Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur breitbandigen Linearisierung von Mikrowellensendeverstärkern, insbesondere von Wanderfeldröhren nach dem Prinzip der Signalvorverzerrung mittels Verzerrungsnetzwerken.

Hochfrequenzverstärker haben, wie jeder Verstärker, eine maximale Ausgangsleistung, die nicht überschritten werden kann. Im allgemeinen verläuft die Verstärkerkennlinie so, daß bei kleiner Eingangsleistung die Ausgangsleistung proportional dazu ist. Mit zunehmender Eingangsleistung tritt eine Kompression des Ausgangssignals ein, gleichzeitig tritt eine immer größer werdende Phasenverschiebung zwischen Eingangs-und Ausgangssignal auf. Diese Verstärkereigenschaft ist bei der Übertragung von amplitudenmodulierten Signalen äußerst schädlich und bringt große Signalverzerrungen. Bei gleichzeitiger Übertragung mehrerer Signale mittels eines Verstärkers tritt zusätzlich starkes Nebensprechen zwischen den einzelnen Kanälen durch Kreuzmodulation auf.

Um einen Hochfrequenzverstärker auch für die Übertragung größerer Leistung unter Beachtung der tolerierbaren Verzerrungen einsetzen zu können, muß er linearisiert werden. Die bei niedrigen Frequenzen angewandte Gegenkopplung ist bei Mikrowellenverstärkern nicht mehr möglich; relativ einfach läßt sich aber die Linearisierung nach dem Prinzip der Signalvorverzerrung durchführen.

Aus der Veröffentlichung "Two-stage predistortion - a method to reduce the nonlinearities of microwave power amplifiers" von H. J. Heun und K. Kiesel, NTZ Archiv (1979), Heft 1, Seite 19-23 ist ein Verfahren zur Linearisierung von Mikrowellensendeverstärkern nach dem Prinzip der Signalvorverzerrung bekannt. Hierbei werden mittels Kopplern aus dem Signalhauptweg Signalanteile in Signalnebenwege ausgekoppelt und in Hilfsverstärkern, deren Verzerrungcharakteristiken der Verzerrungscharakteristik des zu entzerrenden Hauptverstär- _kers entsprechen, verstärkt. Die mittels der Hilfsverstärker vorverzerrten Signale werden den unverzerrten Signalen im Signalhauptweg so überlagert, daß die Kompression des Ausgangssignals durch den Mikrowellenverstärker weitgehendst ausgeglichen wird. Amplitudenabhängige Phasennichtlinearitäten können mit diesem Verfahren nicht ausgeglichen werden; Außerdem sind an die Linearitäten der Hilfsverstärker hohe Anforderungen zu stellen.

In der Veröffentlichung "Effects of Intermodulation, AM-PM Conversion and Additive Noise in Multicarrier TWT Systems" von Osamu Shimbo, Proceedings of the IEEE, Vol. 59, No. 2, Februar 1971, Seite 230-238 wird eine Linearisierung für Wanderfeldröhren vorgeschlagen, wobei die Amplitudenlinearisierung nach der Verstärkung durch die Wanderfeldröhre vorgenommen wird. Zur Entzerrung der durch die AM-PM Konversion hervorgerufenen Verzerrungen wird nach Fig. 5 dieser Veröffentlichung das zu verstärkende Eingangssignal gleichgerichtet, verstärkt und mit diesem gleichgerichteten und verstärkten Signal die Vorspannung eines Varaktors verändert. Anschließend wird das zu verstärkende Eingangssignal wie auch das Ausgangssignal des Varaktors über einen Zirkulator auf den Eingang der Wanderfeldröhre geschaltet. Die Änderung der Varaktorvorspannung ändert die Phase des Signals am Eingang der Wanderfeldröhre zur Unterdrückung der durch die AM-PM Konversion hervorgerufenen Verzerrungen. Der Aussteuerbereich des Varaktors muß bei dieser Methode zur Entzerrung optimal linear in Abhängigkeit der Frequenz sein, da das zu verstärkende Eingangssignal in der Hochfrequenzebene vorliegt. Dementsprechend müssen an. die Kennlinie des Varaktors auch sehr hohe Anforderungen gestellt werden. Die Linearisierung muß hier sehr breitbandig sein, was einen großen Aufwand bedeutet.

Der Erfindung eingangs genannter Art liegt die Aufgabe zugrunde, die Linearisierung so vorzunehmen, daß sowohl die Amplitudenverzerrungen wie auch die Phasenverzerrungen des Mikrowellenverstärkers unterdrückt werden, wobei bei der Frequenzumsetzung von der Zwischenfrequenzebene in die Hochfrequenzebene eine Frequenzabhängigkeit des Linearisierungsnetzwerkes vermieden werden soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die zu verstärkende Signaleingangsspannung in der Zwischenfrequenzebene mittels eines Verzerrungsnetzwerkes derart verzerrt wird, daß die Ausgangsspannung des Verzerrungsnetzwerkes mit zunehmender Signaleingangsspannung überproportional ansteigt und zwar dergestalt, daß die Ausgangsspannung des Verzerrungsnetzwerkes nach der Frequenzumsetzung in die Hochfrequenzebene den Mikrowellensendeverstärker dem Betrage nach linearisiert und daß bei der nachfolgenden Frequenzumsetzung des dem Betrage nach vorverzerrten Signals in die Hochfrequenzebene zusätzlich die Phase der Schwingung des den Umsetzer steuernden Umsetzoszillators von einem aus dem zu verstärkenden Signal abgeleiteten Steuersignal so beeinflußt wird, daß insgesamt eine lineare Verstärkung entsteht. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet.

Aus der Veröffentlichung "Predistortion nonlinear compensation for microwave SSB-AM systems" von Toshio Nojima und Yoshiharu Okamoto, IEEE-International Communication Conference, 1980, Seattle, Band 2, 33.2.1 - 33.2.6, Fig. 5 nebst zugehöriger Beschreibung, ist es zwar bekannt die Vorverzerrung für einen Wanderfeldröhrenverstärker in der Zwischenfrequenzebene vorzunehmen. Die in diesem Artikel vorgeschlagene Methode zur Entzerrung von Kennlinien ist aber nur für bestimmte Wanderfeldröhrentypen brauchbar und zwar für solche, die wenig Amplitudennichtlinearitäten aufweisen und deren Phasennichtlinearitäten dergestalt sind, daß die Intermodulationsverzerrungen konstante Phasenlage im ganzen Aussteuerbereich in Bezug auf die Grundwelle aufweisen.

Die Erfindung soll nun anhand der Zeichnungen näher erläutert werden. Dabei zeigt

• Fig. 1 die Ausgangsleistung P als Funktion der Eingangsleistung P_i und die Änderung der relativen Phase bei einer Wanderfeldröhre,
• Fig. 2 die Soll-Kurve der Amplitudenvorverzerrung und mögliche Annäherungep durch verschiedene Vorverzerrungsnet zwerke ;
• Fig. 3 ein Amplitudenvorverzerrungsnetzwerk mit Dioden,
• Fig. 4 ein Amplitudenvorverzerrungsnetzwerk, dessen Teilnetzwerke Kompressor- und Expandercharakteristiken aufweisen,
• Fig. 5 ein Blockschaltbild zur Erzeugung der amplitudenabhängigen Phasenvorverzerrung,
• Fig. 6a das Ausgangsspektrum eines Wanderfeldröhrenverstärkers ohne Linearisierung und
• Fig. 6b das Ausgangsspektrum eines Wanderfeldröhrenverstärkers mit Linearisierung.

In Fig. 1 zeigt die Kennlinie ⓐ die Funktion der Eingangsleistung P_i zur Ausgangsleistung P bei einer typischen Wanderfeldröhre, die als Mikrowellensendeverstärker benutzt wird. Wie aus Fig. 1 ersichtlich ist, ergeben sich starke Abweichungen vom gewünschten proportionalen Zusammenhang, Kennlinie ⓑ, zwischen P und P_i, besonders bei hoher Aussteuerung. Die Kennlinie ⓒ zeigt den Verlauf der relativen Phasenänderung Δϕ in Bezug zur Eingangsleistung ^p_i. πs tritt bei zunehmender Eingangsleistung eine Kompression des Ausgangssignals ein, gleichzeitig ändert sich die Phase um einen Winkel Δϕ.

Das Prinzip der Signalvorverzerrung sei nun anhand von Fig. 1 näher erläutert. Es sei angenommen, die größte zu übertragende Ausgangsleistung sei P_o 1. Wenn der Verstärker linear wäre, müßte das Eingangssignal die Leistung P_i1 aufweisen. Um nun die Kompression der Verstärkerkennlinie ⓐ auszugleichen, muß auf den Verstärkereingang die größere Leistung P_i2 gegeben werden und der Phasenwinkel dieses Signals gleichzeitig um den Betrag Δϕ₂ verkleinert werden, damit der Phasenfehler der Wanderfeldröhre wieder ausgeglichen wird.

Diese Linearisierung wird in zwei Stufen vorgenommen: betragsmäßige und phasenmäßige Entzerrung.

Zur betragsmäßigen Entzerrung eines Verstärkers mit der Kennlinie ⓐ muß auf seinen Eingang ein Signal mit einer Expandercharakteristik, Kennlinie d_E in Fig. 2 gegeben werden; d. h. die Ausgangsspannung 3 eines Verzerrungsnetzwerkes 2 muß mit zunehmender Signaleingangsspannung 1 überproportional ansteigen. Die Vorverzerrung dem Betrage nach, Amplitudenvorverzerrung, wird dabei in der Zwischenfrequenzebene vorgenommen. Eine Expandercharakteristik läßt sich mit Hilfe einer Diode, die mit einem Widerstand überbrückt ist, erzielen. Schaltet man mehrere Dioden in Serie, so kann mit Hilfe einer Vorspannung, die jeder Diode getrennt zugeführt wird, die gewünschte Amplitudencharakteristik angenähert werden. Fig. 3 zeigt ein Dioden-Widerstandsvorverzerrungsnetzwerk 4 zur Linearisierung der Amplitudeneharakteristik. Die zu verstärkende Signaleingangsspannung 1 gelangt über einen Koppelkondensator auf die mit einem Widerstand R_k1 überbrückte Diode D1. Die Vorspannung U_D1 für die Diode D1 wird über eine Induktivität zugeführt. An das aus D1 und R_k1 bestehende Netzwerk schließen sich bedarfsweise noch weitere Netzwerke R_k2, D2; R_k3, D3, . .. in Serienschaltung an. Die getrennten Vorspannungen U_D1, U_D2' U_D3' ... werden so eingestellt, daß sich die Kennlinie ⓐ der Wanderfeldröhre möglichst weitgehend linearisieren läßt. Die dazu entsprechenden Kennlinien sind in Fig. 2 eingetragen und mit d₁ ... d₃ bezeichnet. Am Ausgang des Vorverzerrungsnetzwerkes 2 von Fig.3 steht die Ausgangsspannung 3 zur phasenmäßigen Entzerrung zur Verfügung.

Eine bessere Annäherung an die Sollkurve, Expandercharakteristik-Kennlinie d_E (Fig. 2), über einen großen Dynamikbereich läßt sich mit einem Verzerrungsnetzwerk 2, wie es in Fig. 4 dargestellt ist, realisieren.

Die zu verstärkende Signaleingangsspannung 1 wird mit einer Gabelschaltung 8 auf zwei Wege aufgeteilt. Im einen Signalweg liegt ein Verzerrungsteilnetzwerk mit Expandercharakteristik 6, im anderen Signalweg ein Verzerrungsteilnetzwerk mit Kompressorcharakteristik 7. In einer weiteren Gabelschaltung 8 werden die verschieden vorverzerrten Signale wieder zu einer Ausgangsspannung 3 phasenrichtig zusammengefaßt. Eine Laufzeitleitung τ im Signalweg des Teilnetzwerkes mit Kompressorcharakteristik 7 gleicht dabei unterschiedliche Signallaufzeiten aus. Auch dieses Vorverzerrungsnetzwerk ist in der Zwischenfrequenzebene realisiert. Seine Kennlinie, ist in Fig. 2, Kennlinie dp, eingetragen. Die Gabelschaltungen 8 bestehen aus Vier-Tor-Kopplern. Jeweils ein Tor eines Kopplers 8 wird reflexionsfrei abgeschlossen.

Die im Zwischenfrequenzbereich realisierte Verzerrungsschaltung läßt sich exakt justieren und verbessert gleichzeitig die Amplitudennichtlinearität der gesamten Sendeeinrichtung, also des Zwischenfrequenzverstärkers, des Umsetzers und des Wanderfeldröhrenverstärkers.

Zur pegelabhängigen Drehung des Phasenwinkels des Eingangssignals des Mikrowellensendeverstärkers (Wanderfeldröhre).4, um den Winkel Δ ϕ wird eine Anordnung gemäß Fig. 5 verwendet. Dazu wird das Ausgangssignal 3 des Vorverzerrungsnetzwerkes ₂, Realisierung gemäß Fig. 3 oder Fig. 4, auf den Eingang eines Vier-Tor-Kopplers 11 gegeben. Ein Ausgang des Kopplers 11 ist mit dem Umsetzer 5 verbunden, der das betragsmäßig vorverzerrte Signal der Zwischenfrequenzebene in die Hochfrequenzebene umsetzt. Ein Teil des betragsmäßig vorverzerrten Signals der Zwischenfrequenzebene wird an einem anderen Ausgang des Kopplers 11 entnommen. Nach Durchlaufen einer Laufzeitleitung 12 und Verstärkung mittels Verstärker 13 wird es mittels Gleichrichter 14 linear gleichgerichtet (envelope-detector). Die so gewonnene Spannung steuert nach Oberwellenbefreiung durch Tiefpaß 15 einen Phasenmodulator 9 und damit auch die Phase des Hilfsoszillators 10. Der Hilfsoszillator 10, der das Umsetzoszillatorsignal für den Umsetzer 5 erzeugt, ist über eine Richtungsleitung 16 mit einem Tor eines Zirkulators 17 verbunden. Ein anderes Tor des Zirkulators 17 ist mit dem Phasenmodulator 9 verbunden. Am Ausgang des)Zirkulators 17 steht das durch das gleichgerichtete Steuersignal in der Phase beeinflußte Umsetzoszillatorsignal zur Verfügung, welches den Umsetzer 5 ansteuert. Die Richtungsleitung 16 dient zur Vermeidung von Rückwirkungen des Umsetzoszillatorsignals auf den Hilfsoszillator 10.

Der Phasenwinkel des Umsetzoszillatorsignals wird mit dieser Anordnung genau um den nach Fig. 1 erforderlichen Winkel Δϕ₂ verändert. Damit ändert sich der Phasenwinkel des Hochfre- q_uenzsignals am Umsetzerausgang um den gleichen Betrag.

Dadurch, daß das Steuersignal für den Phasenmodulator 9 zu- _sätzlich frequenzabhängig in der.Amplitude beeinflußt wird, kann die Frequenzabhängigkeit des Mikrowellenverstärkers 4 kompensiert werden und eine breitbandige Linearisierung ermöglicht werden.

_Fig. 6a zeigt das Ausgangsspektrum von sieben unmodulierten Trägern, die einen nichtlinearisierten Mikrowellensendeverstärker ansteuern. Für das belegte Frequenzband von 120 MHz mit der tiefsten Übertragungsfrequenz von 11,78 GHz wurden ungleiche Frequenzabstände eingestellt. Dadurch läßt sich die sehr große Zahl der durch die nichtlinearen Verzerrungen ₃. Ordnung entstehenden Störfrequenzen erkennen. Der Abstand zwischen der Träger- und Störleistung beträgt im Mittel 35 d_B.

In Fig. 6b sind die Vorverzerrungsnetzwerke für Amplitude und Phase eingeschaltet. Die Störlinien sind um mehr als ₂₅ dB abgesenkt und durch das Eigenrauschen des Spektrumanalysators verdeckt. Bei Absenkung der Leistung jedes Ein- _zelträgers um 6 dB wird der Abstand der Störlinien um 12 dB größer, aber im allgemeinen ist dann das Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal immer noch ausreichend.