MIMO系统采用多个(NT)发射天线和多个(NR)接收天线以 用于数据传输，并且该系统被表示为(NT，NR)系统。由NT个发射天 线和NR个接收天线形成的MIMO信道可被分解成NS个独立信道， 其中NS≤min{NT，NR}。NS个空间信道可以由该MIMO信道的NS个独 立信道形成且用于数据传输。
对于时间色散MIMO信道，从给定的发射天线发送的信号可通 过多个信号路径(即，传播路径)到达给定的接收天线。这些信号路 径可包括一条视距路径和/或多条反射路径，所述多条反射路径是在 所述发射信号从反射源(例如，大楼、障碍物等)反射且通过不同于 视距路径的信号路径到达接收天线时创建的。因此，该接收天线上的 接收信号可包括从该发射天线发送的信号的多种情形(即，多径分 量)。该MIMO信道的时延扩展L是该MIMO信道中所有发射-接收 天线对的最早到达多径分量与最晚到达多径分量之间的时间差。
MIMO信道中的时间色散导致频率选择性衰落，这种频率选择性 衰落的特征在于在系统带宽内变化的频率响应(即，对于不同的频率， 信道增益也不同)。所述多径分量与不同的复信道增益相关联并且在 接收机处相长相加或相消相加。对于具有宽系统带宽的宽带MIMO 系统而言，时间色散和频率选择性衰落更成问题。
许多技术可以用于克服宽带MIMO信道中的频率选择性。例如， 比如正交频分复用(OFDM)的多载波调制技术可以用来将系统带宽 划分成多个(NF个)正交频率子带。因此该宽带MIMO信道可以被 看成由NF个平坦衰落窄带MIMO信道组成，其中每个平坦衰落窄带 MIMO信道可被分解成NS个空间信道。数据随后可以在所述NF个子 带中的每个的NS个空间信道中传输。
对于利用OFDM的MIMO系统(即，MIMO-OFDM系统)而言， 该宽带MIMO信道具有如下特征：(1)NT·NR个发射/接收天线对中 每个发射/接收天线对的NF个子带中的每个子带的复信道增益(即， 总共NF·NT·NR个信道增益)，以及(2)接收机处的本底噪声(noise floor)。然后，该信道增益和接收机本底噪声可用于选择在NF个子带 中的每个子带的NS个空间信道上进行的数据传输的数据速率。该信 道增益还可以被用于接收机处的空间处理和有可能用于发射机处的 空间处理，以便在NF个子带中的每个子带的NS个空间信道上传输数 据。因而，对于该MIMO-OFDM系统而言，通过将该宽带MIMO信 道处理为NF个平坦衰落窄带MIMO信道，并且分别对每个窄带 MIMO信道进行空间处理，可以克服频率选择性。然而，这种频率相 关空间处理极大地增加发射机和接收机处的计算复杂度。此外，该接 收机可能需要向发射机提供大量的反馈信息(例如，信道增益)，以 支持频率相关空间处理。
因此，在本技术领域中需要能够在宽带MIMO系统中更高效地 进行空间处理的技术。

这里提供了用于在MISO和MIMO系统中进行频率无关特征导 向的技术。特征导向指的是在发射机端使用导向向量对数据符号流执 行的空间处理，以便在MISO信道或者MIMO信道的一个空间信道 上发射该数据符号流。所述MISO信道的特征在于：(1)多个时延的 时域信道冲击响应向量序列，或者(2)NF个子带的频域信道频率响 应向量序列。同样，所述MIMO信道的特征在于信道冲击响应矩阵 序列或者信道频率响应矩阵序列。因为即使该MISO或者MIMO信 道是时间色散的并且不论该特征导向是在时域内还是在频域内执行， 一个导向向量可用于该数据符号流，所以所述特征导向是频率无关 的。可以使用一个或多个导向向量对一个或多个数据符号流执行特征 导向，以在一个或多个空间信道上传输该数据符号流。这里描述了各 种频率无关特征导向方案，包括主模特征导向，多模特征导向，主路 径特征导向以及接收机特征导向。
对于主模和多模特征导向，如下面所描述，基于该MIMO信道 的信道(冲击或频率)响应矩阵，计算该MIMO信道的相关矩阵。 然后，该相关矩阵被分解(例如，使用特征值分解)，以为该MIMO 信道的NS个空间信道获得NS个频率无关导向向量。对于主模特征导 向，通过使用最好空间信道的导向向量 vpm，在主空间信道或者最好 空间信道上发射一个数据符号流。对于多模特征导向，通过使用ND 个最好空间信道的ND个导向向量 Vmm，在所述ND个最好空间信道上 发射ND个数据符号流，其中在这种情况下NS≥ND＞1。
对于主路径特征导向，通过使用频率无关导向向量 vmp，在该 MIMO信道主传播路径的主空间信道上发射数据符号流。对于这种方 案，首先确定每个信道冲击响应矩阵的能量。所述主路径是具有最高 能量的信道冲击响应矩阵的时延。计算并分解具有最高能量的信道冲 击响应矩阵的相关矩阵，以获取主路径的最好空间信道的导向向量 vmp。使用该导向向量 vmp，在这个空间信道上发射所述数据符号流。
对于接收机特征导向，基于为个体接收天线获得的频率无关导向 向量 vrx，i，将数据符号流导向至该个体接收天线。该MIMO信道可看 成由针对NR个接收天线的NR个MISO信道组成。基于每个MISO信 道的信道(冲击或频率)响应向量序列，可以计算每个MISO信道的 相关矩阵，并且该相关矩阵可被分解以获得该MISO信道的主空间信 道的导向向量。可以为NR个MISO信道获得NR个频率无关导向向 量 Vrx。使用这NR个导向向量 Vrx，可以发射ND个数据符号流，其 中在这种情况下min{NR，NT}≥ND≥1。每个数据符号流可以被导向到一 个、多个或者所有的接收天线。对于具有一个接收天线的MISO系统， 为该单个接收天线获得一个导向向量，该导向向量被用于发射一个数 据符号流。
对于所有的特征导向方案，基于发射机使用的导向向量和每个接 收天线的信道(冲击或频率)响应向量序列，为该接收天线导出匹配 滤波器。利用用于每个接收天线的匹配滤波器对该接收天线的接收符 号流进行滤波，以便获得一个或多个滤波后的符号子流。随后将来自 用于所有NR个接收天线的NR个匹配滤波器的滤波后的符号子流合 并，以获得发射机发送的ND个数据流的ND个检测符号流，其中在 这种情况下ND≥I。可以对所述ND个检测符号流执行均衡和其它后处 理，以获得ND个已恢复的符号流，这ND个已恢复的符号流是发射 机发送的ND个数据符号流的估计。
下面进一步详细描述本发明的各个方面和各种实施例。
附图说明
通过下面结合附图给出的详细说明，本发明的特征和特性将变得 更加明显。在整个附图中，相同的参考字符相应地相同，其中：
图1示出了MISO系统中的发射机和接收机；
图2示出了所述MISO系统中的发射(TX)数据处理器；
图3A，3B和3C示出了所述MISO系统中的TX空间处理器的三 个实施例；
图4A，4B和4C示出了所述MISO系统中的接收(RX)空间处 理器的三个实施例；
图5示出了所述MISO系统中的所述接收机的方框图；
图6示出了MIMO系统的发射机和接收机；
图7示出了所述MIMO系统中的TX数据处理器；
图8A，8B，和8C示出了所述MIMO系统中的TX空间处理器 的三个实施例；
图9A到图9F示出了所述MIMO系统的RX空间处理器的六个 实施例；
图10示出了所述MIMO系统中的所述接收机的方框图；
图11示出了用于在所述MIMO系统中执行主模特征导向，多模 特征导向和主路径特征导向的处理器；和
图12示出了用于在所述MISO或MIMO系统中执行接收机特征 导向的处理器。
发明详述
这里使用的“示例性的”一词意味着“用作一个实例、示例和图 例”。这里被描述为“示例性”的任何实施例或设计不必被解释为相 比其他实施例或设计为优选或具有优势。
这里所描述的特征导向(eigensteering)技术可用于各种无线通 信系统，所述无线通信系统包括单载波和多载波MISO和MIMO系 统。可以由OFDM或者一些其他的多载波调制技术或构成物来提供 多个载波。在下面的描述中，术语“MIMO系统”一般指的是单载波 和多载波MIMO系统两者。
为了清楚起见，接下来的注释用于下面的描述。时域变量是n的 函数并用连体文本(例如， 来表示。频域变量是k的函数并用 普通文本(例如，h(k))来表示。向量用小写黑体带下划线的文本(例 如， 和 h(k))来表示。矩阵用大写黑体带下划线的文本(例如， 和 H(k))来表示。三维矩阵用大写黑体带双下划线的文本(例 如， 和 来表示。
1.MISO系统
一个具有NT个发射天线和单个接收天线的时间色散MISO信道 的特征在于大小为(L+1)×NT的时域信道冲击响应矩阵 其中L 表示符号周期内的该MISO信道的时延长度(delay extent)。信道的 时延长度是该信道中可分辨的最早传播路径和最晚传播路径间的差 值。矩阵 由NT个信道脉冲响应向量 (其中j＝1，2，...NT)组成， 或者等价地由L+1个行向量 组成，其中n＝0，1，...L，该矩阵 可 被表示为：
等式(1)
其中，项 (j＝1，2，...NT，n＝0，1，...L)是时延n的发射天线j 和接收天线间的耦合(即，复增益)。每个向量 (j＝1，2，...NT)包括 发射天线j与接收天线间的信道冲击响应的L+1个复数值。每个行向 量 (n＝0，1，...L)包括时延n的NT个发射天线与接收天线间的信 道增益的NT个复数值。
基于所述发射机发送的导频符号，接收机可以估计所述信道冲击 响应。发射机能够使用分配给每个发射天线的一个唯一的正交序列来 覆盖(cover)该发射天线的导频。覆盖是一个过程，由此一个待发 射的给定调制符号p(或者具有相同值的一组W个符号)与一个W- 码片正交序列中的所有W个码片相乘，以获得W个已覆盖符号，这 些已覆盖符号随后被发射。可以利用NT个发射天线的NT个正交序列 来获得NT个正交导频。所述覆盖可以实现从NT个发射天线发送的 NT个导频间的正交性，并且允许接收机区别出各个发射天线。
所述接收机能够利用同一NT个正交序列中的每个来对所述接收 导频符号进行“解覆盖”，以估计NT个发射天线中的每个发射天线与 该接收天线间的信道冲击响应。解覆盖是一个互补的过程，由此W 个已覆盖符号的W个接收符号与同一W-码片正交序列中的所有W 个码片相乘，以获得W个解覆盖的符号，这些解覆盖的符号随后被 积累以获得所述发射符号p的估计。所述解覆盖是在L+1个时延时 执行的，以获得该MISO信道的信道冲击响应的L+1个行向量 (n＝0，1，...L)。
时间色散MISO信道的特征还在于一个大小为NF×NT的二维频 域信道频率响应矩阵 H，其中NF是频率子带的数目，且NF≥(L+1)。 该矩阵 H由NT个信道频率响应向量 hj(j＝1，2，...NT)组成，即 H＝[ h1 h2... hNT]。每个向量 hj包括NF个频域值，这NF个频域值可 以通过对矩阵 中的相应向量 的L+1个时域值执行NF-点离散傅 立叶变换(DFT)来获得。因此，对于每个发射-接收天线对，在时 域信道冲击响应向量 与频域信道频率响应向量 hj间存在一一对应 关系。矩阵 H同样地由NF个行向量 h(k)(k＝1，2，...NF)组成，即 H＝[ hT(1) hT(2)... hT(NF)]T，其中 MT是 M的转置。每个行向量 h(k) 包括子带k的NT个发射天线与接收天线间的频率响应的NT个复增益 值。用来获得 h(k)的所述DFT可表示为：
等式(2)
为了实现数据符号流的较高的接收信噪比(SNR)，发射机可在 经由该MISO信道发射数据符号流s(n)之前，对该数据符号流执行特 征导向。该特征导向可以使用一个频率无关导向向量 Vmiso来执行，该 导向向量可以被导出来使接收SNR最大化或者基于一些其他标准来 导出该导向向量。
在一个实施例中，通过首先如下计算NT×NT的相关矩阵 Rmiso 来获得用于发射机的导向向量 Vmiso：
等式(3)
其中， hH是 h的共轭转置。矩阵 Rmiso可以被看成L+1个时延 的 的L+1个个体相关矩阵的平均或者NF个子带的 h(k)的NF个个 体相关矩阵的平均。所述个体相关矩阵在等式(3)中被给予相等的权 重。在另外一个实施例中，在计算 Rmiso时，所述个体相关矩阵被给 予不等的权重。例如，可以利用与该矩阵相关联的能量来对各个个体 相关矩阵进行加权，其可以如下所述进行计算。
接下来，如下执行相关矩阵 Rmiso的特征值分解：
${\underset{‾}{R}}_{\mathrm{miso}}={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{miso}}{\underset{‾}{\Lambda }}_{\mathrm{miso}}{\underset{‾}{V}}_{\mathrm{miso}}^H$ 等式(4)
其中， Vmiso是一个NT×NT的酉矩阵，该酉矩阵的各列是 Rmiso 的特征向量；以及
Λmiso是一个NT×NT的对角矩阵，该对角矩阵的对角项是 Rmiso 的特征值。
酉矩阵 M的特征在于特性 MH M＝I，其中I是单位阵，在单位阵 中，沿着对角线的各项为1而其余位置为零。所述酉矩阵 Vmiso的NT 个特征向量被表示为 vj(j＝1，2，...NT)，并且这NT个特征向量 vj彼此间 是正交的。此外，每个特征向量的长度等于1，也即 ${\left|\right|{\underset{‾}{v}}_j\left|\right|}^2=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\left|v_{i,j}\right|}^2=1,$ 其中 ${\underset{‾}{v}}_j={\left[\begin{array}{cccc}{v}_{1,j}& v_{2,j}& ···& v_{N_{T,j}}\end{array}\right]}^T.$ 所述NT个特征向量可以被称为导向向 量，并且可被发射机用于特征导向以及被接收机用于匹配滤波，如下 面所描述。
矩阵旦 Rmiso的大小为NT×NT，秩为Nmiso，其中 Nmiso≤min{NT，(L+1)}，因此该对角阵 Λmiso沿着对角线包含Nmiso个正 实数值，而其余位置都是零。最大的非零项被称为矩阵 Rmiso的主特 征值λmiso，而且其表示与该特征值相对应的空间信道的功率增益(或 者“时域特征模”)。用于特征导向的所述频率无关导向向量 vmiso是 Rmiso的主特征向量，其是 Vmiso中与 Rmiso的主特征值对应的那一列。
所述发射机使用导向向量 vmiso来对所述数据符号流s(n)执行特征 导向，以获得NT个发射符号流 如下：
等式(5)
利用等式(5)所示的特征导向，数据符号流s(n)发现一个有效 信道，该有效信道是一个具有有效信道冲击响应 (n＝0，1，...L) 的单进单出(SISO)信道。所述NT个发射符号流 被进一步处 理并被从所述NT个发射天线发射到接收机。
所述接收机从单个接收天线获得一个接收符号流 其被表 示为

等式(6)
其中，“”表示卷积，而 是加性高斯白噪声(AWGN)。 所述接收符号流 经历符号间干扰(ISI)，该符号间干扰是一种 现象，由此所述接收符号流中的每个符号充当使所述接收流中后续符 号失真的角色。如下所述，可以通过将OFDM与足够长的循环前缀 结合使用来减轻符号间干扰。或者，对于单载波MISO系统，同样如 下所述，可以通过将合适的时间匹配滤波与均衡结合使用来减轻该符 号间干扰。
所述接收机可以在时域内或者频域内对所述接收符号流 执行匹配滤波。所述时域匹配滤波可以表示为：

等式(7)
其中， 表示检测符号流，它是由发射机发送的数据符号流 s(n)的估计。所述匹配滤波器 n＝0，1，...L，最大化 所述接收SNR。
一种均衡器可用于减轻由于MIMO信道中的时间色散引起的符 号间干扰。所述均衡器可以是最小均方误差(MMSE)均衡器，决策 反馈均衡器(DFE)，最大似然序列估计器(MLSE)，或者一些其他 类型均衡器。该均衡器可用一种自适应滤波器且基于一种特定标准 (例如，最小均方误差)来实现，该自适应滤波器的系数可以利用导 频和/或数据符号来进行更新。所述均衡器对所述检测符号流 执 行均衡并提供已恢复的符号流 该已恢复的符号流 是所 述发射机发送的数据符号流 的更好的估计。通常，所述检测符号 流 可作为已恢复的符号流 直接提供或者可以被后处理 (例如均衡)以获得已恢复的符号流
所述频域匹配滤波可被表示为：
等式(8)
其中， 是子带k的已恢复的符号子流；以及
ymiso(k)是子带k的接收符号子流。
所述NF个接收符号子流ymiso(k)，k＝1，2，...NF，可以通过对所述接 收符号流 中的每个NF个符号组执行快速傅立叶变换(FFT) 来获得。所述匹配滤波器 $m_{\mathrm{miso}}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H{\underset{‾}{h}}^H\left(k\right),$ k＝1，2，...NF，是复值标量， 它最大化每个子带的接收SNR。可以将所述NF个子带的NF个已恢 复的符号子流复用到一起，以获得所述已恢复的符号流
对于时域和频域匹配滤波两者而言，所述接收SNR可被表示为：
${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{miso}}=\frac{P_{\mathrm{total}}}{{\sigma }^2}{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H{\underset{‾}{R}}_{\mathrm{miso}}{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}=\frac{P_{\mathrm{total}}}{{\sigma }^2}{\lambda }_{\mathrm{miso}}$ 等式(9)
其中，Ptotal是发射机用来发射数据符号流的总的发射功率；
σ2是接收机端的本底噪声；
而λmiso是Rmiso的主特征值。
具有频率无关特征导向的MISO信道的容量Cmisofi可以通过使用频 域分析来确定，并且假设所有NF个子带使用同一导向向量。所述容 量Cmisofi可以被表示为：
$C_{\mathrm{miso}}^{\mathrm{fi}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2(1+\mathrm{SNR}\left(k\right))=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2(1+\rho ·{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H\underset{‾}{R}\left(k\right){\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}})$ 等式(10)
其中，ρ是在接收天线处测得的平均接收SNR，它等于总接收功 率除以接收机噪声σ2。矩阵 R(k)是 h(k)的相关矩阵，它可以如下获得 和分解：
R(k)＝ hH(k) h(k)＝ U(k) Λ(k) UH(k)，k＝1，2，...NF，等式(11)
其中， Λ(k)是 R(k)的特征值的对角矩阵，以及
U(k)是 R(k)的特征向量的酉矩阵。
等式(10)中的二次项可以表示为：
${\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H\underset{‾}{R}\left(k\right){\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H\underset{‾}{U}\left(k\right)\underset{‾}{\Lambda }\left(k\right){\underset{‾}{U}}^H\left(k\right){\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}={\underset{‾}{z}}^H\left(k\right)\underset{‾}{\Lambda }\left(k\right)\underset{‾}{z}\left(k\right)$ 等式(12)
其中， z(k)＝ UH(k) vmiso。由于 R(k)仅有一个非零特征值，所以等 式(12)可被如下简化：
${\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H\underset{‾}{R}\left(k\right){\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}={\left|z_1\left(k\right)\right|}^2\lambda \left(k\right)$ 等式(13)
其中，λ(k)是 R(k)的非零特征值，对于MISO信道而言，其为 λ(k)＝‖ h(k)‖2，而z1(k)是与该特征值λ(k)对应的 z(k)中的元素。具有频 率无关特征导向的MISO信道的容量Cmisofi因此可以表示为：
$C_{\mathrm{miso}}^{\mathrm{fi}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2(1+\rho ·{\left|z_1\left(k\right)\right|}^2·\lambda \left(k\right))$ 等式(14)
在发射机端没有特征导向(或者等价地具有导向向量 v＝[g g...g]，其中 $g=\sqrt{1/N_T})$ 的MISO信道的容量Cmison可以表示为：
$C_{\mathrm{miso}}^n=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2(1+\frac{\rho }{N_T}·\lambda \left(k\right))$ 等式(15)
总的来说，具有频率无关特征导向的MISO信道的容量Cmisofi要大 于不具有特征导向的MISO信道的容量Cmison。
上面已经描述了用来获得用于在MISO系统中发射机端进行特 征导向的频率无关导向向量 vmiso的示例性的方法。该导向向量还可以 用其他方式获得，并且这也在本发明的范围内。
所述频率无关特征导向还可以用于采用OFDM的MISO系统 (即，MISO-OFDM系统)。所述发射机能够在时域内执行特征导向， 如等式(5)中所示，其中s(n)表示通过OFDM调制为数据流生成的 OFDM符号的时域码片序列。下面对OFDM调制进行描述。发射机 还在OFDM调制以生成OFDM符号前，在频域内对每个子带的数据 符号执行特征导向。所述接收机能够在时域内执行匹配滤波，如等式 (7)所示，或者在频域内执行匹配滤波，如等式(8)所示。
2.MIMO系统
具有NT个发射天线和NR个接收天线的时间色散MIMO信道的 特征在于一个大小为NR×NT×(L+1)的三维时域信道冲击响应矩阵 矩阵 由L+1个信道冲击响应矩阵 n＝0，1，...L，组成，也 即 该冲击响应矩阵 可以被表示为：
等式(16)
n＝0，1...L，其中，项 (i＝1，2，...NR；j＝1，2，...NT；n＝0，1，...L) 是时延n的发射天线j和接收天线i间的耦合(即，复增益)。所述行 向量 (i＝1，2，...NR；n＝0，1，...L)包括时延n的NT个发射天线与 接收天线i间的信道增益的NT个复数值。
基于发射机发送的导频符号，接收机可以估计出信道冲击响应。 在一个实施例中，发射机能够利用分配给每个发射天线的一个唯一的 正交码来覆盖该发射天线的导频。利用NT个正交码来覆盖从NT个发 射天线发送的导频，并且单独对其进行恢复。在接收机处，在一个特 定时延下使用所述NT个正交码来解覆盖来自每个接收天线i的接收 导频，以获得该特定时延时接收天线i与NT个发射天线中的每个发 射天线间的信道响应，即矩阵 的一行。对于所有NR个接收天线 分别执行所述解覆盖，以获得矩阵 的NR行。同样，在L+1个时 延(即，n＝0，1，...L)，对于每个发射-接收天线对执行解覆盖，以获 得每个发射-接收天线对的信道冲击响应的L+1个时域值。
时间色散MIMO信道的特征还在于一个大小为NR×NT×NF的三 维频域信道频率响应矩阵 其中，NF＞L。所述矩阵 由NF个信道 频率响应矩阵 H(k)(k＝1，2，...NF)组成，这NF个频域响应矩阵是通 过对L+1个信道冲击响应矩阵 (n＝0，1，...L)计算NF-点离散傅立 叶变换来获得，如下所示：
等式(17)
每个矩阵 H(k)(k＝1，2，...NF)包括相对于NR个接收天线的NR 个行向量 hi(k)，i＝1，2，...，NR。每个行向量 hi(k)包括子带k的NT个发射 天线与接收天线i间的信道增益的NT个复数值。矩阵 的每项 hi，j (i＝1，2，...NR；j＝1，2，...NT)，包括NF个频域值，所述NF个频域值是 通过对矩阵 的相应项 的L+1个时域值进行DFT变换获得的。对 于每个发射-接收天线对，因此在所述信道冲击响应 与信道频率响 应 hi，j间存在一一对应关系。
对于MIMO系统，可以按照各种方式来执行频域无关特征导向。 下面描述了一些示例性的频率无关特征导向方案。
A.主模特征导向
对于主模特征导向，通过使用单个频率无关导向向量 vpm，在 MIMO信道的主空间信道上传输数据符号流。为了获得这个导向向 量，首先如下计算一个NT×NT的相关矩阵 Rmimo：

等式(18)
接下来如下对 Rmimo进行特征值分解：
${\underset{‾}{R}}_{\mathrm{mimo}}={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mimo}}{\underset{‾}{\Lambda }}_{\mathrm{mimo}}{\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mimo}}^H$ 等式(19)
其中， Vmimo是 Rmimo的特征向量的酉矩阵，而 Λmimo是对角矩阵， 其对角项是 Rmimo的特征值。
MIMO信道可被分解成NS个空间信道，其中NS≤min{NT，NR}。 矩阵 Rmimo的秩为NS，而对角矩阵 Λmimo沿对角线含有NS个非负实数 值。最大的非零对角项被称作矩阵 Rmimo的主特征值λmimo。在一个实 施例中，用于特征导向的导向向量 vpm是 Rmimo的主特征向量，该导 向向量是 Vmimo中与 Rmimo的主特征值对应的那一列。导向向量 vpm可 以看成是针对“平均后”的MIMO信道中的主空间信道。
所述发射机使用该导向向量 vpm对数据符号流s(n)执行特征导 向，以获得NT个发射符号流 如下所示：
等式(20)
利用等式(20)示出的特征导向，数据符号流s(n)发现一个有效 信道，该有效信道是单进多出(SIMO)信道，其有效信道冲击响应 是 n＝0，1，...L。所述NT个发射符号流 被进一步处理并 从NT个发射天线发送到接收机。
接收机获得来自NR个接收天线的NR个接收符号 其被 表示为：
等式(21)
其中， nmimo(n)是加性高斯白噪声，其均值向量为 0而协方差矩 阵为 Λn＝σ2 I，其中 0是一个所有元素全为零的向量。所述接收机能 在时域内或者频域内对所述接收符号流 执行匹配滤波。
所述时域匹配滤波可以被表示为：
等式(22)
所述接收机匹配滤波器为 n＝0，1，...L，该接 收机匹配滤波器包括用于NR个接收天线的NR个个体匹配滤波器。用 于每个接收天线的匹配滤波器mpm，i(n)的冲击响应是 n＝0，1，...L，它使该接收天线的接收SNR最大化。 用于NR个接收天线的NR个个体匹配滤波器的输出被加到一起，以获 得所述检测符号流 可以对所述检测符号流 执行后处理 (例如均衡)，以获得所述已恢复的符号流
所述频域匹配滤波可以被表示为
${\hat{s}}_{\mathrm{pm}}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right){\underset{‾}{y}}_{\mathrm{pm}}\left(k\right),k=\mathrm{1,2},...N_F,$ 等式(23)
其中， ypm(k)是子带k的接收符号子流， ypm(k)可以通过对接收符 号流 中每个NF个符号组执行FFT来获得。所述接收机匹配滤 波器是 ${\underset{‾}{m}}_{\mathrm{pm}}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right),$ k＝1，2，...NF，它包括用于NR个接收天线的NR 个个体匹配滤波器。用于每个接收天线i的匹配滤波器mpm，i(k)的响应 是 $m_{\mathrm{pm},i}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{h}}_i^H\left(k\right),$ k＝1，2，...NF。针对每个子带k的NR个接收天线的 NR个个体匹配滤波器的输出被加到一起，以获得该子带的已恢复的 符号子流 可以将NF个子带的所述NF个已恢复的符号子流复 用到一起来获得已恢复的符号流
对于时域和频域匹配滤波两者，在NR个接收天线内平均后的接 收SNR可以被表示为：
${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{mimo}}^{\mathrm{pm}}=\frac{\rho }{N_R}{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{R}}_{\mathrm{mimo}}{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}$ 等式(24)
匹配滤波器 (n＝0，1，...L)使接收SNR最大化。
具有主模特征导向的MIMO信道的容量Cmimopm可以被表示为：
$C_{\mathrm{mimo}}^{\mathrm{pm}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2(1+\rho ·{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{‾}{H}\left(k\right){\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}})$ 等式(25)
等式(25)中的二次项可以被表示为：
${\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{‾}{H}\left(k\right){\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}=\underset{\lambda =1}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\left|\right|{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{u}}_{\lambda }\left(k\right)\left|\right|}^2·{\lambda }_{\lambda }\left(k\right)$ 等式(26)
其中， uλ(k)是与相关矩阵 R(k)＝ HH(k) H(k)的第λ个特征值λλ(k)相 关联的特征向量。于是信道容量Cmimopm可以表示为：
$C_{\mathrm{mimo}}^{\mathrm{pm}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2(1+\rho ·\underset{\lambda =1}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\left|\right|{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{pm}}^H{\underset{‾}{u}}_{\lambda }\left(k\right)\left|\right|}^2·{\lambda }_{\lambda }\left(k\right))$ 等式(27)
B.多模特征导向
对于多模特征导向，通过使用矩阵 Vmm的多个频率无关导向向量， 在MIMO信道的多个空间信道上传输多个数据符号流。该矩阵 Vmm的 列是相关矩阵 Rmimo的特征向量。由于 Rmimo的秩是NS，其中NS≤ min{NT，NR)，所以矩阵 Vmm可包括最多NS个与 Rmimo的最多NS个特征 模相对应的特征向量 vλ，λ＝1，2，...NS。为了清楚起见，在下面的描述中， 假设所有NS个特征模都被用于数据传输。
发射机使用该导向矩阵 Vmm对NS个数据符号流 smm(n)执行特征导 向，以获得NT个发射符号流 如下所示：
等式(28)
其中， ${\underset{‾}{s}}_{\mathrm{mm}}\left(n\right)={\left[\begin{array}{ccc}{s}_1\left(n\right)& s_2\left(n\right)& ···s_{N_s}\left(n\right)\end{array}\right]}^T{\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}=\left[\begin{array}{ccc}{\underset{‾}{v}}_1& {\underset{‾}{v}}_2& ···{\underset{‾}{v}}_{N_S}\end{array}\right],$ 而且对 于满秩的MIMO信道而言，NS≤min{NT，NR}。利用矩阵 Vmm中的相 应导向向量 vλ来导向每个数据符号流sλ(n)，λ＝1，2，...NS。每个数据符 号流sλ(n)发现一个有效信道，该有效信道是一个单进多出(SIMO) 信道，其有效信道冲击响应是 n＝0，1，...L。NT个发射符号流 被进一步处理并从NT个发射天线发送给接收机。
接收机从NR个接收天线获得NR个接收符号流 这里 对于时间色散MIMO信道，使用矩阵 Vmm中的多个频率无关导向向量的特征导向不能使信道对角线化。因 此，当通过使用频率无关特征导向将多个空间信道用于数据传输时， 通常情况下在多个符号流间将会存在串扰，以及在接收机处会存在符 号间干扰。
接收机可以在时域内或者频域内对接收符号流 执行匹配 滤波。所述时间匹配滤波可以被表示为：
等式(29)
其中， 表示NS个检测符号流。接收机匹配滤波器是 n＝0，1，...L，该接收机匹配滤波器包括用于NR个 接收天线的NR个个体匹配滤波器。用于每个接收天线的匹配滤波器 mmm，i(n)的冲击响应为 n＝0，1，...L。用于每个接 收天线的匹配滤波器的输出包括与NS个导向向量(即 Vmm的NS个列) 相对应的NS个已滤波的符号子流。针对每个导向向量的来自NR个匹 配滤波器的所述NR个符号子流被合并以获得针对该导向向量的检测 符号流 获得与发射机发送的NS个数据符号 smm(n)相对应的NS 个检测符号流
所述频域匹配滤波可以表示为：
${\underset{‾}{\overset{~}{s}}}_{\mathrm{mm}}\left(k\right)={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right){\underset{‾}{y}}_{\mathrm{mm}}\left(k\right),k=\mathrm{1,2},...N_F$ 等式(30)
其中， ymm(k)是子带k的接收符号子流，通过对接收符号流 中的每个NF个符号组执行FFT来获得 ymm(k)。接收机匹配滤波器是 ${\underset{‾}{M}}_{\mathrm{mm}}\left(k\right)={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right),$ k＝0，1，...NF，该接收机匹配滤波器包括NR个接收 天线的NR个个体匹配滤波器。用于每个接收天线的匹配滤波器 mmm，i(k)的冲击响应是 ${\underset{‾}{m}}_{\mathrm{mm},i}\left(k\right)={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}^H{\underset{‾}{h}}_i^H\left(k\right),$ k＝1，2，...NF。对于每个子带k， 用于每个接收天线的匹配滤波器的输出包括与NS个发射导向向量相 对应的NS个已滤波的符号子流。对于每个子带k，对应每个导向向 量的来自NR个匹配滤波器的所述NR个滤波后的符号子流被合并，以 获得针对该导向向量的检测符号子流 然后，对于每个导向向量， 所述NF个子带的NF个检测符号子流被复用，以获得使用该导向向量 发送的数据符号流 的检测符号流 获得发射机发送的NS个 数据符号 smm(n)的NS个检测符号流
如上所述，如果多个数据符号流被同时发射，那么对于一个时间 色散MIMO信道，在接收机处这些数据符号流间存在串扰。一种空- 时或者“联合”均衡器可以用来消除由于MIMO信道中的时间色散 引起的串扰和符号间干扰。该空-时均衡器可以是最小均方误差线性 均衡器(MMSE-LE)，决策反馈均衡器(DFE)，最大似然序列估计 器(MLSE)，或一些其他类型的均衡器。所述空-时均衡器可以被设 计成在时域和空域两者中对所述NS个检测符号流 执行操作以 获得NS个已恢复的符号流 是发射机发送的数据符号流 smm(n)的改进估值。在公共转让的2001年11月6日提交的、名称为 “Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO) Communication System”的美国专利申请No.09/993,087中，描述了 MMSE-LE、DFE、，和MLSE的示范性设计。
所述空-时均衡器还能实施连续均衡和干扰消除接收机处理技 术，其每次连续地恢复一个数据符号流。随着每个数据符号流被恢复， 那么它给剩余还没有被恢复的数据符号流造成的干扰被估计出并被 从检测符号流中消除，以获得“修整后”的符号流。该修整后的符号 流随后被处理，以恢复下一个数据符号流。该过程被重复，直到所有 NS个数据符号流被恢复。通过去除由于每个已恢复的数据符号流引 起的干扰，所述还没有被恢复的数据符号流经历较小的干扰，并且可 获得较高的SNR。所述连续均衡和干扰消除接收机处理技术在前面 所述的美国专利申请No.09/993/087中也进行了描述。
所述具有多模特征导向的MIMO信道的容量Cmimomm可以表示为：
$C_{\mathrm{mimo}}^{\mathrm{mm}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}{\log }_2|\underset{‾}{I}+\frac{\rho }{N_S}·{\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}^H\underset{‾}{R}\left(k\right){\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}|$ 等式(31)
其中，| M|表示M的行列式。相关矩阵 可以被定义成 $\underset{‾}{\overset{~}{R}}\left(k\right)={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}^H\underset{‾}{R}\left(k\right){\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}.$ 的特征值可以被计算并被表示为 λ＝1，2，...NS且k＝1，2，...NF。具有多模特征导向的该MIMO信道的容量 Cmimomm于是可被表示为：
$C_{\mathrm{mimo}}^{\mathrm{mm}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\Sigma }}\underset{\lambda =1}{\overset{N_S}{\Sigma }}{\log }_2(1+\frac{\rho }{N_S}·{\tilde{\lambda }}_{\lambda }\left(K\right))$ 等式(32)
C.主路径特征导向
对于主路径特征导向，通过使用单个频率无关导向向量 vmp，在 MIMO信道的主传播路径上的主空间信道中传输数据符号流。如上所 述，时间色散MIMO信道的特征在于L+1个信道冲击响应矩阵 n＝0，1，...L。在一个实施例中，主路径被定义为具有最大接收能量的 传播路径。每个信道冲击响应矩阵 n＝0，1，...L，的能量E(n)可 以如下计算：
等式(33)
能量E(n)还是(1)相关矩阵 的迹以及(2)信 道冲击响应矩阵 的Frobenius范数的平方。于是对于所有L+1个 时延，最大的能量Emax如下定义：
$E_{\max }=\underset{n=0,L}{\max }\left\{E\left(n\right)\right\}$ 等式(34)
主路径延时nmp等于具有最高能量Emax的信道冲击响应矩阵的时 延。主路径的信道响应矩阵
Hmp的相关矩阵 Rmp按照 ${\underset{‾}{R}}_{\mathrm{mp}}={\underset{‾}{H}}_{\mathrm{mp}}^H{\underset{‾}{H}}_{\mathrm{mp}}$ 进行计算。相关矩阵 Rmp的 特征值分解可以表示为：
${\underset{‾}{R}}_{\mathrm{mp}}={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mp}}{\underset{‾}{\Lambda }}_{\mathrm{mp}}{\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mp}}^H$ 等式(35)
其中， Vmp是 Rmp的特征向量的酉矩阵，而 Λmp是 Rmp的特征值的 对角矩阵。
矩阵 Rmp的秩为NS。而对角矩阵 Λmp沿对角线包含NS个非负的实 数值。用于特征导向的频率无关导向向量 vmp是 Rmp的主特征向量，它 是 Vmp中与 Rmp的最大特征值相对应的列。
发射机使用导向向量 vmp对数据符号流 执行特征导向，以获得 NT个发射符号流 如下所示：
等式(36)
等式(36)所示的空间处理沿最强传播路径的主空间信道的方向 导向所述发射能量。
接收机能在时域内或者频域内对接收符号流 执行匹配滤 波，其为 所述时域匹配滤波可以表示为
等式(37)
所述检测符号流 可以被后处理(例如，被均衡)，以获得 已恢复的符号流
所述频域匹配滤波可以表示为：
${\hat{s}}_{\mathrm{mp}}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{mp}}^H{\underset{‾}{H}}^H\left(k\right){\underset{‾}{y}}_{\mathrm{mp}}\left(k\right),k=\mathrm{1,2},...N_F$ 等式(38)
可以将NF个子带的所述NF个已恢复的符号子流 (k ＝1，2，...NF)复用到一起以获得已恢复的符号流
总的来说，可以类似于上面针对主模特征导向进行的描述来进行 主路径特征导向中的接收机处理。然而，匹配滤波是基于主路径的主 空间信道的导向向量 vmp来执行的，而不是基于“平均后的”MIMO 信道的主空间信道的导向向量 vpm来执行的。
D.接收机特征导向
对于接收机特征导向，MIMO信道被看成由针对NR个接收天线 的NR个MISO信道组成。与上面MISO系统中所描述的方式相类似， 可以为所述NR个MISO信道获得NR个频率无关导向向量。
如等式(16)中所示，MIMO信道的矩阵 由NR个信道冲击 响应向量 组成，i＝1，2，...NR。每个行向量 包括NT个发射天线 与接收天线i之间的信道冲击响应。对于每个接收天线，可以如下计 算NT×NT的相关矩阵 Ri：
等式(39)
可以如下对每个接收天线的相关矩阵 Ri，执行特征值分解：
$R_i={\underset{‾}{V}}_i{\underset{‾}{\Lambda }}_i{\underset{‾}{V}}_i^H,i=\mathrm{1,2},...N_R$ 等式(40)
其中， Vi是酉矩阵，它的各列是 Ri的特征向量；
而 Λi是一个对角矩阵，它的对角项是 Ri的特征值。
既然每个 是针对一个接收天线的行向量，那么相关矩阵 Ri的 秩小于或者等于min{(L+1)，NT}。对于每个接收天线i，使相应接收 天线的接收SNR最大化的频率无关导向向量 Vrx，i是 Vi中与 Ri的最大 非零特征值相对应的那一列。为NR个接收天线获取NR个导向向量 vrx，i，i＝1，2，...NR。而且这NR个导向向量可以用NT×NT矩阵表示：
${\underset{‾}{V}}_{\mathrm{rx}}=\left[\begin{array}{cc}{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{rx},1}& {\underset{‾}{v}}_{\mathrm{rx},2}...{\underset{‾}{v}}_{\mathrm{rx},N_R}\end{array}\right].$
可以使用接收机特征导向发射一个或多个数据符号流。如果发射 一个数据符号流 那么发射机就使用NR个导向向量中的每一个 来对该数据符号流执行特征导向，以获得NT个发射符号流 如 下所示：
等式(41)
同样，如果发射一个数据符号流，那么接收机能在时域内或频域 内对NR个接收符号流 执行匹配滤波，其为 对于时域技术，可以如下首先为每个接收天线执行匹配滤波：
等式(42)
其中， 是接收天线i的已滤波的符号流。随后，将所有NR 个接收天线的NR个已滤波的符号流合并，以获得检测符号流 如下所述：
${\tilde{s}}_{rx}\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\Sigma }}{\tilde{s}}_{\mathrm{rx},i}\left(n\right)$ 等式(43)
可以对检测符号流 执行后处理(例如均衡)以获得已恢复的 符号流 是所述发射的数据符号流 的估计。
对于频域技术，可以如下首先为每个接收天线的每个子带执行匹 配滤波：
${\hat{s}}_{\mathrm{rx},i}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{rx},i}^H{\underset{‾}{h}}_i^H\left(k\right){\underset{‾}{y}}_{\mathrm{rx}}\left(k\right),$ i＝1，2，...VR，且k＝1，2，...NF            等式(44)
其中， 是接收天线i的子带k的已滤波的符号子流。随后， 将子带k的所有NR个接收天线的NR个己滤波的符号子流如下合并， 以获得子带k的检测符号子流
${\hat{s}}_{\mathrm{rx}}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\Sigma }}{\hat{s}}_{\mathrm{rx},i}\left(k\right)k=\mathrm{1,2},...N_F$ 等式(45)
可以将所有NF个子带的NF个检测符号子流 复用到一起以 获取已恢复的符号流
如果多个(ND)数据符号流被发射，这里NS≥ND＞1，那么每 个数据流被分别导向具有一个或多个接收天线的各个天线组。发射机 使用用于每个数据符号流被导向的一个Nλ个接收天线组的一个Nλ个 导向向量组来对每个数据符号流 执行特征导向，这里Nλ≥1。每 个数据符号流 在发射机处的特征导向可以表示为：
等式(46)
其中 是针对数据符号流 的NT个发射符号子流，
而 ${\underset{‾}{V}}_{\mathrm{rx},\lambda ,j},j=1,...N_{\lambda },$ 是针对数据符号流 的Nλ个导向向量。
接下来，对所有ND个数据符号流的ND组NT个发射符号子流如 下进行合并，以获得NT个发射符号流
等式(47)
接收机可以如等式(42)所示在时域内或者如等式(44)所示在 频域内对每个接收天线的接收符号流 执行匹配滤波。于是接收机 可以合并来自用于每个数据符号流 的所有接收天线的滤波后的 符号流 j＝1...Nλ，以获得该数据符号流 的检测符号流 可以用一种空-时均衡器来均衡所述ND个检测符号流 以获得 ND个已恢复的符号流
所述频率无关特征导向还可以用于MIMO-OFDM系统。发射机 可以在时域内执行特征导向，如等式(20)、(28)、(36)和(41)所 示，这里 和 表示OFDM符号的时域码片序列，该OFDM符 号是通过OFDM调制为该数据流产生的。在OFDM调制生成OFDM 符号之前，发射机还能在频域内对每个子带的数据符号执行特征导 向。如等式(22)、(29)、(37)、(42)和(43)所示，接收机能在时 域内执行匹配滤波。接收机也能在频域内执行匹配滤波，如等式(23)、 (30)、(38)、(44)和(45)所示。
3.MISO系统
图1示出了MISO系统100中的发射机110和接收机150的方框 图。在发射机110处，发射(TX)数据处理器120从数据源112接 收数据流 根据所选择的传输模式处理(例如，编码、交织和调 制)该数据流，并且提供数据符号流 所选择的传输模式可以与 用于该数据流的一个特定的数据速率、一个特定的编码方案或码速率 以及一个特定的调制方案相关联，它们分别由控制器140提供的数据 速率控制、编码和调制控制来表明。
TX空间处理器130接收数据符号流 并可以执行比如扩频 或多载波调制的宽带处理，如下所述。TX空间处理器130还基于控 制器140提供的频率无关导向向量 vmiso(也被称为TX导向向量)执行 特征导向。TX空间处理器130还将导频与数据复用，并且为NT个发 射天线提供NT个发射码片流 下面进一步详细描述由TX 数据处理器120和TX空间处理器130进行的处理。
发射机单元(TMTR)132接收并调整(例如，转换为模拟信号， 频率上变频，滤波和放大)所述NT个发射码片流，以获得NT个调制 信号。每个调制信号随后从相应的发射天线(图1中没有示出)发射， 并且经由该MISO信道到达接收机150。该MISO信道通过信道冲击 响应 使该发射信号失真，并且利用加性高斯白噪声和来自其他传 输源的可能干扰使该发射信号进一步恶化。
在接收机150处，NT个发射信号被单个接收天线(图1中没有 示出)接收，并且所述接收信号被提供给接收机单元(RCVR)154。接 收机单元154调整所述接收信号并对其进行数字化，以获得所述发射 信号和导频的一个采样流。接收单元154向接收(RX)空间处理器 160提供接收符号流 (针对数据)，向信道估计器172提供接 收导频符号(针对导频)。RX空间处理器160使用一个匹配滤波器来 对接收符号流 执行匹配滤波，并且提供已恢复的符号流 ，该已恢复的符号流是由发射机110发送的数据符号流s(n)的 估计。随后，RX数据处理器170根据所选择的传输模式来处理(例 如，解调、解交织和解码)所述已恢复的符号流，以获得解码后的数 据流 该解码后的数据流是由发射机110发送的数据流 的估 计。RX数据处理器170可以进一步提供每个接收数据分组的状态。
信道估计器172处理所述接收导频符号，以获得该MISO信道的 信道增益估计和SNR估计。矩阵计算单元174随后对信道增益估计 进行处理以获得用于TX空间处理器130的频率无关导向向量 vmiso， 以及获得用于RX空间处理器160的匹配滤波器。传输模式选择器176 从信道估计器172接收该SNR估计，并从RX数据处理器170接收 分组状态，确定该数据流的合适的传输模式，并将所选择的传输模式 提供给控制器180。
控制器180从计算单元174接收导向向量 vmiso，以及从传输模式 选择器176接收所选择的传输模式，并且收集用于发射机110的反馈 信息。所述反馈信息被发送给发射机110，并用于调整对发送给接收 机150的数据流 的处理。例如，发射机110可以使用反馈信息来 调整发送给接收机150的数据流的数据速率、编码方案、调制方案、 特征导向，或其任何组合。
控制器140和180分别导引发射机110和接收机150处的操作。 存储单元142和182分别为由控制器140和180使用的程序代码和数 据提供储存。存储单元142和182可位于控制器140和180的内部， 如图1所示，或者可位于这些控制器的外部。
图2示出了图1中的TX数据处理器120的一个实施例的方框图。 在TX数据处理器120中，编码器212接收数据流 并基于由编码 控制表明的编码方案来对其进行编码。该数据流可承载一个或多个数 据分组，并且通常对每个数据分组分别进行编码以获得一个已编码的 数据分组。所述编码增强了数据传输的可靠性。所述编码方案可包括 循环冗余校验(CRC)编码、卷积编码、turbo编码、块编码，等等， 或者其组合。信道交织器214基于一个交织方案来交织所述码比特， 如果所述交织依赖于传输模式，则该交织方案可由一个交织控制来表 明。所述交织为码比特提供时间、频率和/或空间分集。
符号映射单元216基于由调制控制表明的一个调制方案来映射 该交织后的比特，并且提供调制符号流(或者简单为“数据符号”)。 单元216将每组B个交织后的比特成组来形成B比特二进制值，这 里B≥1，并且进一步基于调制方案(例如，QPSK，M-PSK，或者 M-QAM，这里M＝2B)将每个B比特值映射到一个具体的调制符号。 每个调制符号是由调制方案所定义的信号星座图中的一个复值。
图3A示出了TX空间处理器130a的方框图，该TX空间处理器 130a是图1中的TX空间处理器130的一个实施例。TX空间处理器 130a包括特征导向单元330，TX导频处理器340和复用器(MUX)350。
特征导向单元330包括NT个乘法器332a到332t，NT个发射天 线中的每个发射天线对应一个乘法器332。每个乘法器332接收该数 据符号流s(n)和该TX导向向量 vmiso的相应的一个元素 vmiso，j，将每个 数据符号同元素vmiso，j相乘，并提供一个发射符号流。乘法器332a到 332t如等式(5)中所示来执行频率无关特征导向。
TX导频处理器340包括NT个乘法器342a到342t，NT个发射天 线中的每个发射天线对应一个乘法342。每个乘法器342接收导频符 号和分配给它的发射天线的一个唯一的正交序列wj，将导频符号同该 正交序列wj相乘，并提供一个覆盖后的导频符号序列。乘法器342a 到342t为NT个发射天线生成NT个正交导频，该正交导频可由接收 机150用来进行信道估计。
复用器350包括NT个复用器352a到352t，NT个发射天线中的 每个发射天线对应一个复用器352。每个复用器352接收来自相关联 的乘法器332的发射符号并将其与来自相关联的乘法器342的导频符 号相复用，并提供相应的发射码片流 可以使用时分复用(TDM) (如图3A中所示)、码分复用(CDM)、子带复用或者一些其他的复 用方案将导频与数据进行复用。在任何一种情况下，复用器352a到 352t为NT个发射天线提供NT个发射码片流
发射机单元132包括NT个发射机362a到362t，NT个发射天线 中每个发射天线对应一个发射机362。每个发射机362接收和调整各 发射码片流，以生成一个调制信号，该调制信号随后被从相关联的天 线134发射出去。
图3B示出了TX空间处理器130b的方框图，该空间处理器130b 是图1中的TX空间处理器130的另一个实施例。TX空间处理器130b 在时域内执行扩频，并且包括扩频器310，特征导向单元330，TX导 频处理器340和复用器350。
在TX空间处理器130b中，扩频器310接收数据符号流s(n)并使 用伪随机数(PN)序列对s(n)进行扩频处理，并提供一个扩频数据符 号流。所述扩频特别适合于低速率数据符号流，以在整个系统带宽上 扩频所述数据。所述扩频可以使用与本领域中众所周知的针对CDMA 系统的扩频方式相类似的方式进行。随后，如上面图3A所描述那样， 对扩频后的数据符号流(而不是数据符号流)执行特征导向，以为 NT个发射天线获得NT个发射码片流。
图3C示出了TX空间处理器130c的方框图，该空间处理器130c 是图1中的空间处理器130的又一个实施例。TX空间处理器130c 执行OFDM调制，并且包括OFDM调制器320，特征导向单元330， TX导频处理器340和复用器350。
在TX空间处理器130c中，OFDM调制器320接收数据符号流 并对其执行OFDM调制。OFDM有效地将整个系统带宽分成多 个(NF)个正交子带，这些子带通常被称为音调，段(bin)和频率子 信道。利用OFDM，每个子频带与可利用数据来调制的相应载波相关 联。对于每个OFDM符号周期，一个数据或导频符号可以在用于传 输的每个子带中传输，并且为每个未用子带提供一个为零的信号值。 在OFDM调制器320中，快速傅立叶反变换(IFFT)单元接收对应 于每个OFDM符号周期的一组NF个子带的数据/导频符号和零，使用 快速傅立叶反变换将该组数据/导频符号和零变换到时域，并且提供 一个包含NF个时域码片的变换后的符号。循环前缀生成器随后重复 每个变换后的符号中的一部分，以获得一个包含NF+Ncp个码片的 OFDM符号，这里NCP是所重复的码片的数目。所述循环前缀被用来 克服由于信道时间色散造成的频率选择性衰落。OFDM调制器320 提供OFDM符号流的数据码片流。
然后，如上面图3A中所述，对所述数据码片流(而不是数据符 号流)执行特征导向，以获得NT个发射天线的NT个发射码片流。或 者，该数据符号流可以被解复用成NS个数据符号子流，并对每个数 据符号子流执行特征导向。在这种情况下，所有子带使用相同的导向 向量vmiso。随后对用于每个发射天线的所有子带的特征导向的输出执 行OFDM调制，以获得该发射天线的发射码片流。总的说来，可以 在时域内或者频域内执行特征导向。然而，在时域内执行的特征导向 所需要的乘法较少，因而可较为容易地实现。
图4A示出了RX空间处理器160a的方框图，该RX空间处理器 160a是图1中的空间处理器160的一个实施例，而且可与图3A中的 TX空间处理器130a结合使用。天线152接收来自发射机110的NT 个发射信号并提供接收信号。接收单元154对该接收信号进行调整、 数字化和预处理，并且提供接收符号流 所述预处理可包括滤 波、再采样、采样速率转换，等等。
在RX空间处理器160a中，匹配滤波器410使用如等式(7)中 所示的匹配滤波器 对接收符号流 执行匹配 滤波，并提供检测符号流 均衡器412接下来对所述检测符号流 执行均衡，并提供已恢复的符号流 均衡器412可采用本领域 中所熟知的MMSE均衡器、决策反馈均衡器、最大似然序列估计器， 或一些其他类型的均衡器。所述均衡试图减轻由于MISO信道中的频 率选择性造成的符号间干扰。匹配滤波和均衡可以集成到一起(例如， 匹配滤波器410可以内嵌在均衡器412中)。
图4B示出了RX空间处理器160b的方框图，该RX空间处理器 160b是图1中的RX空间处理器160的另一个实施例。RX空间处理 器160b在时域内执行解扩频，并且可与图3B中的TX空间处理器 130b结合使用。在RX空间处理器160b中，匹配滤波器410使用匹 配滤波器 对接收符号流 执行匹配滤波，并提 供检测符号流 解扩器412随后使用发射机110使用的PN序 列(的复共轭)来解扩所述检测符号流，并提供已恢复的符号流 这种解扩可以按本领域中熟知的针对CDMA系统的解扩相类似的方 式，利用Rake接收机来执行。
图4C示出了RX空间处理器160c的方框图，该RX空间处理器 160c是图1中的RX空间处理器160的又一个实施例。RX空间处理 器160c执行OFDM解调，而且可与图3C中的TX空间处理器130c 结合使用。RX空间处理器160c包括OFDM解调器420，用于NF个 子带的NF个匹配滤波器430a到430f，以及复用器432。
在RX空间处理器160c中，OFDM解调器420对接收符号流 执行OFDM解调。OFDM解调器首先去除每个接收OFDM符 号中的循环前缀，以获得接收的变换符号。OFDM解调器随后使用快 速傅立叶变换(FFT)把接收的变换符号变换到频域，以获得NF个 子带的一组NF个接收符号。OFDM解调器420将NF个子带中的NF 个接收符号子流 k＝1，2，...，NF，提供给NF个匹配滤波器430a 到430f。每个匹配滤波器430使用它的匹配滤波器 $m_{\mathrm{miso}}\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{miso}}^H{\underset{‾}{h}}^H\left(k\right)$ 来 对它的接收符号子流ymiso(k)执行匹配滤波，并提供检测符号子流 其中mmiso(k)是一个复值标量。复用器432从所有NF个匹配 滤波器430a到430f接收NF个检测符号子流，并提供已恢复的符号 流 少于NF个子带可用于数据传输。在这种情况下，每个未 用子带的接收符号被丢弃而且不对所述未用子带执行匹配滤波。
图5示出了接收机150x的方框图，该接收机150x是图1中的接 收机150的一个实施例。RX空间处理器160对接收符号流 执 行匹配滤波和其他预处理，并将已恢复的符号流 提供给RX数 据处理器170。
在RX数据处理器170中，符号解映射单元512根据数据流所使 用的调制方案(如控制器180提供的解调控制表明的)解调所述已恢 复的符号。信道解交织器514随后按照与发射机110中的交织处理互 补的方式对解调数据进行解交织。如果所述交织依赖于传输模式，那 么控制器180提供一解交织控制给信道解交织器514。解码器516随 后按照与在发射机110处执行的编码互补的方式对解交织后的数据 进行解码，如控制器180提供的解码控制表明的。例如，如果发射机 110执行tubo编码或者卷积编码，则在解码器516中可分别使用turbo 码解码器或者维特比解码器。解码器516还可以提供每个接收数据分 组的状态(例如，表明所述分组是否被正确接收或者所述分组中有误 码)。
信道估计器172从接收机单元154获得接收导频符号，基于该接 收导频符号来估计该MISO信道响应和接收机150x处的本底噪声， 而且将信道冲击响应估计 和本底噪声估计 提供给控制器180。 控制器180执行用于数据传输的与特征导向、匹配滤波以及速率控制 相关的各种功能。例如，控制器180中的矩阵计算单元522执行计算 来导出用于发射机110的频率无关导向向量 vmiso以及用于接收机150 的匹配滤波器。单元522还可估计所述数据流的接收SNR。传输模 式选择器524基于所述接收SNR，选择用于该数据流 的合适的传 输模式。存储器单元182可为该MISO系统支持的所有传输模式以及 他们所需的SNR存储一个查找表。控制器180将用于该数据流的所 选择的传输模式，TX导向向量，确认(ACKs)和/或否定确认(NAKs) 等等作为反馈信息提供给发射机110。
4.MIMO系统
对于MIMO系统，NS个空间信道可以用于数据传输，这里NS ≤min{NT，NR}。可以在每个空间信道中传输一个数据流。可以根据 为每个数据流选择的传输模式，对该数据流进行独立处理。
图6示出了MIMO系统600中的发射机610和接收机650的方 框图。在发射机610处，TX数据处理器620接收ND个数据流，这 里NS≥ND≥1。TX数据处理器620根据其所选择的传输模式对各数 据流进行编码、交织和调制，而且还提供相应的数据符号流。TX空 间处理器630接收来自TX数据处理器620的ND个数据符号流，基 于由控制器540提供的一组ND或NR个TX导向向量来执行宽带处理 (即便要)和特征导向，与导频复用，并且为NT个发射天线提供NT 个发射码片流。下面进一步描述TX数据处理器620和TX空间处理 器630执行的处理。发射机单元632接收和调整NT个发射码片流， 以获得NT个调制信号，所述NT个调制信号从NT个发射天线(图6 中没有示出)发射，经由该MIMO信道到达接收机650。
在接收机650处，所述NT个发射信号被NR个接收天线(图6 中没有示出)中的每个接收天线接收，而且来自所述NR个接收天线 的NR个接收信号被提供给接收机单元654。接收机单元654对每个 接收信号进行调整，数字化和预处理，以获得一个相应的接收符号流。 接收机单元654向RX空间处理器660提供NR个接收符号流，并向 信道估计器672提供接收导频符号。RX空间处理器660使用NR个 匹配滤波器对所述NR个接收符号流执行匹配处理并提供ND个已恢 复的符号流，所述ND个已恢复的符号流是由发射机610发送的ND 个数据符号流的估计。RX数据处理器670随后根据它的传输模式处 理(例如解调，解交织和解码)每个已恢复的符号流，以获得解码后 的数据流，该解码后的数据流是发射机610发送的数据流的估计。 RX数据处理器670还可进一步提供每个接收数据分组的状态。
信道估计器672、矩阵计算单元674和传输模式选择器676分别 如图1中的信道估计器172、矩阵计算单元174和传输模式选择器176 一样执行类似的功能，以确定用于发射机610的ND或NR个TX导向 向量，确定用于接收机650的NR个匹配滤波器，和确定用于ND个数 据流的ND个传输模式。控制器680汇集用于发射机610的反馈信息， 这些信息可包括所述ND个或NR个TX导向向量和ND个传输模式。
控制器640和680分别导引发射机610和接收机650的操作。存 储单元642和682分别为控制器640和680使用的程序代码和数据提 供存储。存储单元642和682可位于控制器640和680的内部，如图 6所示，或者位于这些控制器的外部。
如果ND＝1，那么可以如图2中所示对单个数据流执行编码、交织 和调制。取决于是对该数据流执行扩频还是执行OFDM调制，可以 如图3A，3B或3C所示对单个数据流执行特征导向。然而，对于主模， 使用导向向量 vpm来执行特征导向，或者对于主路径，使用导向向量 vmp(而不是导向向量 vmiso)来执行特征导向。所述接收机匹配滤波 可以如下所述来进行。如果ND＞1，那么可以如下所述来执行数据处 理(例如，编码、交织和调制)和特征导向。
图7示出了图6中的TX数据处理器620的一个实施例的方框图。 对于这个实施例，TX数据处理器620包括用于ND个数据流中每个 数据流的一组编码器712，信道交织器714，和符号映射单元716。 每组编码器、信道交织器和符号映射单元按与上面针对图2中的TX 数据处理器120所述相类似的方式，接收和处理各个数据流 以获得一个相应的数据符号流sλ(n)。基于控制器640提供的编码控 制、交织控制和调制控制对每个数据流执行编码、交织和调制，这些 控制是基于为该数据流选择的传输模式来生成的。
图8A示出了TX空间处理器630a的方框图，该TX空间处理器 630a是图6中的TX空间处理器630的一个实施例，并且该TX空间 处理器630a可以用于多模特征导向。对于这种实施例，TX空间处理 器630a包括用于ND个数据流的ND个特征导向单元830a到830d、 TX导频处理器840、合并器850和复用器860。
对于多模特征导向，每个特征导向单元830接收各个数据符号流 sλ(n)和矩阵 Vmm中的各个频率无关导向向量 vλ。如上面图3A所述， 每个特征导向单元830使用它的导向向量来对它的数据符号流执行 特征导向，并且为所述NT个发射天线提供相应的NT组符号子流 特征导向单元830a到830d提供ND个数据流的ND组发射符 号子流。合并器850包括NT个合并器852a到852t，NT个发射天线 中的每一个天线对应一个合并器852。每个合并器852接收并且合并 来自其发射天线的特征导向单元830a到830d的各组ND个发射符号 子流，并且提供一个发射符号流。合并器852a到852t为所述NT个 发射天线提供NT个发射符号流 特征导向单元830a到830d 和合并器850共同执行等式(28)中所示的特征导向。
对于接收机特征导向，TX空间处理器630a将包括NR个特征导 向单元830，NR个接收天线中的每个接收天线对应一个特征导向单 元。每个特征导向单元830将接收矩阵 Vrx中一个相应的频率无关导 向向量 vrx，i。如果ND＝1線荆经，那么同一数据符号流s(n)被提供给所有NR 个特征导向单元，并且利用NR个导向向量来导向，以获得NR组NT 个发射符号子流。每个合并器852随后将接收和合并来自它的发射天 线的NR个特征导向单元的各组NR个发射符号子流，并且提供一个发 射符号流。如果ND＞1，那么每个数据符号流可被提供给所述数据符 号流被导向到的一个或多个接收天线的NR个特征导向单元中的一个 或多个特征导向单元。随后按与获得用于NT个发射天线的NT个发射 符号 相类似的方式来执行特征导向。
TX导频处理器840接收导频符号并利用NT个正交序列来覆盖该 导频符号，如上面图3A中所述，并且向NT个发射天线提供NT个覆 盖后的导频符号序列。复用器860包括NT个复用器862a到862t， NT个发射天线中的每个发射天线对应一个复用器862。每个复用器 862接收来自相关联的合并器852的发射符号，将它与来自相关联的 乘法器842的覆盖后的导频符号复用到一起，并且提供一个相应的发 射码片流。复用器862a到862t为所述NT个发射天线提供NT个发射 码片流 ${\underset{‾}{c}}_{\mathrm{mimo}}\left(n\right)={[c_1\left(n\right)c_2\left(n\right)...c_{N_T}\left(n\right)]}^T.$
图8B示出了TX空间处理器630b的方框图，该TX空间处理器 630b是图6中的TX空间处理器630的另外一个实施例。TX空间处 理器630b在时域内执行扩频，并且包括用于ND个数据流的ND个扩 频器810a到810d、ND个特征导向单元830a到830d、TX导频处理 器840、合并器850和复用器860。每个扩频器810接收一个相应的 数据符号流sλ(n)，使用一个PN扩频序列对该数据符号流进行扩频， 并且提供一个相应的扩频数据符号流。所述ND个数据符号流可以使 用相同或不同的PN序列。扩频器810a到810d为所述ND个数据符 号流提供ND个扩频数据符号流。然后，使用与上面图3A和图8A中 所描述的类似的方式对所述ND个扩频数据符号流(而不是数据符号 流)中的每一个执行特征导向，以获得用于NT个发射天线的NT个发 射码片流。
图8C示出了TX空间处理器630c的方框图，该TX空间处理器 630c是图6中的TX空间处理器630的又一个实施例。TX处理器630c 执行OFDM调制，并且包括用于ND个数据流的ND个OFDM调制器 820a到820d、ND个特征导向单元830a到830d、TX导频处理器840、 合并器850和复用器860。
每个OFDM调制器820按照与上面图3C中所描述的相类似的方 式对各个数据符号流sλ(n)执行OFDM调制，并提供一个数据码片流。 OFDM调制器820a到820d为所述ND个数据流提供ND个数据码片 流。然后，按照与上面图3A和图8A中所描述的类似的方式对所述 ND个数据码片流(而不是数据符号流)中的每个执行特征导向，以 获得用于NT个发射天线的NT个数据码片流。或者，可以在频域内对 每个子带的数据符号子流执行特征导向。在这种情况下，对于所有子 带，每个特征导向单元使用相同的导向向量 vλ。
图9A示出了RX空间处理器660a的方框图，该RX空间处理器 660a可用于其中发送单个数据流的情况下(即ND＝1)。NR个接收天 线652a到652r中的每个接收天线从发射机610接收NT个发射信号， 并向相关接收机单元654提供接收信号。每个接收机单元654对它的 接收信号进行调整、数字化和预处理，并提供接收符号流
RX空间处理器660a包括用于NR个接收天线的NR个匹配滤波 器910a到910r、合并器912和均衡器914。每个匹配滤波器910使 用匹配滤波器 来对它的接收符号流 执行匹配 滤波，并提供一个滤波后的符号流。对于主模特征导向，向量 vmimo 等于导向向量 vpm；对于主路径特征导向，向量 vmimo等于导向向量 vmp；或者对于接收机特征导向，向量 vmimo等于导向向量 vrx，i。对于 接收机特征导向，每个匹配滤波器910与对应它的接收天线的一个不 同的导向向量 vrx，i相关联，该接收天线在图9A中没有示出。向量 是NT个发射天线和接收天线i间的信道冲击响应。合并器912接收 并合并来自匹配滤波器910a到910r的所述NR个滤波后的符号流， 并提供一个检测符号流 均衡器914对该检测符号流执行均衡， 并提供已恢复的符号流 均衡器914可采用MMSE均衡器、 决策反馈均衡器、最大似然序列估计器或一些其他类型的均衡器。
图9B示出了RX空间处理器660b的方框图，该RX空间处理器 660b可用于其中发送单个数据流的情况(也即ND＝1)。RX空间处理 器660b在时域内执行解扩频，并且可以与图8B中的TX空间处理器 630b结合使用。
RX空间处理器660b包括用于NR个接收天线的NR个匹配滤波 器910a到910r、合并器912和解扩器916。每个匹配滤波器910使 用它的匹配滤波器 对各个接收符号流 执行匹 配滤波，并提供一个滤波后的符号流。合并器912接收并合并所述 NR个滤波后的符号流，并提供检测符号流 然后，解扩器916 使用发射机610所使用的PN序列对检测符号流进行解扩，并提供已 恢复的符号流
图9C示出了RX空间处理器660c的方框图，该RX空间处理器 660c可用于其中发送单个数据流的情况(即ND＝1)。RX空间处理器 660c执行OFDM解调，并且可以与图8C中的TX空间处理器630c 结合使用。
RX空间处理器660c包括用于NR个接收天线的NR个匹配滤波 器920a到920r、用于NF个子带的合并器932a到932f和复用器934。 每个天线匹配滤波器920对一个接收天线执行匹配滤波，并且包括 OFDM解调器922和用于NF个子带的NF个匹配滤波器930a到930f。
在每个天线匹配滤波器920中，OFDM解调器922对相关联接收 天线的接收符号流 执行OFDM解调，并向NF个匹配滤波器930a 到930f提供NF个子带的NF个接收符号子流yi(k)，k＝1，2，...NF。每个 匹配滤波器930使用它的匹配滤波器 $m_i\left(k\right)={\underset{‾}{v}}_{\mathrm{mimo}}^H{\underset{‾}{h}}_i^H\left(k\right)$ 对它的接收符号 子流yi(k)执行匹配滤波，并提供一个滤波后的符号子流。向量 hi(k)是 子带k的接收天线i的信道频率响应。每个天线匹配滤波器920中的 匹配滤波器930a到930f向NF个合并器932a到932f提供所述NF个 子带的NF个滤波后的符号子流。
每个合并器932接收来自NR个天线匹配滤波器920a到920r的 它的子带的NR个滤波后的符号子流，并提供该子带的检测符号子流。 复用器934接收来自合并器932a到932f的NF个子带的NF个检测符 号子流并将其复用到一起，并提供已恢复的符号流
图9D示出了RX空间处理器660d的方框图，该RX空间处理器 660d可以用于其中ND＞1的多模特征导向。RX空间处理器660d可以 与图8A中的TX空间处理器630a或图8B中的TX空间处理器630b 结合使用。
RX空间处理器660d包括用于NR个接收天线的NR个匹配滤波 器940a到940r、用于ND个数据流的ND个合并器942a到942d、空- 时均衡器944以及用于ND个数据流的ND个解扩器946a到946d。每 个匹配滤波器940使用相关联的接收天线的匹配滤波器 对各接收符号流 执行匹配滤波，并且提供ND 个数据符号流的ND个滤波后的符号子流。矩阵 Vmm包括针对ND个数 据符号流的ND个导向向量 vλ，λ＝1，2，...ND。于是，每个匹配滤波器 940使用ND个匹配滤波器 对接收符号流 执行 匹配滤波，以获得相关联的接收天线的ND个滤波后的符号子流，其 中， vλ是 Vmm的第λ列。
每个合并器942接收并合并来自匹配滤波器940a到940r的一个 数据符号流的NR个滤波后的符号子流，并且提供该数据流的检测符 号流 匹配滤波器940a到940r与合并器942a到942d共同执行 等式(29)中示出的匹配滤波，并且提供ND个数据符号流的ND个 检测符号流
如果多个数据符号流被发射，那么在接收机650处这些数据符号 流之间就有可能存在串扰。空-时均衡器944对来自合并器942a到 942d的ND个检测符号流进行均衡，并提供ND个均衡后的符号流。 空-时均衡器944可以使用MMSE线性均衡器、决策反馈均衡器、最 大似然序列估计器或者一些其他类型能够对多个流进行联合操作以 在存在串扰、符号间干扰和噪声时减轻串扰和/或使接收SNR最大化 的均衡器。空-时均衡器944还可以使用连续均衡和干扰消除处理技 术。空-时均衡器944也可以被省掉。
如果在接收机610处不执行扩频处理，如图8A中所示，那么来 自空-时均衡器944的ND个均衡后的符号流被提供来作为ND个已恢 复的符号流 如果在接收机610对每个数据符号流执行扩频处理， 如图8B中所示，那么每个解扩器946接收相应的均衡后的符号流并 利用PN序列对其进行解扩，并且提供一个相应的已恢复的符号流。 解扩器946a到946d于是将提供ND个已恢复的符号流
图9E示出了RX空间处理器660e的方框图，该RX空间处理器 660e可以被用于其中ND＞1的接收机特征导向。RX空间处理器660e 包括用于NR个接收天线的NR个匹配滤波器950a到950r、合并器952、 空-时均衡器954、和用于ND个数据符号流的ND个解扩器956a到 956d。每个匹配滤波器950使用一个相关联的接收天线的匹配滤波器 来对各接收符号流 执行匹配滤波，并且提供 一个滤波后的符号流。合并器952接收来自匹配滤波器950a到950r 的NR个滤波后的符号流，合并用于每个数据符号流的所有接收天线 的滤波后的符号流，并且提供该数据符号流的检测符号流 所述 合并依赖于在发射机处执行的特征导向(即，每个数据符号流所导向 的具体接收天线)。合并器952提供对应于ND个数据符号流的ND个 检测符号流 空-时均衡器954和解扩器956a到956d如上面图 9D所描述的那样对ND个检测符号流进行操作，并且提供ND个已恢 复的符号流
图9F示出了RX空间处理器660f的方框图，该RX空间处理器 660f可以用于其中ND＞1的多模特征导向。RX空间处理器660f执行 OFDM解调，并且可以与图8C中的TX空间处理器630c结合使用。
RX空间处理器660f包括用于NR个接收天线的NR个天线匹配滤 波器970a到970f，用于NF个子带的NF个合并器982a到982f，用于 NF个子带的NF个空-时均衡器984a到984f，以及复用器986。每个 天线匹配滤波器970针对一个接收天线执行匹配滤波，它包括OFDM 解调器972和用于NF个子带的NF个匹配滤波器980a到980f。
在每个天线匹配滤波器970中，OFDM解调器972对相关联的天 线的接收符号流 执行OFDM解调，并且向NF个匹配滤波器980a 到980f提供NF个子带的NF个接收符号子流yi(k)，k＝1，2，...NF。每个 匹配滤波器980使用它的滤波器 ${\underset{‾}{m}}_i\left(k\right)={\underset{‾}{V}}_{\mathrm{mm}}^H{\underset{‾}{h}}_i^H\left(k\right)$ 对它的接收符号子流 yi(k)执行匹配滤波，并且提供其子带的ND个数据符号流的ND个滤波 后的符号子流。每个天线匹配滤波器970的匹配滤波器980a到980f 向NF个合并器982a到982f提供NF个子带的NF组ND个滤波后的符 号子流。
每个合并器982从NR个天线匹配滤波器970a到970r接收它的 子带的NR组ND个滤波后的符号子流并将其合并，并且提供它的子带 的ND个检测符号子流。虽然在图9F中没有示出，每个合并器982 包括ND个加法器，每个数据符号流对应一个加法器。每个加法器从 用于它的子带和它的数据符号流的天线匹配滤波器970a到970f接收 NR个滤波后的符号子流，并将所接收的NR个滤波后的符号子流相加 以获得它的子带的检测符号子流。
每个空间均衡器984对来自一个相关联的合并器982的它的子带 的ND个检测符号子流执行均衡，并且提供这个子带的ND个均衡后 的符号流。空间均衡器984可应用MMSE线性均衡器或一些其他对 多个符号进行联合流操作以减轻串扰和/或使接收SNR最大化的均衡 器。空间均衡器984还可应用连续均衡和干扰消除处理技术。
复用器986从合并器984a到984f接收NF个子带的NF组ND个 均衡后的符号子流。复用器986随后复用来自合并器984a到984f的 每个数据符号流的NF个均衡后的符号子流，并且提供对应该数据符 号流的已恢复的符号流
图10示出了接收机650x的方框图，该接收机650x是图6中接 收机650的一个实施例。RX空间处理器660对NR个接收符号流yi(n)， (i＝1，2，...NR)执行匹配滤波和后处理，并且向RX数据处理器670 提供ND个已恢复的符号流 λ＝1，2，...ND。RX数据处理器670包 括用于ND个已恢复的符号流中每个的一组符号解映射单元1012、解 交织器1014和解码器1016。每组符号解映射单元、解交织器和解码 器像上面图5中所描述的那样处理各个已恢复的符号流。RX数据处 理器670提供ND个解码后的数据流 λ＝1，2，...ND。
信道估计器672基于来自接收机单元654a到654r的接收导频符 号来估计信道响应和接收机本底噪声，并且向控制器680提供信道冲 击响应估计 和本底噪声估计 控制器680执行用于数据传输 的与特征导向、匹配滤波和速率控制相关的各种功能。例如，矩阵计 算单元1022可执行计算以(1)对于主模特征导向导出导向向量 vpm， (2)对于主路径特征导向导出导向向量 vmp，(3)对于多模特征导向 导出导向向量 vλ，λ＝1，2，...ND，或者(4)对于接收机特征导向导出导 向向量 vrx，i，i＝1，2，...NR。计算单元1022还导出用于接收机650的NR 个匹配滤波器，并且可以进一步估计ND个数据流的接收SNR。传输 模式选择器1024基于它的接收SNR来为每个数据流选择一个合适的 传输模式。存储单元682可为所有支持的传输模式和他们所需要的 SNR存储一个查找表1026。控制器680提供ND个TX导向向量、ND 个数据流的ND个所选择的传输模式、ACKs和/或NAKs，等等作为 发射机610的反馈信息。
对于上面所描述的实施例，接收机估计MISO或MIMO信道的 信道响应，导出用于发射机的导向向量以及用于接收机的匹配滤波 器，并且将导向向量作为反馈信息发送回去。对于其他的实施例，也 可以由发射机来估计信道响应并导出导向向量。例如，在一个具有共 享频率带宽的时分双工(TDD)系统中，下行链路信道响应和上行链 路信道响应可以被假定是彼此互逆的。也就是，如果 H(k)表示针对子 带k从天线阵A到天线阵B的一个信道频率响应矩阵，那么互逆信 道意味着从天线阵B到天线阵A的耦合用 HT(k)来给出。对于所述 TDD系统，该互逆信道的特征可以允许发射机基于接收机在其他链 路上发送的导频来估计由接收机所观察到的信道。总的来说，取决于 系统设计，可以由接收机或者发射机来执行信道估计和导向向量的计 算。
图11示出了用于在MIMO系统中执行主模特征导向、多模特征 导向和主路径特征导向的过程1100的一个实施例的流程图。首先， 获得MIMO系统中的MIMO信道的信道响应的多个信道响应矩阵 (在方框1112中)。这些信道响应矩阵可以是(1)L+1个时延的L+1 个信道冲击响应矩阵(即， n＝0，1，...L)或(2)NF个子带的 NF个信道频率响应矩阵(即， H(k)，k＝1，2，...NF)。
基于所述信道响应矩阵，计算MIMO信道的一个单个相关矩阵 (在方框1114中)。对于主模特征导向和多模特征导向，可以如等式 (18)中所示，通过(1)计算多个信道响应矩阵中的每个的相关矩阵， 以及(2)将信道响应矩阵的相关矩阵相加以获得单个相关矩阵。对于 主路径特征导向，可以像等式(33)和(34)以及相关的描述那样， 通过(1)确定每个信道冲击响应矩阵的能量，(2)识别具有最高能 量的信道冲击响应矩阵，(3)计算具有最高能量的信道冲击响应矩阵 的一个相关矩阵，以及(4)将具有最高能量的信道冲击响应矩阵的 相关矩阵定义为该MIMO信道的单个信道相关矩阵，从而获得所述 单个相关矩阵。
所述单个相关矩阵随后被分解(例如使用特征值分解)以为 MIMO信道的ND个空间信道获得ND个导向向量，这里NS≥ND≥1， 而且NS是所述单个相关矩阵的特征模的数目(在方框1116中)。对 于主模特征导向和主路径特征导向，ND＝1，并且只有一个导向向量 被获得。对于多模特征导向，ND＞1，并且有多个导向向量被获得。
方框1112、1114和1116中所示的操作可由图6中的接收机650 来执行。对于一个上行链路和下行链路共享同一个频带的时分双工 (TDD)系统而言，方框1112、1114和1116中所示的操作还可由发 射机610来执行。在任何情况下，ND个导向向量可以被发射机用于 进行特征导向以及可被接收机用于进行匹配滤波。
在发射机处，每个导向向量可以用于对在与该导向向量相关联的 空间信道中发送的数据流进行频率无关特征导向或者空间处理(在方 框1122中)。发射机使用ND个导向向量对ND个数据符号流执行特征 导向，以生成NT个发射符号流(在方框1124中)，所述NT个发射符 号流被进一步处理并且被从所述NT个发射天线发射出去(在方框 1126中)。
在接收机处，可以在时域内或者频域内对NR个接收天线的NR 个接收符号流执行匹配滤波，这里NR≥ND。可以基于ND个导向向 量和每个接收天线的多个信道响应向量，导出用于该接收天线的匹配 滤波器(在方框1132中)。每个接收天线的信道冲击响应向量可以从 信道冲击响应矩阵获得。每个接收天线的接收符号流被该接收天线的 匹配滤波器滤波，以获得ND个滤波后的符号子流，发射机所使用的 每个导向向量对应一个子流(在方框1134中)。来自NR个接收天线 的所有NR个匹配滤波器的滤波后的符号子流随后被合并，以获得由 发射机发送的ND个数据流的ND个检测符号流(在方框1136中)。可 以对ND个检测符号流执行均衡以获得ND个已恢复的符号流(在方 框1138中)。如果ND＞1，那么可以对多个检测符号流执行空-时均衡 (例如，使用MMSE-LE、DFE、或者MLSE)，以获得多个已恢复的 符号流。
图12示出了用于在具有NT个发射天线和NR个接收天线的MISO 或MIMO系统中，执行接收机特征导向的过程1200的一个实施例的 流程图，其中，在这种情况下NT＞1而且NR≥1。首先，为NR个接收 天线获得NR组信道响应向量，每个接收天线对应一组(在方框1212 中)。每组信道响应向量表明NT个发射天线与一个接收天线间的信道 频率响应或者信道冲击响应。
基于每个接收天线的信道响应向量组，计算该接收天线的一个单 个相关矩阵(在方框1214中)。这可以通过(1)计算接收天线的每 个信道响应向量的相关矩阵，并且(2)将该接收天线的信道响应向 量的相关矩阵相加以获得该接收天线的该单个相关矩阵来实现。然 后，将每个接收天线的该单个相关矩阵分解(例如使用特征值分解)， 以获得用于该接收天线的导向向量(在方框1216中)。方框1212、 1214和1216中所示的操作可以由图1中的接收机150或者图6中的 接收机650来执行。对于一个TDD系统，方框1212、1214和1216 中所示的操作也可以由图1中的发射机110或者图6中的发射机610 来执行。在任何情况下，为NR个接收天线获得NR个导向向量，而且 所述NR个导向向量可以被发射机用于进行空间处理以及可被接收机 用于进行匹配滤波。
在发射机处，所述NR个导向向量可被用于对ND个数据流进行频 率无关特征导向或空间处理，这里NR≥ND≥1，而且NT≥ND(在方 框1222中)。对于仅仅具有一个接收天线(NR＝1)的MISO系统， 一个数据流可通过使用为一个接收天线获得的一个导向向量来发送 (在方框1224和1226中)。对于具有多个接收天线(NR＞1)的MIMO 系统，一个或多个数据流可以通过使用为NR个接收天线获得的NR 个导向向量来发送。每个数据流可以被导向至一个或多个接收天线。
在接收机处，可以在时域内或者频域内对NR个接收天线的所述 NR个接收符号流执行匹配滤波。基于导向向量和每个接收天线的信 道响应向量组，可以为该接收天线导出匹配滤波器(在方框1232中)。 每个接收天线的接收符号流被用于该接收天线的匹配滤波器滤波，以 获得该接收天线的一个滤波后的符号流(在方框1234中)。来自用于 NR个接收天线的NR个匹配滤波器的NR个滤波后的符号流随后被合 并，以获得由发射机发送的ND个数据流的ND个检测符号流(在方 框1236中)。可以对ND个检测符号流执行均衡，以获得对应于由发 射机发送的ND个数据流的ND个已恢复的符号流(在方框1238中)。
5.速率选择
对于MISO系统100和MIMO系统600两者而言，接收机可以 为每个空间信道估计接收SNR。所述SNR的计算依赖于数据传输所 使用的特征导向方案，如上所述。接收机随后可基于每个空间信道的 所述接收SNR，γrx(λ)，以及SNR偏移量，γos(λ)，来计算该空间信道 的工作SNR，γop(λ)，(例如，γop(λ)＝γrx(λ)+γos(λ)，这里单位是dB)。 所述SNR偏移量可被用于解释估计误差、信道的变化和其他因素。 接收机可基于每个空间信道的工作SNR，为该空间信道选择一个合 适的传输模式。
所述系统可被设计成支持一组传输模式。所述支持的传输模式之 一可以是针对零速率的(也即，数据速率是零)。剩下的传输模式中 的每个与特定的非零数据速率、特定的编码方案或码速率、特定的调 制方案以及特定的最小SNR相关联，该特定的非零数据速率、特定 的编码方案或码速率、特定的调制方案以及特定的最小SNR是获得 一个无衰落的AWGN信道的理想性能水平(例如1％的分组错误率 (PER))所需要的。对于所述支持的具有非零数据速率的每种传输 模式，所需要的SNR是基于具体的系统设计而获得(也即，针对该 传输模式由所述系统使用的特定的码速率，交织方案，调制方案等 等)，并且所需要的SNR是针对一个AWGN信道的。所需要的SNR 通过本领域中所熟知的计算机仿真、实验测量等等来获得。一组所述 支持的传输模式以及他们所需的SNR可以被存储在一个查找表中。
每个空间信道的工作SNR，γop(λ)，可以被提供给该查找表，该 查找表随后为该空间信道提供传输模式q(λ)。所述传输模式q(λ)是具 有最高数据速率和一个所需要的SNR，γrep(λ)，的所述支持的传输模 式，所述γreq(λ)小于或等于工作SNR(即，γreq(λ)≤γop(λ))。因此， 接收机基于每个空间信道的工作SNR为该空间信道选择可能的最高 数据速率。
为了清楚起见，上面已经描述了各种特征导向方案的具体的实施 例。这些特征导向方案的其他变形也可以被想出，并且这在本发明的 范围内。例如，可以按照与上面针对主模和多模特征导向方案描述的 不同的方式来计算MIMO信道的单个相关矩阵。作为另外一个例子， 可以在主路径的多个空间信道上发射多个数据符号流。作为又一个例 子，基于所述空间信道的能量，可以在ND个最好的空间信道上发射 ND个数据流。基于这里所提出的教导，其他特征导向方案也可被想 出，并且这在本发明的范围内。
这里所描述的特征导向技术可以通过各种方式来实现。例如，这 些技术可以利用硬件、软件或者其组合来实现。对于硬件实现而言， 在发射机处用于特征导向和其他相关功能的处理可以用一个或者多 个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设 备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)，现场可编程门阵列(FPGA)、 处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计来执行这里所描述的 功能的其他电子单元或其组合来实现。在接收机处用于匹配滤波和其 他相关功能的处理也可以利用一个或多个ASIC、DSP等等来实现。
对于一个软件实现而言，所述特征导向技术可以利用执行这里所 描述的功能的模块(例如，过程、函数等等)来实现。所述软件代码 可以被存储在存储单元中(例如，图1中的存储单元142和182或者 图6中的存储单元642和682)，并由一个处理器(例如，图1中的 控制器140和180或者图6中的640和680)来执行。存储单元可以 在处理器的内部实现或者在处理器的外部实现，在存储单元在处理器 的外部实现的情况下，它可以通过本领域熟知的各种方式可通信地耦 合到处理器上。
标题在这里被包括来用于参考且有助于定位某些章节。这些标题 并不意图对其下面所描述的概念的范围进行限定，并且这些概念在整 个说明书的其他章节中也适用。
所述公开的实施例的上述描述被提供来使得本领域的技术人员 能够实现或者使用本发明。对于本领域的技术人员来说，这些实施例 的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离 本发明的范围和主旨的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不 限于这里示出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最 广范围相一致。