根据本发明，在受干扰的双向媒介上以对称信息通信速率进行信息通信的方法的 特征在于下列步骤：(1)在所述媒介上，在第一多个带宽上以第一方向传输信息；以及 (2)在该媒介上，在第二多个带宽上以第二方向传输信息；(3)其中，第一和第二多个带 宽是部分重叠的带宽。
再根据本发明，在受干扰的双向媒介上以对称信息传输速率进行数据通信的方法 的特征在于下列步骤：(1)在所述媒介上，在第一带宽上以第一方向传输数据；以及(2) 在该媒介上，在第二带宽上以第二方向传输数据；(3)其中，第一和第二带宽是部分重 叠的带宽。
在本发明的又一方面，在受干扰的双向媒介上以对称信息传输速率进行信息通信 的方法的特征在于下列步骤：(1)在所述媒介上，在第一带宽上以第一方向传输信息； 以及(2)在该媒介上，在第二带宽上以第二方向传输信息；(3)其中，第一和第二带宽是 部分重叠的带宽。
再根据本发明，在受干扰的双向媒介上以对称信息传输速率进行信息通信的装 置，其特征在于，包含：(1)在媒介上以第一和第二方向通信的第一收发机；(2)在媒介 上以第一和第二方向通信的第二收发机；(3)把第一收发机连接到媒介上的第一方向耦 合器；(4)把第二收发机连接到媒介上的第二方向耦合器；收机机被构筑和布置成在媒 介上以第一和第二方向的通信在部分重叠的带宽上进行。
附图概述
图1是本发明的较佳实施例。
图2是图1的装置的频谱形态的例子。
图3是本发明的第二较佳实施例。
图4是本发明的第三较佳实施例。
图5图示了图4的实施例的下游传输功率频谱密度。
图6图示了图4的实施例的上游传输功率频谱密度。
本发明的实施方式
图1示出了根据本发明构筑和布置的装置，实现了在受干扰的双向媒介上以对称 速率进行信息通信的方法。根据本发明，实现的方法的特征在于下列步骤：(1)在媒介 上，在第一带宽上以第一方向传输信息，第一带宽至少具有用于该信息的一个通带； 以及(2)在媒介上，在第二带宽上以第二方向传输信息，第二带宽至少具有该信息的一 个通带；(3)其中，第一和第二带宽上的通带部分是部分重叠的通带。
参照图1，根据本发明构筑和布置的信息通信系统包含位于站点“A”的第一 多个收发机100，通过双向媒介300向位于一个或多个站点“B”的第二多个收发机 提供一种或多种通信服务。图1仅作为图示，而不是限制，该图仅在站点“A”上示 出了一个这样的收发机，在“B”点之一上示出了一个这样的收发机。图1的系统可 以在各种服务应用中使用，例如，移动无线电通信，卫星通信以及电话技术等。双向 传输媒介300可以是受到干扰的任何传输媒介，例如空中，空间或铜线双绞线对。通 过媒介300通信的模式可以是全双工或半双工。对于半双工操作，当在站点上的多个 收发机非对称工作时，本发明最有用。
第一和第二收发机100、200的接收和发送部件包含特殊应用所需要的传统的部 件。对于移动无线电通信，一个收发站包含基站设备，多个收发站包含便携式收发设 备。参见Robert G.Winch的“电信传输系统”(1993)。本地环路上从中央站(“下游” 站点)至多个用户站点(“上游”站点)的数字传输使用的收发机包含传统的信道编码 器、线路编码器、调制和解调器、均衡器、前置编码器和判定装置，这需要根据特定 应用。参见S.v.Ahamed，P.P.Bohn和N.L.Gottfried的“用户环中设备上的双线数字 传输教程”，IEEE Transactions on Communications，vol.COM-29，no.11，p.1554(1981. 11)；TR-28的“高比特率数字用户线(HDSL)的技术报告”，数字用户线的T1E1.4工 作组准备(1994.2)；M.Tomlinson的“使用模算法的新的自动均衡器”，Electronics Letters，vol.7，nos.5/6，pp.138(March 25，1971)；R.Price的“噪声滤波信道容量的非 线性反馈均衡PAM”，Proc.1972 IEEE International Conference on Communications，p. 22-12(1972.6)；G.Ungerboeck的“用多层/相信号的信道编码”，IEEE Transcations on Information Theory，vol.IT-28，p.55(1982.1)；R.W.Lucky，J.Salz和E.J.Weldon，Jr.的 “数字通信原理“(1968)；A.J.Viterbi和J.K.Omura的“数字通信和编码原理” (1979)；Simon Haykin的“通信系统”(1983)；M.Schwartz的“信息传输、调制和噪 声”(1990年第4版)；Jerry d.Gibson的“数字和模拟通信”(1993年第2版)；Robert G.Winch的“电信传输系统”(1993)；Jacky S.Chow，Jerry C.Tu和John M.Cioffi的 “HDSL应用的离散多频块收发系统”，Joural on Selected Areas in Communications， vol.9，no.6，p.895(1991.8)；授予M.Turner的美国专利号5,414,733，“使用使高速 数据服务环路上传送的信号的噪声和码间干扰最小的固定速率反指针抽头的判定反 馈均衡器”。
再参见图1，把以对称信令速率(“x bps”)输入的信息提供给第一和第二收发 机100，200。根据本发明，把这种给收发机100，200的输入在媒介300上以部分 重叠的带宽fA-B和fB-A非对称信令的形式传输。再根据本发明，以部分重叠的带宽传 输的信号是频谱成形的。频谱成形包括在每个方向上不相等的传输功率和滤波，例 如，通带成形，从通带到至少一个抑制带的转换成形，以及抑制带内的极限衰减。根 据本发明，频谱成形保证了与其它通信服务的兼容性。图2示出了图1的装置的频谱 成形。
图3示出了实现在受干扰的信道上以对称速率传输信息的方法的装置。根据本发 明，实现的方法的特征在于下列步骤：(1)在信道上，以第一带宽、第一方向、第一波 特率传输信息；以及(2)在该信道上，以第二带宽、第二方向、第二波特率传输信息， 其中第一和第二带宽是部分重叠的带宽；(3)至少对该带宽之一进行频谱成形；以及(4) 把数据定向耦合到该信道上。
参见图3，该装置包含第一多个收发机400，位于站点“A”上，把一个或多 个通信服务通过双向媒介600提供给位于一个或多个站点“B”上的第二多个收发机 500。图1仅为图示，而不是限制，该图仅在站点“A”上示出了一个这样的收发机， 在站点“B”之一上示出了一个这样的收发机。双向媒介600是传统结构的信道或数 据链路，例如多个铜线双绞线对。发送机401把信息通过媒介600的链路或信道A-B 传输给位地站点“B”上的接收机502；发送机501把信息通过媒介600的链路或信 道B-A传输给站点“A”上的接收机402。信道A-B和B-A受到干扰。
图3所示的站点“A”和“B”的发送机根据特定应用的需要以传统方式构成 和布置。在数字通信中，发送机401和501可以根据特定应用的需要，被构置成实现 线路编码、信道编码、前置编码、调制和/或预均衡。参见TR-28的“高比特率数字 用户线(HDSL)的技术报告”，数字用户线的T1E1.4工作组准备(1994.2)；M. Tomlinson的“使用模算法的新的自动均衡”，Electronics Letters，vol.7，nos.5/6，pp. 138(March 25，1971)；R.Price的“噪声滤波信道容量的非线性反馈均衡PAM”，Proc. 1972 IEEE International Conference on Communications，p.22-12(1972.6)；G. Ungerboeck的“用多层/相信号的信道编码”，IEEE Transcations on Information Theory， vol.IT-28，p.55(1982.1)以及上面指出的教科数。
参见图3，站点“A”和站点“B”信息输入(C)和(F)以相同的速率进入到它们 各自的发送机401(TxA)和501(TxB)。在A-B信道方向上，发送机401把站点“A” 的数据输入(C)调制成具有在信道A-B上的带宽BWA-B的码元序列。在B-A信道方向 上，发送机501把站点“B”的数据输入(F)调制成具有在信道B-A上的带宽BWB-A 的码元序列。A-B和B-A方向上的信号被分别通过定向耦合器403，503，从而耦 合给媒体600。
在媒介600上传输之后，把传输的信息分别通过定向耦合器503和403送到接收 机402(RxA)和502(RxB)。接收机402，502是传统的结构和布置，根据特定应用的需 要，实现解调、滤波、均衡和解码功能。得到的信息输出(D)和(E)由接收机402和502 以相同的速率提供。
本发明的通信系统可以使用非对称波特速率或偏移对称波特速率，同时在站点 “A”和“B”位置上保持对称数据速率。A-B信道带宽BWA-B被选择成与B-A信 道带宽BWB-A不同，使这些带宽部分重叠。每个带宽BWA-B和BWB-A的特征是至少 一个通带和抑制带，从而可以使每个发送机401，501使用适当的波特速率。根据本 发明，由于在媒介600上以部分重叠的带宽进行传输，所以得到的通信系统能显著地 减少自NEXT，由于带宽BWA-B和BWB-A不重叠，所以完全消除了自NEXT。根据 本发明，通过设计带宽的重叠量，可以把BWA-B和BWB-A以及相对的传输电平、自 NEXT可以减小到不超过从其它服务来的干扰程度。在根据图3构成的本发明的另一 个实例中，在站点“A”和站点“B”之间使用多载波传输，其中把A-B方向上的 多个带宽布置成与B-A方向上的多个带宽部分重叠。
本发明使用频谱成形技术，参照部分重叠带宽的频率和相同幅度、通带、抑制带 中的极端衰减和转换带，对部分重叠的带宽的功率谱密度进行成形，从而增加传输范 围，使对其它服务的干扰最小。通过部分重叠带宽和频谱成形，本发明限制了对和来 自相同或不同服务的干扰。在本发明对HDSL2服务的应用中，例如，其它服务包括 T1、ISDN、HDSL和ADSL，但并不限于这些。
图4示出了实现在受干扰的双向媒介上以对称传输速率进行信息通信的方法的 装置。根据本发明，实现的方法的特征在于下列步骤：(1)在媒介上以第一方向在第一 带宽内传输信息，第一带宽至少具有用于该信息的通带；以及(2)在媒介上以第二方向 在第二带宽内传输信息，第二带宽至少具有用于该信息的通带；(3)其中，第一和第二 带宽内的通带是部分重叠的通带。
图4仅为图示，而不是限制，该图示出了图3的HDSL2服务的通信系统的 PAM(“脉幅调制”)的实现方案。参见图4，收发机720/760是图3指示了那种类型 的收发机400，500。把诸如输入“C”和“F”(“数据人”)的输入信息通过传统 的扰频机710以1.552Mbps的速率提供给收发机720/760。扰频机710使输入数据随 机化。把随机化的数据提供给收发机720/760的发送机部分720。发送机部分720是 传统的结构，可以包含传统的信道编码装置，例如，格子编码器721，随机输入数据 施加给该格子编码器721。格子编码器721的输出由比特-电平映射器722进行处理， 产生位于PAM信号空间中的线路码。在根据图3-4构置成的本发明的另一个实施例 中，选择的线路码可以对应于QAM、CAP或DMT。如果使用通带系统，可以把传 统的调制器和相应的解调器(未图示)增加到图4的结构中。
例如，如上述的Tomlinson和Price的著作中所描述的，传统装置编码器723对 比特-码元映射器722的PAM信号输出进行前置均衡。滤波器724对前置编码的信号 进行成形。此外，把前置处理的信号提供给传统的适当的回声消除器730。如图5、 6所示，滤波器724至少具有一个通带、一个转换带和一个抑制带。图5示出了从中 央局通过本地环路900传输到远程用户(“下游”传输)的滤波器特性，图6示出了从 远程用户通过本地环路900传输到中央局(“上游”传输)滤波器特性，这些图只是图 示，而不是限制。发送机的滤波器的信号输出通过传统的混合器116放置到本地环路 900上。
根据本发明，根据图3、4构筑和布置成的实施例：(1)可以省略如参照图4所 示描述的信道编码和前置均衡功能，(b)可以使用无信道编码的扰频器710和比特-码 元映射器722，例如通过格子编码器721，以及使用前置编码器723，(c)可以使用扰 频器710、比特-码元映射器722、信道编码，例如通过格子编码器721，省略前置编 码器723，以及(d)可以使用扰频器710、比特-码元映射器722和前置编码器723， 省略信号编码，例如通过格子编码器721。
收发机720/760的接收机部分760包含传统的接收机前端761，利用混合器750 在本地环路900上向其提供传输。前端761的信号输出利用适当的回声消除器730进 行回声消除，并通过传统的适当的前向馈送均衡器762提供给传统的判定装置763， 该判定装置763可以是传统的格子解码器。在操作时，判定装置763对其输入信号进 行解码，向传统的反扰频器770提供输出信号。反扰频器770的输出包含以对称的 1.552Mbps速率的信息D、F(“数据输出”)。
在参照图3-6描述的本发明的PAM实施例中，以1.03467MHz的带宽向下游传 输信息，而以620.8kHz的带宽向上游传输信息。使用部分重叠的带宽可以把HDSL2 服务产生的自NEXT减少到可归于其它服务的干扰的程度。
再根据本发明，在PAM实施例中，发送机的滤波器724对下游和上游信号进行 频谱成形。图5和图6中图示的HDSL2的PAM实施例的PAM传输功率频谱密度(通 带、抵制带和转换带)的频谱成形保证了与相同或相邻组中的其它服务频谱兼容。
根据本发明的PAM实施例，部分重叠带宽和频谱成形的组合产生了下面的表1 至表7以及表A所示的结果。表1、2和A示出了容限，即在中央局CSA 4和CSA 6 环路上的1/10,000,000出错率所需要的超量接收的信号/干扰比(“SNR”)；上面指出的 cf.TR-28报告，与CSA 4和CSA 6环路的特性有关。表中示出了各种已知干扰的各 种组合的容限。
表3至表7示出了从本发明的HDSL2 PAM外出的互串扰出现时其它服务实现的 容限。提供的出现其它干扰的容限示出了可归因于PAM实施例的串扰没有明显地超 过其它干扰引起的串扰。
在本地环路900(未图示)的一些服务状态时，没有ADSL系统，可以希望反转部 分重叠的窄带和宽带信号的方向，这样，在下游方向上使用窄带宽，而在上游方向上 使用宽带宽。此外，在这样的实施例中，本发明的通信系统可以构筑和布置成使发送 机在传感超过预定的预选程度的干扰程度时，自动地在下游和上游方向之间进行交 换。下表是参照图3-6描述的HDSL2 PAM实施例的发送机规格的详细内容：
                   下游(DS)发送机：一般位于CO中
传输功率：               9.7dBm
最大PSD：                -44.0dBm/Hz
PSD：                    参见图5
波特速率：               1.03467MHz
星座(constellation)大小：2比特/维
信息速率：               1.5比特/维
                   上游(US)发送机：一般位于RT中
传输功率“                              14.7dBm
最大PSD：               -38.0dBm/Hz
PSD：                   参见图6
波特速率：              620.8kHz
星座(constellation大小：3比特/维
信息速率：              2.5比特/维
下面是参照图4描述的PAM实施例在出现下列干扰时的系统性能和频谱兼容性 的内容：ANSI TR-28 HDSL，T1，ANSI T1.601 DSL，ANSI T1.413 DMT ADSL(双回声 消除(“EC”)和FDM选项)，以及CAP/QAM RADSL(T1 E1.4/96-170R1)。分析涉及频域 模拟(如T1E1.4/95-107中所描述的)，计算信噪比(“SNR”)，分析地映射到码元出错的 概率。当估计出现其他服务干扰的PAM实施例的性能时，假设该出错率可以用下游 (“DS”)接收机的18.5dB的SNR和上游(“US”)接收机的2.5dB的SNR实现的情况下， 计算10-7的出错率的未编码容限值。适用于顺序解码的格子编码调制技术的模拟显示 出能以下游接收机的13.4dB的SNR和上游接收机的19.6dB的SNR实现10-7的出错 率。参见T1E1.4/97-072。表1和2示出了在两个最难的环路CSA 6(26AWG的9kft) 和CSA 4上的未编码和编码容限，分别用于上游和下游链路。表1和表2示出了在 CSA 6上实现5dB的编码理论容限和除了EC ADSL之外的所有干扰对两个环路实现 的6dB的编码容限。
             表1：US链路(中央局中的接收机)理论容限 干扰     CSA环路6     CSA环路4     未编码     编码     未编码     编码 39自NEXT/FEXT     4.8dB     9.7DB     3.6dB     8.5dB 25EC-ADSL NEXT/FEXT     1.2     6.1     0.1     5.0 49HDSL NEXT     3.7     8.6     2.5     7.4 49T1 NEXT     14.7     19.6     13.5     18.4 49FDM-ADSLD NEXT，49ADSLU FEXT     5.4     10.3     4.1     9.0 49CAP/QAM RADSL NEXT/FEXT     18.7     23.6     17.5     22.4 49DSL(ISDN-BRI)NEXT     19.5     24.4     18.3     23.2 20HDSL NEXT+20自NEXT/FEXT     3.4     8.3     2.2     7.1 20T1 NEXT+20自N/F     6.7     11.6     5.5     10.4 20EC-ADSL NEXT+20自N/F     1.3     5.2     0.1     5.0 20FDM ADSL NXT/FXT+20自N/F     2.9     7.8     1.8     6.7 20RADSL N/F+20自N/F     6.9     11.8     5.7     10.6
                 表2：DS链路(远程站点中的接收机)理论容限 干扰     CSA环路6     CSA环路4     未编码     编码     未编码     编码 39自NEXT/FEXT     5.0dB     10.1DB     3.7dB     8.8dB 25EC-ADSLFEXT/US-NEXT     11.4     16.5     11.1     16.2 49HDSL NEXT     7.2     12.3     5.4     10.5 25T1NEXT     3.6     8.7     2.5     7.6 49FDM-ADSLD NEXT，49ADSLU FEXT     10.8     15.9     10.5     15.6 49CAP/QAM RADSL NEXT/FEXT     11.1     16.2     10.4     15.5 49DSL(ISDN-BRI)NEXT     18.4     23.5     16.5     21.6
在T1E1.4/95-107中描述了用于计算性能数据的模拟过程。在T1E1.4-96-036中 描述了NEXT耦合模式。FEXT耦合模式是从利用适用于NEXT的N0.6换算的T1.413 中的模式推导出的。NEXT和FEXT频谱与-140dBm/Hz白噪声加在一起，获得复合 串扰频谱。环路模式使用主常数内插法，获得在T1.601中未制出的频率上的损耗值。 与尼奎斯特带的500个点一起使用梯形积分。
EC和FEM ADSL的干扰功率频谱密度(“PSD”)是基于T1.413中的B.4和B.5， sin(x)/(x)项已被除去，以让PSD与相同规格的传输PSM掩码匹配。此外，对于FDM 的情况，HPF的角频率从20增加到120kHz。CAP、QAM RADSL的干扰PSD在 T1E1.4/96-107R1的表5和6中有描述，也参见T1E1.4/96-107。
T1.413ADSL标准可以使载波分配的实现方案有较在的灵活性。在表2中，两端 (1)利用下游方向上所有可用载波来表示，它仅可用回声消除选项来实施，以及(2)仅利 用下游方向上的载波40及以上来表示。选项1的ADSL PSD模式是用角频率为20KHz 的四阶巴特沃斯HPF滤波的平面-40dBm/Hz的模式。选项2的PSD相同，但，角频 率移到120kHz。由于下游ADSL PSD的边缘较低，即使对于回声消除系统，也不需 要在20kHz上，当HPF角频率在20和120kHz之间移动时，检查根据本发明构筑和 布置的具有不同数量的ADSL干扰的装置的性能。表A以干扰和角频率量增加的顺序 示出了这些结果。从表A可以看出，用(a)25干扰器，20kHz角频率；(b)39干扰器， 40kHz角频率；或(c)49干扰器，45kHz角频率之一就可以实现5dB的编码容限。此 外，用(d)25干扰器，50kHz角频率；(e)39干扰器，70kHz角频率；或(f)49干扰器， 80kHz角频率之一就可以实现7dB的编码容限。
             表A：US链路容限与ADSL下游HPF角关系     N干扰DMT ADSL     NEXT/FEXT下游HPF     角频率     CSA环路6     CSA环路4     未编码     已编码     未编码     已编码     N＝25，20kHz     1.2dB     6.1dB     0.1dB     5.0dB     N＝39，40kHz     1.5     6.4     0.4     5.3     N＝49，45kHz     1.3     6.2     0.2     5.1     N＝25，50kHz     3.2     8.1     2.0     6.9     N＝39，70kHz     3.3     8.2     2.1     7.0     N＝49，80kHz     3.3     8.2     2.1     7.0     N＝49，120kHz     5.4     10.3     4.1     9.0
PAM实施例已被设计成对其它服务的干扰最小。表4到表7示出了PAM实施例 的调配对其它服务的影响。
表3示出了出现CSA环路4和6的自NEXT和PAM实施例的NEXT/FEXT时 的HDSL的理论容限。从表3中可以看出，PAM实施例产生的干扰与HDSL干扰器 的自NEXT产生的相同。利用上述的模拟方法计算这些容限。
                      表3HDSL理论容限 干扰/环路     CSA4     CSA6 49自NEXT     7.5dB     8.0dB 39图4实施例的US-N/DS-F     7.5dB     7.9dB
表4示出了出现自NEXT/FEXT时，PAM实施例的NEXT/FEXT的EC-DMT ADSL下游的理论容限。(T1E1.4/95-137中描述的)分析假定根据T1.413传输PSD， 无功率升起(-40dBm/Hz标称值)，4dB编码增益，格子编码(半比特星座 (constellations))，对于下游传输使用载波7或以上。
                     表4EC(类别2)DMT-ADSL下游理论容限     干扰/环路     CSA4     CSA6     39HDSL NEXT     10.0dB     8.8dB     39图4实施例的US-N/DS-F     9.4dB     8.3dB     39自NEXT/FEXT     8.4dB     7.9dB
表5示出了出现自NEXT/FEXT时，PAM实施例的NEXT/FEXT和HDSL NEXT 的FDM-DMT ADSL下游的理论容限。(类似于T1E1.4/95-137，但具有整数比特未编 码星座的)分析根据T1.413假定传输PSD，无功率升起(-40dBm/Hz标称值)，2dB RS 编码增益，无格子编码，对于下游传输使用载波40或以上。
                表5FDM(类别1)DMT-ADSL下游理论容限     干扰/环路     CSA4     CSA6     39HDSL NEXT     6.1dB     4.8dB     39图4实施例的US-N/DS-F     5.3dB     4.3dB     39自NEXT/FEXT     4.3dB     3.7dB
PAM实施例不是T1.413 ADSL上游的限制损害。这是因为PAM实施例的下游 发送机的PSD在低于200KHz的所有频率下比HDSL来得低，所以从PAM实施例接 收到的串扰比HDSL的串扰来得小。
表6示出了CAP/QAM 256UC RADSL(1.088k波特率，Req.SNR＝33.8dB)的计算 的理论容限，对于各种干扰，在26AWG.(T1E1.4/96-170R1-表26中公开的6dB容限 范围)的8100ft上无功率升起。利用上述的模拟方法，用根据表6的T1E1.4/96-170R1 的传输PSD计算这些容限。
        表6CAP/QAM RADSL下游理论容限 干扰/环路 8100ft，26AWG 24HDSL NEXT 6.4dB 39图4实施例US-N/DS-F 6.2 39图4实施例US-N/DS-F 6.1 39自NEXT/FEXT 0.3
PAM实施例不是CAP/QAM RADSL上游的限制损害。这是因为PAM实施例的 下游发送机的PSD在低于200KHz的所有频率上比HDSL低，从PAM实施例接收到 的串扰比从HDSL服务接收的小。
因为PAM实施例的PSD在DSL带宽内的所有频率上都比DSL的小，所以PAM 实施例的串扰对DSL的损害比自串扰来得小。
表7示出了PAM实施例和HDSL系统的自串扰和串扰两者中进入到T1系统的 串扰噪声的计算功率。相邻组NEXT在所有频率上具有衰减10dB的串扰耦合功能。 FEXT所用的线路长度为24 AWG的3000ft。如T1E1.4/97-107中描述的，成形噪声 功率假设使用测得的15dB(3kft24wAG)环路的T1接收滤波器。
                       表7T1接收到的噪声功率     干扰/环路     噪声功率     成形噪声功率     49T1 NEXT(相邻组)     -39.9dBm     -38.3dBm     49图4实施例     US-NEXT     -39.9dBm     -45.5dBm     49图4实施例     DS-NEXT     -43.4dBm     -47.7dBm     49HDSL NEXT     -43.1dBm     -49.8dBm     49图4实施例     US-N/DS-F     -39.5dBm     -45.1dBm     49图4实施例     DS-N/US-F     -41.8dBm     -46.5dBm     49T1 FEXT/相邻的NEXT     -37.5dBm     -36.1dBm
49PAM实施例产生的NEXT和FEXT干扰起干扰作用的NEXT/FEXT功率比相 同数量的T1服务起到的干扰作用要小。对测得的T1接收滤波器成形，甚至更确定了 这种差别。因此，PAM实施例与T1服务对自已的干扰相比，是不干扰T1服务的。
因此，我已描述了一种在受干扰的双向媒介上进行信息通信的新颖的方法和装 置。
虽然已结合其特定实施例描述了本发明，但是应当理解，其对于本技术领域的熟 练人员来说是明显的另外的实施例、变化和应用都应包括在本发明的精神和范围内。 虽然我已揭示了本发明的特定实施例，在所附权利要求范围内程序和结构细节上的各 种变化以及属于通信技术中已提供了各种技术都是可能的，我预料到了这些情况。我 并不想把所附权利要求的范围限制到这里提出的摘要或精确的描述。