映射的信号向量的副载波特定分量，例如， ），以获得用于第一导线的调制的
波形，如，其中， 表示对应于第n个副载波的传送波形样本。类
似地，剩余的调制器152-2到152-M应用IFFT进程到对应导线映射的信号，以获得用于每个导线的调制的波形，每个调制的波形包括用于每个副载波的波形样本。在波形样本是复合体时，随后通过组合乘以N个余弦波形样本集合的
实部和乘以 N个
正弦波形样本集合的
虚部，正交调制每个调制的波形，这可以是线路驱动器154的一部分，由此获得用于对应导线，能够进行
数模转换并应用到指派的导线的传送信号。诸如对循环前缀、抗
混叠滤波等的需要与否等许多细节已为了简明而被省略，但在OFDM领域中是公知的。
[0061] OFDM接收系统300反向执行类似的OFDM操作。图5B所示的示范OFDM接收系统300包括接收器320和解映射单元350。接收器320包括用于M个导线210-m的每个导线的线路接收器322-m和解调器324-m。经第一导线210-1接收的信号由线路接收器322-1和解调器324-1如上所述处理以估计用于第一导线的导线映射的信号。剩余的线路接收器322-m和解调器对324-m每个类似地处理经对应导线210-m接收的信号，以估计用于对应导线210-m的导线映射的信号。
[0062] 对应于第一副载波的导线映射的信号分量被编组成导线映射的信号向量。用于第一副载波的导线映射的信号向量应用到解映射电路350的第一解映射单元352-1。解映射电路350应用单元特定解映射矩阵到输入导线映射的信号向量，以估计与用于每个导线的第一副载波相关联的解映射的符号。
剩余导线映射单元352-m类似地应用单元特定解映射矩阵到对应导线映射的信号向量，以估计用于每个导线的对应副载波的解映射符号。因
此，解映射电路350生成解映射的符号流 ，每个导线一个符号流，其中，每个解映射的符号流包括用于每个副载波的解映射的符号。
[0063] 如上所提及的，信号到导线指派策略可用于有利于本发明的串扰和噪声降低工作。例如，在后面以数学方式讨论，用于图4的信号到导线指派的策略选择信号组合对以占用相同双绞线的两个导线，使得选定信号的导线映射的信号分量作为额定同相版本或额定180°异相版本存在。因此， 被指派到双绞线220的一个导线210，而
被指派到相同双绞线220的另一个导线210，这是因为Sw1和 Sw2的类
似分量是额定同相或额定异相。例如，Sw1和 Sw2的信号 S1和 S3在相同双绞线220的两个导线210上额定同相，而Sw1和 Sw2的 S2和 S4在相同双绞线220的两个导线210上额定180°异相。如果两个组合 和 已指派到双绞线220的
相同导线210，则信号S2将在相同双绞线220的两个导线210上额定90°异相。类似地，S4将在相同双绞线220的两个导线210上额定90°异相。因此，根据信号到导线指派，在信号的传播特性方面存在差别。如下进一步讨论的，本发明可包括确定最佳指派，这能够在处理器110内以
电子方式来执行，或者在设置过程期间手动来执行。
[0064] 用于图4的指派策略可用于任何数量的导线。例如，图6示出用于指派从十六个输入信号得到的十六个导线映射的信号到由八个双绞线组成的十六个导线的部分布置。16个傅立叶码绕对应于用于生成它们的累进相位角的圆圈被写入。因此，组合使用0°相位级数并对应于共模，示为在0°（12点钟），并且用于90°相位级数的组合示为在绕圆圈的90°（3点钟）等。为获得期望的额定同
相/180°异相关系，在相同双绞导线中的导线通常将被指派到圆圈相对部分上的导线映射的信号。例如，在从带有0°相位级数的导线映射的信号得到的传送信号被指派到双绞线中的一个导线时，在相同双绞线中的另一导线可被指派到从带有180°相位级数的导线映射的信号得到的传送信号。类似地，在从带有45°相位级数的导线映射的信号得到的传送信号被指派到双绞线中的一个导线时，在相同双绞线中的另一导线可被指派到从带有225°相位级数的导线映射的信号得到的传送信号。相同的策略可用于线缆200中的剩余导线
210。
[0065] 此外，可存在导线指派策略的某一方面，该方面决定束中的哪个双绞线最适合用于给定直径上对置的信号对。在一些情况中，信号到导线指派可事先确定并以机械方式实现。在其它实施例中，信号到导线指派可根据分析测试信号的一些数学
算法来确定，并以处理器110、310内以电子方式来实现，而无需重新布线或电子机械交换组件，例如
中继器。无论何时存在整数数量的组成导线对，此类电子信号到导线指派便是可能的。如果导线故障将发生，留下奇数量的组成导线，则可不使用上述指派策略，其中，几乎在直径上对置的傅立叶组合分配到每个组成双绞线，并且剩余组合分配到剩余导线。例如，如果输入信号的十个傅立叶组合应用到五对线缆，其中，用于此示例的导线映射电路120包括十点DFT，例如，配置为(5*2)点FFT，在一个导线发生故障时，剩余九个导线能够用于九点DFT的九个组合，配置成(3*3)点FFT。即使DFT大小是主要的，使用Winograd公式化的更快计算方法也是可用的。还能够选择省略使用故障对的另一导线；然而，故障导线和任何其它省略的导线仍可在接收系统300用于提供有关在剩余信号携带导线上相关干扰的提示。
[0066] 现在将进行例如图4的S1、S2、S3、S5或图6的 S1、S2、S3、...、S16等以数学方式支持上述指派策略的向量化信号的传播的数学分析。假设单条传送线路具有每单位长度的阻抗 和每单位长度的导纳 ，其中，R表示每单位长度的电阻，L表示每单位长度的电感，G表示每单位长度的分路损耗电导（通常是可忽略的），以及 C表示每单位长度的电容。在沿传送导线的方向x用于电流和
电压的传播的微分方程是：
[0067] ，和 (3)
[0068]
[0069] 其中，方程(3)反映每单位长度电压的损耗，并且方程(4)每单位长度电流的损耗。求解这些方程是通过再次求方程(3)的微分而得到：
[0070]
[0071] 并代入方程(4)的dI/dx而获得：
[0072]
[0073] 对方程(6)的解是：
[0074]
[0075] 这分别表示向前和向后传送的波，复常数c1、c2通过在线缆末端为每个频率ω应用边界条件而得以确定。传播常数表示为 ，这在R=G=0的情况下完全是虚的，以便复指数只描述每单位长度的传播
相移而不描述传播损耗。然而，如果R或 G为非零，则传播常数将具有描述每单位长度损耗的实部。
[0076] 上述分析是用于带有地回路的单条传送线路。现在为向量情况扩展此理论。我们现在具有在M条传送导线上存在的M个电压 V和 M个电流I，并且即使地回路最终将不使用，也假设有地回路。现在，通过矩阵方程描述由于电流产生的每单位长度电压的损耗：
[0077]
[0078] 其中， 包括每单位长度的MxM矩阵，并且每单位长度电流的损耗描述为：
[0079]
[0080] 其中， 包括每单位长度导纳的MxM矩阵。使用如用于方程(3)和(4)相同的过程，得到：
[0081]
[0082] 现在为M导线线缆确定矩阵 和 的性质。
[0083] 图7示出用于直埋多导线线缆的等效电路。导纳矩阵 主要从导线间电容Cij形成，其将在i和 j是双绞线的两个导线时最大，例如在每米20与30 pF之间，因为它们对于它们的整个长度是邻近的。对于i和 j是不同双绞线的导线的情况，Cij的值小得多，例如，如果两个双绞线对于其整个长度保持相互相邻，则大约是从一个双绞线到另一双绞线的每单位长度总电容的四分之一。然而，如在“Overview Over Transmission Media I”中所述，多对线缆200的编织型式（pattern）经故意选择，使得从任何给定导线210到除相同双绞线220的另一导线外的任何另一导线210的电容和电感耦合在足够长度的线缆上平均时是相同的。除i和j是相同双绞线的索引，或者i=j外（这种情况下，它描述导线对外部环境的自电容），电容矩阵因此将至少额定包括相等的值Cij。对于任何双绞线220，视给定双绞线在束外与在束内相比的经常程度而定，自电容接近匹配，但对于不同双绞线不可以是相同值。
同样地，线缆200的编织型式经常是故意选择的，以便每个双绞线220在外部获得总长度的相同份额，其中，其场被显露于有损地。
[0084] 由直埋线缆200周围的湿土形成的有损地因此由连接到所有自电容Cii的汇接处（junction）的有损电阻来建模，这使得只要Cii和 Cij相同，损耗便对平衡的信号无影响。线缆规范提供了此电容和能够预期的不平衡的一些示例。
[0085] 图9示出用于包括16个导线的8对线缆的额定电容矩阵。根据导纳矩阵电流惯例，非对角项具有负号。此矩阵与适合单元中的jω相乘将此电容矩阵转换为导纳矩阵。从任何导线到任何事物的总电容是44 pF/m，而从任何导线到相同双绞线的另一导线的电容是22 pF/m。因此，在任何双绞线上，对于平衡模式，电容是33 pF/m (22+(44-22)/2)，这对应于速度因子为0.8时125Ω的特性阻抗。
[0086] 因此，通过计算电容器的 矩阵，将其倒置，加上
土壤有损电阻的阻抗，并随后重新倒置以获得净导纳矩阵，能够计算 矩阵，例如，
[0087]
[0088] 其中， 包括每个元素等于Rloss的16x16矩阵。
[0089] 矩阵包括线路有损电阻部分， 这只不过是对角的。对角值等于双绞线每单位长度的环路电阻的一半，并且预期对于给定线缆是准确相等的值。Rloss值根据已知公式在高频率由于趋肤效应而增大，该公式将AC电阻表示为因子乘以DC电阻。
[0090] 每
单位长度电感包括自电感部分Lii或 Lij和互电感部分 Lij。认为是Lii和 Lij的值对应于每个双绞线的测量的阻抗特性和如图1所示幻象电路的阻抗。由于导线绝缘的介电是造成与光的
真空速度有速度偏差的仅有因素，因此，在所有波模式通过大致相同速度因子传播的假设下，在电容矩阵与电感矩阵之间存在关系。此关系能够用于从理想的无损线缆的电容矩阵来确定电感矩阵。
[0091] 注意，图8的电容矩阵具有称为循环移位矩阵的矩阵结构。图9转而示出用于不同导线指派的电容矩阵。在图9中，导线1和2形成第一双绞线，导线3和4形成第二双绞线，并以此类推。能够看到的是，图9的矩阵不是循环移位矩阵。然而，它是带有列的加扰次序的循环移位矩阵。然而，图8无加扰列次序的循环移位矩阵的使用具有对本发明有用的属性，即，电容矩阵由DFT矩阵对角化。循环移位矩阵由DFT矩阵对角化，这是公知的，给出表达式 和 ，其中， 是对角的。这些表达式在根据本发明执行信号到导线的指派时产生。通过诸如图9的其它导线指派，该矩阵不是由DFT矩阵对角化。然而，它将通过带有重新排序的行和列的DFT矩阵对角化，但这正好相当于将导线指派更改回用于图8的那些指派。
[0092] 循环移位矩阵的倒置是 ，这在除以jω时是电容矩阵的阻抗矩阵，并且也是循环移位矩阵。来自图7的模型的湿地的有损电阻随后添加到每个元素，而不损坏其循环移位结构。因此，倒置导纳矩阵仍可以使用DFT矩阵对角化，并进行倒置以获得对角化的导纳矩阵 ，其中，所有地损耗仅是共模项的项中出现。地损耗不更改对应于其它傅立叶模式的对角项。代入
方程(9)中的导纳矩阵 ，获得：
[0093]
[0094] 或者
[0095]
[0096] 定义 和 获得：
[0097]
[0098] 由于现在对角的矩阵，方程(14)可分离成用于每个傅立叶模式的方程(4)的形式的方程。
[0099] 因此，指派导线映射的信号到导线，使得电容矩阵是循环移位矩阵允许M导线线缆200支持M个信号 的独立传播，i=1到M，额定无互耦合。第一模式i=1具有每单位长度有效导纳，该导纳由于周围湿土而是有损的，并且对于非DC或低频率用处更低；因此，第一模式对应于共模。然而，其它M-1个模式对于携带高速通信信号有用。
[0100] 为了使M-1个傅立叶模式传播而无互耦合，方程(3)中的 矩阵由相同DFT矩阵对角化也是有益的。即使不是如此，也仍可能通过将矩阵 编写如下而对角化方程(10)：
[0101]
[0102] 其中， 表示 的本征向量的矩阵，允许方程(10)分离成用于模式i=1到M的M个方程中，如：
[0103]
[0104] 其中， 。在方程(16)中， 是用于模式(i)的传播常数的平方。
[0105] 如果方程(8)中的矩阵 也由DFT矩阵对角化，则上述本征向量 的矩阵也将是DFT矩阵，并且M个傅立叶模式将传播线缆的长度，额定无互耦合。此示例将作为基准情况，由于不确切满足此准则的线缆编织而与其的偏离由传送器、接收器或两者中的校正矩阵或均衡器来处理。
[0106] 用于基准情况的电感矩阵因此能够通过考虑完美的无损线路的情况来得到，传播常数的平方将是定义传播速度的负实数。另外，能够假设用于所有模式的传播速度υ极为接近，例如，等于在真空中光速的0.8，这是因为对于所有模式，有效
介电常数被假设为是导线绝缘与气隙的相同混合体。甚至共模能够在无损情况下被假设为具有相同传播常数。显然，没有一种模式能够具有大于光的传播速度，这因此对可能的电感矩阵设置了一些限制。
[0107] 因此， ，其中， 表示对解化电感矩阵， 表示MxM单位矩阵，以及υ表示以每秒米为单位的传播速度。因此，用于理想线路的电感矩阵能够从用于理想线路的电容矩阵计算得出。如果使用理想电感矩阵，并且假设同质线缆结构，则将发现矩阵 已经是对角的，从而暗示即使使用不平衡模式，给定导线上的信号也不耦合到任何其它导线上的信号。
[0108] 由于在高频率的欧姆损耗和趋肤效应，通过添加
串联有损电阻，获得用于非理想线路的电感矩阵。在使用有损阻抗和导纳矩阵时，结果 矩阵将不再是对角的，表明在单个导线上的信号确实耦合到所有其它导线。然而，由于所有电感、电阻 、 及 矩阵由FFT/DFT对角化，傅立叶模式的传播仍独立进行，并且它们不额定耦合。
[0109] 将领会到，傅立叶码信号组合的使用只是用于本发明的基准，该基准似乎适合地下电话线缆的额定特性。然而，在本文中考虑的使用其它均衡以降低模式间干扰时，其它均衡有效地形成导线映射的信号组合，在匹配当时在使用更通常描述为本征模的模式的特定线缆所要求的任何程度内，这些组合不同于基准傅立叶组合。均衡器能够在逐OFDM副载波的基础上使傅立叶模式适应用于特定线缆的更准确本征模。均衡器的一种简单形式涉及确定在不同傅立叶模式上接收的信号的相关，或者在分离到本征模中后，相关矩阵的非对角项在非零时指示串扰。将在接收器和传送器的现有傅立叶码或本征向量矩阵乘以相关矩阵的逆以校正它，以便消除在副载波之间的模式间串扰。相关矩阵备选能够分割成预乘以传送符号组合器矩阵的一部分和后乘以接收器模式分离矩阵的一部分。由于线缆特性预期是长期稳定的，因此，可能选择在任何
迭代只消除最大串扰，这简化了矩阵运算，并快速聚合到零模式间串扰条件。
[0110] 通过使用上述分析，已使用以下参数为8对线缆计算模式阻抗和传播损耗：
[0111] •在相同双绞线的两个导线之间的Cij：22 pF/m；
[0112] •在任何其它两个导线之间的平均Cij：1.4 pF/m；
[0113] •导线到周围地的Cii电容：2 pF/m；
[0114] •DC导线电阻：0.108 Ω/m；
[0115] •AC导线电阻=DC电阻*）导线半径）/(2x趋肤深度）；
[0116] ¡导线半径=0.25 mm
[0117] ¡趋肤深度= mm，其中，f表示以kHz为单位的电流的频率
[0118] •湿地损耗：线缆长度的100Ω/m。
[0119] 例如，在100 kHz，模式阻抗被发现是：
[0120] •共模（例如，Sw1）：2083Ω
[0121] ¡注意：这是用于指派到共模的一个导线的阻抗，例如，在驱动所有输入信号同相的情况中。整束的阻抗将是此值的1/16，例如，130Ω。
[0122] •奇数模式（例如，Swm，奇数m≠ 1）： 63Ω
[0123] ¡注意：对于驱动输入信号反相的模式，这是任何双绞线的一个导线的阻抗。双绞线的阻抗将是其串联导线两者的阻抗，例如，126Ω。
[0124] •偶数模式（例如，Swm，偶数m）：167Ω
[0125] ¡注意：对于驱动用于所有双绞线的两个导线的输入信号同相的模式，这是一个导线的阻抗。并行的对的阻抗将是此值的一半，例如，83.5Ω。
[0126] 图10示出多导线线缆200能够如何为所有模式在正确特性阻抗中适当被终止。奇数模式由跨每个双绞线220的末端连接的两个63Ω
电阻器终止，从而有效地在其126Ω的特性阻抗终止每个双绞线220。如果两个63Ω电阻器的中心抽头连接到零电势点，则偶数模式将为并行的两个导线210-1、210-2在31.5Ω被终止，或者在每个导线63Ω被终止。然而，用于偶数模式的适当终端阻抗计算得出是每导线167Ω，或对于并行的两个导线是83.5Ω。因此，从每对63Ω电阻器的中心抽头连接到共模零电势点的另外52Ω将偶数模式终端阻抗增加到正确的值。建议的是，由于线缆的不同制造商、大小和类型的数量是有限的，因此，为任何给定线缆预制实现图10的原理的
插件（plug-in）、定制
终端电阻器网络将是方便的，以便最佳终端能够现场安装以匹配在每个位置的特定线缆。
[0127] 有趣的是观察到，即使不根据本发明实践傅立叶模式，在使用如图10所示的线缆终端中仍能够是有利的，这是因为在带有有限串扰的非理想线缆中传播的信号将激励偶数模式中的波。如果这些激励波未被终止，则它们将被反射并耦合回到奇数模式中。因此，即使以常规方式使用线缆，终止未使用的偶数模式也能够是有益的。另外，如后面将进一步解释的，即使只传送奇数模式，接收偶数模式方面也能够是有利的，如在使用L个双绞线传送L个DSL信号时。也接收偶数模式的原因是通过处理偶数模式及奇数模式，并随后减去结果以降低线缆噪声在数据率上的有害效应，并由此允许使用更长的线缆长度或更低的传送功率来操作，从而可显示线缆噪声源。
[0128] 以数学方式解释此干扰对消原理，如果数据携带符号 是使用M导线线缆的M个正交模式的 p个模式接收，并且所有 M个模式接收不同数量的 M-p个噪声或
干扰信号 ，则能够为M个导线上的 M个接收信号 编写以下矩阵方程：
[0129]
[0130] 其中， 表示用于p个符号的傅立叶（或本征模）码的 Mxp导线映射码矩阵，并且表示噪声源的Mx(M-p)组合。
[0131] 以上所述是通过倒置MxM矩阵 ，能够为p个符号和M-p个噪声电压求解的完全大小的方程组。然而，一种也利用符号属于有限字母表的知识的更佳求解方法是假设一个或多个符号，并随后为剩余符号解现有过大的方程组。随后，将以此方式发现的剩余符号量化到字母表中最近的符号，并且使用最小二乘解为假设和确定的符号的组合计算噪声向量y。随后，将残余二乘误差用作部分假设和部分确定的符号集合正确的可能性的测度。这为假设符号的所有组合重复进行，并且选择提供最低残余二乘误差的集合。也可为以此方式解码的符号的比特推导软似然性值以便在纠错
解码器中进一步处理。
[0132] 在独立噪声模式的数量小于M-p时，通过认识到方程(17)将因而已经过大而获得准确度改进的解。因此，能够理解甚至未携带数据的导线或模式如何仍对消除相关噪声有用。噪声相关矩阵 和存在的独立噪声模式的数量能够通过在初始设置过程期间将导线上的信号相关而确定，并且之后通过从接收的信号减去正确解码数据而持续更新以显示实际噪声电压。实际上，知道解码符号和噪声电压后，能够检查整个矩阵 以了解它是否需要被改善以更正确地解释接收的信号。
[0133] 图11示出应用到M=7个导线的M=7个OFDM传送信号的汇集。垂直方向示出沿频率域标号为1-256的N=256个OFDM副载波。图11演示选择例如副载波索引93等7个对应副载波的每个集合以形成傅立叶码组。这通过按照需要对DFT矩阵的元素向确保用于7个模式的无串扰传送的本征向量的更准确集合进行调整而允许独立为每个OFDM副载波优化7x7傅立叶矩阵。如更早所提及的，在对应于驱动所有导线同相（例如，共模）的7个导线上
7个模式之一在没有良好的地回路的情况下不能携带数据，因此，编码有第一傅立叶码的符号是空符号。不过，所有7个接收的信号对干扰消除以改进每OFDM副载波携带的6个符号的解码有用。另外，现在能够理解，如上所述一个或多个干扰源的消除能够如何在每副载波的基础上执行，这大大增强了用于降低干扰效应的可能性。例如，第一媒体波广播站可在第一副载波或副载波组上以第一方式干扰，而通过使干扰消除适应7个导线上来自该站的干扰的相关型式，可去除该干扰。第二媒体波广播站可以不同方式干扰第二副载波或副载波组，其由于信号从不同方向击中线缆而带有跨导线的不同相关。由于干扰消除能够为每个副载波分开被优化，因此，第二无线电站的干扰也能够被去除。
[0134] 如同上述内容显示十六个傅立叶模式只展示三个不同的特性阻抗一样，发现十六个傅立叶模式展示分别用于共模、偶数模式和奇数模式的三个不同的传播因子。所有偶数模式具有相同衰减特性，并且所有奇数模式具有相同衰减特性。图12绘出以每公里dB为单位的损耗。可看到，在现有技术中不使用的偶数模式中的损耗不到在奇数模式中损耗的一半。这暗示偶数模式能够比与双绞线模式具有相同损耗的奇数模式用于更多频率。实践本发明的一个示范方式可能因此是在与双绞线模式的谱不同的部分中为偶数模式利用OFDM，由此实现额外的容量而对双绞线模式使用无影响。只在使用傅立叶模式或其它适合的本征模时才允许偶数模式的使用，由此通过用于每个偶数模式，与其它偶数模式信号集合正交的信号集合，激励所有双绞线同相。通常，除非采用特定线缆结构，否则，不可能使用如图1中的单个幻象电路而它未耦合到其它类似幻象电路。然而，在实践本发明时，所有幻象电路能够用于构建正交模式而无过多的耦合。
[0135] 下述内容比较用于正交向量DSL (OVDSL)和常规DSL的可实现总数据率。表1示出用于单个双绞线的链路预算。
[0136] 表1
[0137]热(kT ) -173dBm/Hz
过量噪声 33 dB
总噪声级别 -140 dBm/Hz
传送功率(2 W) 33 dBm
带宽(0.4 - 2 MHz) 62 dBHz
传送谱
密度 -29 dBm/Hz
在2 MHz和5公里的线路损耗 -100 dB
在1.5 MHz和5公里的线路损耗 -85 dB
在1 MHz和5公里的线路损耗 -70 dB
Eb/No140-29-100 11 dB @ 2 MHz
Eb/No140-29-85 26dB@ 1.5 MHz
Eb/No140-29-70 41 dB @ 1 MHz
比特/Hz@ 2 MHz 2 (QPSK)
比特/Hz@ 1.5 MHz 4 (16 QAM)
比特/Hz@ 1 MHz 8 (256 QAM)
[0138] 从上述内容，我们得到一个经验法则：比特/秒/赫兹=25-2f，其中，f以MHz为单位，这允许通过从0.4 MHz到2 MHz的集成得出总数据率，产生在5公里距离的6.17兆比特/秒。
[0139] 在技术领域中有用于优化通过信道的数据率的许多装置，其质量随频率而变化。例如，能够使用“注
水”技术，其中，给定传送功率以最佳方式跨可用谱被分割。此外，能够使用比256 QAM更高阶星座和纠错编码以在给定信噪比产生更多比特/赫兹。然而，这些技术的讨论在本公开的范围之外，并且由于本发明可采用此类技术也得到益处，因此，将进行在双绞线的容量与使用如上所述相同链路预算方法的本发明之间的比较。
[0140] 优于单个双绞线的性能的第一改进是要采用一般延伸到每个家庭的多对线缆（例如，L=5对线缆）中的所有五条双交线。通常，此类线缆延伸仅远到路边分线盒，在农村地区可能不超过500米，并且随后一般将在路边分线盒与其它订户线缆一起绞接到更大线缆中。然而，关注的是假设此类线缆一路延伸到交换机（例如，具有与如上所计算的相同的5公里长度）时，计算用于此类线缆的数据率。使用带有互干扰消除的所有五个双绞线将只产生上面计算的6.17 Mb/s数据率的五倍，即，30 Mb/s。这已经接近能够输送多个HDTV节目到家庭的目标。互干扰消除的使用是可能的，这是因为所有五对在相同调制解调器终止，并因此所有信号在调制解调器内可用。
[0141] 通过利用比热噪声多33 dB的噪声在五个导线的十个信号之间高度相关的极大可能性，又一改进是可能的。如果通过联合处理所有十个信号实现此相关噪声的仅10 dB抑制，则这将允许在5公里路径上可使用的最大频率10-15%的增大，产生33 Mb/s数据率。由于订户线缆到路边分线盒的长度将比5公里短得多，因此，能够看到的是，最终订户线缆上的期望容量将容易实现，并带有远低于每双绞线正常2 W的传送器功率；实际上，每导线1 mW将足够。后者是重要的，因为有源OVDSL路由器/转发器优选放置在路边分线盒中，并且其功耗应被最小化以避免需要电业连接。
[0142] 图13中示出用于路边分线盒的此类OVDSL转发器的一种可能配置。图13示出示范转发器500，其中，转发器500的一个输入/输出连接到包括二十五个双绞线（50个导线）的交换机多导线线缆200，并且该转发器的另一输出/输入连接到五条订户多导线线缆250，每个线缆包括五个双绞线（10个导线）。然而，将领会到，转发器可与任何大小的交换机和订户多导线线缆200、250一起使用。还将领会到，类似的配置可用于从订户传送到交换机的信号。
[0143] 交换机线缆200从交换机延伸，可能经大得多的配线架延伸到转发器500。通过使用有源电路，本发明的转发器500在延伸到各个订户家庭的五条订户线缆250之间分割接收的信号。图13所示的输入和输出线缆配置相当于今天一般情况下使用的输入和输出线缆配置。然而，不同于本发明的转发器500，常规路边分线盒不包含有源电路或处理。
[0144] 图13也示出根据本发明的一个示范实施例的有源转发器500的内容。转发器500包括接收系统300和传送系统100。交换机线缆200连接到接收系统300，接收系统300使用上述接收进程接收并处理五十个接收的信号。具体而言，接收系统300区分五十个导线上存在的四十九个正交“数据”模式，其中，另外的（共）模式如上所述也对线缆噪声消除有用。四十九个正交数据模式也可为OFDM信号的每个副载波分开地被区分，并且每个模式和副载波由此具有传输从诸如16 QAM、256 QAM等调制星座的符号字母表中选择的多级复符号值。
[0145] 对于每个OFDM载波，选择包括空信号在内的五十个信号的十个解映射的信号由订户线缆250之一的十个正交模式来携带。包括空信号的十个选定解映射的信号被输入连接到对应订户线缆250的传送子系统120。每个传送子系统120使用上述传送进程处理输入信号，为对应订户线缆250区分、也为每个OFDM分开地区分（如果那是在交换机线缆上使用的方法）十个正交模式。因此，在交换机线缆200与每个订户线缆250之间传送每OFDM载波五十个解映射的符号中每OFDM载波10个解映射的符号。在接收和传送系统300，100的每个系统中符号值的编码和解码可有选择地包括以下任何或所有项：
[0146] •调制/解调，其中，符号值被约束为来自有限字母表或兔为模拟值（例如，硬符号判定对软符号判定）；
[0147] •纠错/检错编码或解码；
[0148] •每OFDM载波的自适应调制星座选择和比特分配，例如，在系统300与系统100之间更改比特到符号的映射；
[0149] •从系统300到系统100的子系统120的固定映射对分组路由选择；
[0150] •线缆噪声消除；以及
[0151] •跨线缆模式的均衡以消除一个额定正交模式对另一模式的干扰，这可按副载波进行。
[0152] 如果在上述内容中选择最简单的选项，则转发器500执行的功能可能只是在交换机线缆200的模式/副载波坐标与订户线缆250的模式/副载波坐标之间传送模拟值。在一些位置中，甚至更简单的转发器500可能只包含用于在订户线缆250与交换机线缆200与之间缓冲DSL信号并以最佳方式终止每个线缆的
放大器。
[0153] 继续实现本发明的更多特征，能够看到的是，偶数模式遭受的每公里衰减不到奇数模式的一半。这允许在与奇数模式不同的谱部分中使用偶数模式（如果是如此期望的）。通过假设的线缆参数，偶数模式在15 MHz与奇数模式在2 MHz遭受相同的传播损耗。这允许偶数模式通过相同的传送谱密度实现大约奇数模式的数据率的7.5倍，即，大约每模式
45 Mb/s。在五对线缆中，五个奇数模式和四个偶数模式可使用。因此，除支持30 MB/s的五个奇数模式外，四个偶数模式应在5公里上支持180 Mb/s，产生总共210 MB/s。这足以提供大约十六个HDTV信道，因此，对于大约五到八个家庭，五对线缆是从交换机到路边分线盒的全部所需的。一般情况下，在从邻居分线盒到交换机的线缆中远不止有五对 - 更可能是二十五到五十对，这因此将支持5公里范围总共1-2 Gb/s，支持多达100个家庭每个具有多个HDTV节目。
[0154] 要注意的是，在如本文中所述的多导线DSL系统中，线缆中导线的数量与驱动线缆所要求的功率之间能够进行相当大的折衷。对于相同数据率，使用两倍数量的导线只要求一半的带宽。由于线路衰减随着频率快速增大，因此，可要求更低得多的发送方功率。此外，由于有线线路公司当前关注DSL发送方中的其功耗，因此，有极大的动机使用线缆中的所有可用导线来传送给定数据率。本文中所述的转发器500、甚至具有简单放大器的转发器500的使用能够被认为用于更长的线缆路线（run），因为现代技术已使得这些组件比过去更小、更便宜得多。
[0155] 图14示出基于以上原理，用作转发器500的一部分的线缆路由器调制解调器600的基本概念。为避免对许多不同模型的需要，设想了具有一定数量的导线连接610可用的设计，这些连接未被预先调配用于任何特定线缆大小或传送方向。更大的交换机线缆200将连接到第一批多个导线
接线柱610，而更小的订户线缆250将连接到其它导线接线柱610。例如，五十对交换机线缆200将占用100个接线柱610，并且十条五对订户线缆250将占用另100个接线柱610。适合的标准路由器调制解调器大小可因此具有大约以任何期望方式分配的200个接线柱610。对装线工设置的唯一约束是线缆对应该进入
指定接线柱对，这例如可能交替为
颜色编码的黑色和红色。这有助于实现傅立叶
编码信号到根据本发明的导线的发明性分配，并根据图10简化终止导线。它也有利于为普通老式电话(POTS)同时独立使用相同的线路。
[0156] 每个导线接线柱610被内部连接到单端线路驱动器接收器电路620。线路驱动器接收器620可成对构建，并且与一对红色和黑色编码的接线柱610相关联。集成电路技术允许几对此类线路驱动器接收器电路620被制作在相同
硅芯片上以减小
板面积。
[0157] 如本文中所述，线路驱动器接收器电路620可包括
数模转换器和
模数转换器以完成到接收和传送系统300，100的接口。在上述传送或接收系统100，300外部或者包括在对应传送器150和/或接收器320中的其它组件可包括滤波以分离电话带音频、DC和信令与OVDSL信号，并且可从在交换机线路上可用的50伏提取功率为路由器调制解调器供电。由于到交换机的每双绞线只可提取1 mA左右，因此，重要的是远离公用电力（utility）功率接入的路由器调制解调器600具有低功耗。这通过业务主要在交换机到订户的方向，并且到订户的尾部电路的长度不足1公里的假设而得以促进。由于假设除极少的偶然因特网上载外，从订户向交换机的通信服务不需要高比特速率，因此，在订户的方向上只要求极小的传送功率，并且在交换机的方向上要求小的传送功率。
[0158] 图15示出包括线路接口电路622、变换器624、线路接收器对626及线路驱动器对628的线路驱动器接收器620的更多细节。假设将需要安装本发明而不干扰现有POT服务。
因此，线路接口电路622包括DSL滤波器，滤波器包括配置成从本发明的信号中分离POT信号的多个电感器和电容器。如果POT订户也想继续使用现有DSL调制解调器，则路由器调制解调器能够包括生成常规DSL信号和将它重新插入订户线路的能力。这通过将POT线路从订户连接到一对黑色和红色接线柱，并且背对背连接路由器调制解调器上的两对POT
端子来完成。
[0159] 由于使用匹配变换器以匹配DSL线路驱动器622到该线路出于传送器效率原因而是常见的，因此，变换器624可包括用于OVDSL信号的混合变换器，减轻了考虑更复杂的电子混合的需要。混合变换器624的目的是分离传送信号与接收器信号，以便传送信号不过载或者添加噪声到接收信号。另外的滤波器（未示出）也通常用于通过指派传送和接收信号到不同频率来分离它们。然而，这只是在使用本发明时接纳双向信号流的一种方式。另一种方式能够是允许传送和接收方向使用不同的傅立叶模式或码在不同时间传送和接收OFDM符号。
[0160] 混合变换器624通过有效地形成平衡桥接器电路而实现传送器与接收器的其隔离，其中，标记为z1、z1、z2的组件通过匹配线路的阻抗（必需时通过变换器比率进行适当缩放）来实现平衡。在主（线路侧）次（端对端）
匝比为 时，线路驱动器源阻抗和线路接收器终端阻抗应等于线路阻抗，并且混合平衡组件z1、z1、z2应匹配1/2线路阻抗。如借助于图7所解释的，对于驱动每双绞线220的两个导线210反相的傅立叶模式（奇数模式），与驱动两个导线同相的那些模式（偶数模式）相比，线路阻抗不同。因此，图10的双阻抗终端与电流源629一起用于形成双驱动器阻抗，并且与线路接收器626形成双终端阻抗。另外，混合平衡组件z1、z1、z2类似地形成双阻抗线路匹配。如电流领域已知的，组件z1、z1、z2能够不只是简单的电阻器，以便获得跨宽频带的高度平衡。一般情况下，线路特性阻抗将通过在某个频率范围的模拟、测量或两者确定，并且随后匹配阻抗将使用电阻器和电容器的组合来合成。为促进普通类型的路由器调制解调器适用于大量的不同线缆大小和类型，设想组件z1、z1、z2和示为额定63Ω和52Ω的电阻器将使用表面安装组件或厚膜（thick-film）技术在多个实例中被制作在插件模
块上，这将对装线工设置其它约束以确保给定线缆被连接到与正确插件阻抗匹配模块相关联的那些接线柱。
[0161] 数模转换器（未示出）从数字域转换信号以驱动信号用于线路驱动器对628，并且模数转换器电路将模拟电压信号从线路接收器放大器627转换到数字域。一旦在数字域中，以下进程便能够在一个或多个数字处理器的
软件控制下以数字方式来实现。
[0162] 1.将M-1个符号编组以便使用M导线线缆（M/2对）的 M个傅立叶模式的 M-1个模式进行传送，并且使用傅立叶码、预均衡傅立叶码或其它本征向量组合它们以获得用于任何给定OFDM副
载波频率的导线映射的信号。
[0163] 2.收集用于相同导线和不同OFDM副载波频率的导线映射的信号，并且执行逆DFT以获得用于数模转换的传送波形。注意：如下面进一步讨论的，可能倒转步骤1和2的次序。然而，所述次序具有的优点是傅立叶码或其它本征向量能够为每个OFDM副载波分开地被确定或预均衡，由此预期例如由于绞接而随频率变化的线路特性。
[0164] 3.确定从每个数字化接收的信号以数字方式提取的每个传送信号的最佳量，以便消除由混合变换器未完全平衡的传送接收干扰。
[0165] 4.在来自每个导线的信号上执行DFT以获得每OFDM副载波信号值。
[0166] 5.在传送和接收同时使用相同OFDM副载波进行的情况下，确定要从每个对应的接收的OFDM副载波信号值提取的每OFDM副载波传送信号的另外量，以进一步在每副载波基础上消除传送接收干扰。
[0167] 6.从M个导线信道的每个信道选择对应OFDM副载波值，并且执行 M点IDFT以重构在步骤1中选择的M-1个符号加指示不想要的共模信号的空符号。
[0168] 7.确定在步骤6中由DFT输出的M个信号之间的任何噪声相关并以降低相关噪声的影响的方式使用所述相关来重构M-1个符号。
[0169] 8.在路由器调制解调器600与任何远程装置之间执行初始化协议以确立无故障导线的数量及其到接线柱的连接。这能够通过先一次在一个双绞线上传送测试信号以证实奇数模式的存在，然后证实偶数模式的存在，并最终一次性证实所有模式的存在来完成。在初始化期间，能够确定是否能够使用未
修改的傅立叶码，或者它们是否需要使用均衡矩阵预均衡或后均衡，以生成更准确地匹配于实际线缆的真实本征模的码。
[0170] 9.执行纠错编码和解码、数据到分组的分离以及在重新编码后路由分组以便根据解码的IP地址继续传送到预期目的地。
[0171] 10.检测故障条件的突然出现，并重复步骤8以自动排除故障。
[0172] 11.通过使用任何备用模式、符号或容量作为“命令导线（order wire）”，插入寻址到交换机处理器的分组，向交换机报告状态、业务加载等。
[0173] 上面提及的是，用于路由器调制解调器600的功率优选从50伏交换机
电池得到而不要求公用电力连接。然而，一种另外的可能性是订户OVDSL调制解调器预期提供一定量的要求功率。例如，5对订户线缆250能够预期在50 V每对提供1 mA，总共250 mW。这将通过在来源上使用电压限制及50 kΩ的高串联电阻器和Zener
二极管高压保护，防止使交换机50 V过电压。订户的公用电力账单上0.5 W的功耗对订户而言是可忽略不计的成本，但加在一起，订户由此供应相当大部分或更多的所要求的路由器调制解调器功率以服务于它们。如果订户终端关闭，则它将不为路由器调制解调器供电，也不要求路由器调制解调器耗电，由此确保在供应与需求之间的匹配。
[0174] 上述传送系统100通常调制导线映射的信号，而对应接收系统200通常解调接收的信号以生成导线映射的信号。然而，将领会到，本发明不限于此实施例。图16A和16B示出反转以传送系统100中导线映射和调制的次序，并类似地反转在接收系统300中解调和解映射的次序的一备选实施例。在此实施例中，传送系统100包括调制电路180，之后的导线映射电路120和传送器150。调制电路180包括多个调制器180-m，每个输入信号一个调制器。第一调制器180-1调制第一输入信号S1的符号以生成用于多导线线缆200的第一导线210-1的调制的信号流S1'。类似地，每个剩余调制器180-m调制对应输入信号的符号以生成用于多导线线缆200的对应导线210的调制的信号流。
[0175] 类似地，图16B所示的接收系统300包括接收器310、解映射电路350和解调电路380。接收器310包括用于多导线线缆200中每个导线210的线路接收器312，其中每个线路接收器312处理接收的信号以生成用于对应导线的导线映射的信号。解映射电路350映射相同的解映射矩阵到每个导线映射的信号，以估计用于对应导线的调制的信号流。解调电路380包括多个解调器382，每个导线一个解调器，其中，每个解调器382解调对应调制的信号流估计，以生成用于对应信号的符号估计。
[0176] 由于调制的信号流各自包括所有对应副载波特定分量的组合，因此，此实施例的导线映射的电路120应用相同导线映射的码矩阵到每个输入调制的信号流，以生成用于每个导线210的导线映射的信号。随后，传送器150中的每个线路驱动器154从对应导线映射的信号生成传送信号，并通过生成的传送信号来驱动对应导线210。
[0177] 当然，在不脱离本发明基本特性的情况下，本发明可以在与本文具体所述那些方式不同的其它方式中来实现。提出的实施例在所有方面均要视为说明性的而不是限制性的，并且在随附
权利要求的意义和等同范围内的所有更改旨在涵盖于其中。
