本発明は、無線通信機能を持つ端末ノードの位置を測定するのに適した受信装置および周波数偏差計測ユニットおよびそれらを用いた測位システムに関する。

センシング機能を持った装置が周辺のいたるところに設置されてセンシング装置が無線によりネットワークを構成することで、現実世界の情報を効率的にインターネット等の情報ネットワークに取り込むワイヤレス・センサ・ネットワーク（以下「センサネット」と略称する）が注目を集めている。 このセンサネットとは、センサ、マイコン、無線通信機、電源を備えた無数のノード（端末）が、センサによって人や物や環境などの状況を計測し、自律的にネットワークを構成するという概念である。 流通、自動車、農業など様々な分野への適用が検討されている。

センサネット実現のためには、ノードを対象物に設置し、長時間かつ継続的に状態を検知する必要がある。 そのため、ノードには小型かつ低消費電力であることが要求される。
また、多数のノードを分散配置するため、ノードの管理が重要技術となる。

一方、センサネット向け無線としても、やはり低電力な通信技術が求められている。 超広帯域ウルトラワイドバンド（Ultra Wide Band）（以下「ＵＷＢ」と略称する）通信機は低消費電力で小型となる可能性を持ち、センサネット向け通信機として期待されている。 ＵＷＢ無線通信とは、帯域幅が500MHz以上、または中心周波数に対する帯域幅の比率が
20%以上あるような電波を用いる方式と定義されている。 ＵＷＢ通信はデータを極めて広い周波数帯に拡散して送受信を行なうものであり、単位周波数帯域当たりの信号エネルギーは極めて小さい。 従って、他の通信システムに干渉を与えることなく通信が可能となり、周波数帯域の共有が可能になる。

ＵＷＢ通信の一例として、ガウシアンモノパルスをパルス位置変調ＰＰＭ（Pulse Posi
tion Modulation）方式で変調するＵＷＢ−ＩＲ（Ultra Band - Impulse Radio）通信システムが非特許文献１に開示されている。 このようなパルス信号との同期を実現する方法として、例えば、テンプレート・パルスの発生タイミングを所定の間隔でシフトさせ相関を取る方法が知られている。

また、ノードの位置測定システムとして、ノードからの信号を複数の基地局で受信し、
その到達時間差ＴＤＯＡ（Time Difference of Arrival）を利用してノードの位置を算出する技術が知られている。

例えば、特許文献１には、複数の基地局が、ノードからの測位信号と基準局からの基準信号の受信時間差を測定し、その受信時間差を元にＴＤＯＡを利用して測位する方法が開示されている。

特開２００５−１４０６１７号公報

モエ・ゼット・ウィン（Moe Z. Win）他著、「インパルスラジオ：その動作（Impulse Radio: How It Works）」、米国文献アイ・イー・イー・イー・コミュニケーションズ・レターズ（IEEE Communications Letters）第２巻第２号、ｐｐ． ３６−３８（１９９８年２月）

測位システムにおける課題のひとつは、測位精度の向上である。 特許文献２に記載のシステムでは、測距精度の向上のために高速な発振器と高速なカウンタが必要となる。 また、送受信機がそれぞれ所定周波数のクロックを発生する別個のクロック発生器を備えているが、測距精度は、送受信機の各クロック発生器の精度および安定性に影響される。 すなわち、送受信機の各発振器の周波数偏差は、測距精度の誤差要因となる。

特許文献３に記載のシステムでは、送受信機間の距離の変化を検出することが可能となるが、送信機の位置を特定することはできない。 また、送受信機がそれぞれ所定周波数のクロックを発生する別個のクロック発生器を備えているが、距離の変化を特定する精度は、送受信機の各クロック発生器の精度および安定性に影響される。 すなわち、送受信機の各発振器の周波数偏差は、測距精度の誤差要因となる。

特許文献４に記載のＴＤＯＡを利用して測位するシステムでも、到達時間差の計測精度が測位精度に影響する。 一般に、高精度な時間差計測には、高速な発振器と高速なカウンタが必要となり、消費電力、回路規模が増大してしまう。 また、時間差計測の精度は、発振器の周波数精度および安定性に依存する。 すなわち、発振器の周波数偏差は、時間差計測の誤差要因となる。 しかしながら、高精度かつ安定な発振器は高額であり、装置のコストが増大してしまう。

一方で、測位システムには、装置の低消費電力化、小型化、低コスト化が求められている。 従って、高精度な時間差計測のために、高速、高精度かつ安定な発振器および高速なカウンタを用いる方法は好ましくない。

本発明の目的は、時間差を計測して測位を行うものにおいて、高精度な時間差計測を、
低消費電力、小型かつ低コストの装置で行えるようにすることである。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。
本発明は、送信装置からの伝送信号を受信する受信装置であって、
上記伝送信号を受信する受信部と、上記伝送信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換部と、上記Ａ／Ｄ変換部がアナログデジタル変換するタイミングの位相をシフトさせる位相シフト部と、上記位相シフト部にて位相シフトさせた値を用いて、第１の伝送信号と第２の伝送信号との受信時間差及び各信号を送信した送信機のクロック偏差を計測する時間差及び偏差計測ユニット、とを有することを特徴とする。

本発明によると、低速なクロック、制御信号およびカウンタを用いて高精度な時間差計測を行うことが可能となり、高速かつ高精度なクロックおよびカウンタを使用することなく、低消費電力、小型かつ低コストの装置で、高精度な測位が実現される。

本発明に係る受信装置や測位システムの実施例を、以下添付図面を用いて詳細に説明する。

本発明の第１の実施例に係る受信装置及びそれを用いた測位システムに関して、図１ないし図１２で説明する。 まず、実施例１のシステムの構成及び動作の概要について、
図１ないし図３で説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る測位システムの構成である。 測位システムは、測位信号を送信する（被測位対象である）複数のノード（ＮＯＤ）１００(１００ａ，
１００ｂ，…)、基準信号を送信する基準局（ＲＳ）１１０、測位信号および基準信号を受信する複数の基地局（ＡＰ）１２０(１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ)、測位サーバ（Ｐ
Ｓ）１３０、各基地局１２０および測位サーバ１３０をつなぐネットワーク（ＩＮＴ）１
４０、から構成される。 なお、参照符号の添え字ａ，ｂ，ｃは、同じ構成要素であることを示し、添え字を省略する場合は、その同一構成要素を指すものとする。 また、ＮＯＤはすくなくとも送信機能を、ＲＳは送受信機能を、ＡＰは少なくとも受信機能とネットワーク接続機能を、ＰＳはネットワーク接続機能を備えているが、ここでは説明を簡単にするために、本発明の実施例に関して必要な送受信機能を主体にして説明する。

実施例１のシステムを構成する各要素の構成例の概要を図２（図２Ａ〜図２Ｄ)で説明する。
図２Ａは、ノード（ＮＯＤ）１００の構成例を示すブロック図である。 各ノードは、信号送信制御部１０１、信号作成部１０２及びアンテナ１０３を備えている。 信号送信制御部１０１は、ノード自体に内蔵又は接続されているセンサやタイマからの情報等に基づいて、そのノードが信号送信制御部１０１からの命令を受けて測位信号Ｓ１０１を作成し、
アンテナ１０３から送信する。 この測位信号は、ノード毎に固有に割り当てられたＩＤなどの情報を含み、各ノードが送信した測位信号を識別可能になっている。

図２Ｂは、基準局（ＲＳ）１１０の構成例を示すブロック図である。 基準局は、ベースバンド部（ＢＢＭ）１１１、アナログデジタル変換部（以下「Ａ／Ｄ変換部」と略称する）（ＡＤＭ）１１２、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）１１３、送信受信切替スイッチ（
ＳＷＴ）１１５、アンテナ（ＡＮＴ）１１７、信号送受信制御部１１８、送信信号生成部１１９から構成される。 ＡＤＭ１１２及びＲＦＦ１１３は、同期をとるべきクロック信号の発生源としてＳＣＧ１１４やＣＬＫ１１６を有している。 基準局は、ノード１００が送信した測位信号Ｓ１０１を受信すると、送信信号生成部１１９で作成された基準信号Ｓ１１１を送信する機能を備えている。

図２Ｃは、基地局（ＡＰ）１２０の構成例を示すブロック図である。 基地局は、ベースバンド部（ＢＢＭ）１２１、アナログデジタル変換部（ＡＤＭ）１２５、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）１２７及びアンテナ（ＡＮＴ）１２９から構成される。 ＡＤＭ１２５及びＲＦＦ１２７は、同期をとるべきクロック信号の発生源ＳＣＧ１２６、ＣＬＫ１２８を有している。 ベースバンド部１２１は、受信した信号に含まれる送信局を特定可能な情報に基づいて、該信号を送信したノード又は基準局を特定する機能を備えている。 ベースバンド部１２１は、さらに、ＳＣＧで生成されたクロック信号の位相を変化させるシフト信号を生成してクロック信号の位相を変化させ伝送信号と上記クロック信号との同期捕捉を行う同期捕捉部（ＴＲＰＭ）１２２、クロック信号およびシフト信号とを用いて測位信号と基準信号とを受信した時間差、及び基準局と自基地局とのクロック周波数偏差を計測する時間差・偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）１２３も備えている。

なお、図２Ｂに示すように、基準局（ＲＳ）１１０を構成する通信装置にも、基地局（
ＡＰ）１２０と同様に、同期捕捉部（ＴＲＰＭ）や時間差・偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）を備えるようにしても良い。 また、基地局（ＡＰ）１２０にも、基準局（ＲＳ）１１０と同様な送信機能を持たせても良い。

図２Ｄは、測位サーバ１３０（ＰＳ）の構成例を示すブロック図である。 測位サーバは、通信部１３１、測位部１３２、各基地局及び基準局の位置情報を格納するシステム情報データベース１３３を備えている。 通信部１３１は、測位サーバをネットワーク１４０に接続するインターフェースとして機能し、基地局から送られる測位情報通知を受けて、測位部１３２に送る。 測位部１３２は、測位情報通知に含まれる各基地局における信号受信時刻差の情報及びシステム情報データベース１３３から得た各基地局及び基準局の位置等の情報に基づいてノード１００の位置を算出する。

図３は、この実施例の測位システムにおける信号の送受信の概要を示すシーケンス図である。

ノードは、サーバからの指示や事前にセットされたタイマの軌道などによる位置計算を希望する任意の時刻に、周辺の基準局１１０と基地局１２０に対して測位信号Ｓ１０１を含む伝送信号を送信する。 基準局１１０は、測位信号を受信した後、基準信号Ｓ１１１含む伝送信号を送信する。 各基地局は、測位情報、例えば測位信号の受信時刻と基準信号の受信時刻との時間差及び基地局を識別するためのＩＤその他の情報、及びクロック周波数偏差を計測、算出し、ネットワークを経由してサーバ１３０に送付する。

ここで、各基地局１２０は、伝送信号を受信した際、この伝送信号例えば測位信号とサンプリングクロックとの同期捕捉を行う。 同期捕捉が確立された後、伝送信号の復調・同期追跡を行う。 各基地局は、同期捕捉、復調・同期追跡などの伝送信号の受信処理と並行して、測位信号と基準信号の受信時間差の計測処理、及び基準局と自基地局のクロックとの周波数偏差の計測処理を行い、その結果に基づく情報をサーバ１３０に送付する。
このとき、各基地局は測定したデータをそのままサーバに送付し、サーバが一括して各基地局からのデータを用いて受信時間差やクロック偏差を算出する方法も、本発明の範疇である。

サーバ１３０は、これらの情報から、各基地局の受信時間差に対して各基地局のクロック周波数偏差に対する補正を行うかどうかを判断し、それに基づいて受信時刻差のデータを処理し、その受信時刻差のデータと、サーバが持つデータベースに記録されている情報とをもとにノードの座標を算出して測位を行う。

次に、実施例１のシステムの具体的な構成、動作原理、作用及び効果について、図４ないし図１２で説明する。

まず、本発明に係る基地局１２０における受信装置は、例えば図４に示すような、間欠的なインパルス列を受信するＵＷＢ−ＩＲ受信装置で構成される。

空間を隔てて別個に存在する送信装置において、例えば、ＢＰＳＫ変調（Ｂｉｎａｒｙ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２値のデジタル位相変調）および直接拡散されたパルス列を空間に送信し、本受信装置のアンテナで、空間を伝搬してきたパルス列信号を受信する。 空間を伝搬する信号は、例えば、幅が約２ｎｓのパルスが、間隔約３０ｎ
ｓで送信されるインパルス列である。 インパルスの形状は例えば１次ガウシアン波形となっており、さらに約４ＧＨｚの搬送波によりアップコンバートされた波形が用いられる。

受信装置は、アンテナ（ＡＮＴ）４１０、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）４２０、アナログデジタル変換部（以下「Ａ／Ｄ変換部」と略称する）（ＡＤＭ）４３０、ベースバンド部（ＢＢＭ）４４０から構成される。

ＲＦフロントエンド部４２０は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）４２１、ミキサ（ＭＩＸ
）４２２ｉ，４２２ｑ、π／２位相シフタ（ＱＰＳ）４２３、クロック発生器（ＣＬＫ）
４２４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２５ｉ，４２５ｑ、及び可変ゲインアンプ（ＶＧ
Ａ）４２６ｉ，４２６ｑから構成される。

なお、添え字ｉ，ｑは、それぞれＩ信号成分（同相信号：In Phase）、Ｑ信号成分（直交信号：Quadrature）用を示しており、以下の説明では、特に必要でない限りｉ，ｑの添え字は省略する。

アンテナ４１０から受信されたパルス信号（間欠的なパルス列）はローノイズアンプ４
２１で増幅された後、ミキサ４２２に与えられる。 ミキサ４２２にはクロック発生器４２
４が生成する約４ＧＨｚのクロック信号が与えられ、その結果ミキサ４２２の出力は４Ｇ
Ｈｚ帯の搬送波と、パルス幅が約２ｎｓのガウシアン波形のインパルス信号とに分離される。 この時、ミキサ４２２ｉにはクロック発生器４２４の出力信号が直接与えられて同相の出力信号であるＩ信号が出力される。 一方、ミキサ４２２ｑには、クロック発生器４２
４のクロック信号がπ／２位相シフタ（ＱＰＳ）４２３を経て位相がπ／２遅延されたクロック信号が供給されるため、出力信号は直交成分であるＱ信号となる。

ミキサ４２２で分離された信号は、ローパスフィルタ４２５で弁別され、周波数の高い４ＧＨｚの搬送波は遮断される。 従って、ガウシアンのインパルス波形だけがローパスフィルタ４２５から出力される。 これらインパルス信号は、可変ゲインアンプ４２６で増幅され、ＲＦフロントエンド部４２０からそれぞれＩ信号Ｓ４２７ｉ、Ｑ信号Ｓ４２７ｑとして出力される。

Ａ／Ｄ変換部４３０は、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４３１とサンプリングクロック生成部（ＳＣＧ）４３３から構成され、ＲＦフロントエンド部の出力信号であるＩ信号Ｓ４２７
ｉとＱ信号Ｓ４２７ｑのガウシアン波形インパルス信号が入力され、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ
４３１によりデジタル信号に変換され出力される。

入力信号Ｓ４２７ｉ，Ｓ４２７ｑはそれぞれ複数に分割されて、内部の個々のＡ／Ｄ変換器４３１に与えられ、デジタル信号Ｓ４３２に変換される。 各Ａ／Ｄ変換器４３１において、入力信号Ｓ４２７をデジタル値に変換するためのサンプリングタイミングは、サンプリングクロックＳ４３５により制御される。 サンプリングクロックＳ４３５は、サンプリングクロック生成部４３３から与えられ、その周期は、受信インパルス列のパルス繰返し周期と等しい。 すなわち、インパルス列のパルスと同期したタイミングで、サンプリングを行う。

しかしながら、送信装置と受信装置は空間を隔てて別個に存在し、それぞれ同期を取っているわけではない。 そのため、受信インパルス列とサンプリングクロックの位相は一致しない。 従って、受信インパルス列とサンプリングクロックの位相を一致させる、同期捕捉という動作が必要となる。

ここで、同期をとるべきクロック信号に２種類あることを説明する。 一つ目は、図４のＲＦフロントエンド部ＲＦＦ４２０で用いられる４ＧＨｚ周波数のクロック信号であり、
二つ目は、Ａ／Ｄ変換部４３０で用いられる、インパルス列が約３０ｎｓ間隔で送られることに対応した約３２ＭＨｚ周波数のクロック信号である。

４ＧＨｚ信号成分は、ＲＦフロントエンド部ＲＦＦ４２０において受信された信号をＩ
成分とＱ成分に分割し、ベースバンド部ＢＢＭで信号を復元しているが、この方法により位相差に関して同期をとらなくても対応可能となっている。

一方で、約３２ＭＨｚ間隔のインパルス列については、以下に説明する同期捕捉や同期追跡を行なう必要がある。

図５に、ベースバンド部４４０のブロック図を示す。 ベースバンド部４４０は、マッチトフィルタ部（ＭＦＭ）５１０、同期捕捉部（ＴＲＰＭ）５２０、データ保持タイミング制御部（ＤＬＴＣＴＬ）５３０、データ保持部（ＤＬＭ）５４０、復調部（ＤＥＭＭ）５
５０、同期追跡部（ＴＲＣＫＭ）５６０、サンプリングタイミング制御部（ＳＴＣＴＬ）
５７０、時間差・偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）５８０から構成される。

Ａ／Ｄ変換部４３０から与えられる複数のデジタル化されたＩ、Ｑ信号Ｓ４３２ｉａ〜
ｃとＳ４３２ｑａ〜ｃは、マッチトフィルタ部５１０において期待される拡散符号とのマッチング（整合）度合いを検出し、測定結果を信号Ｓ５１１として出力する。

同期捕捉部５２０は、信号Ｓ５１１ｉａおよびＳ５１１ｑａを用いて受信信号（インパルス列）の同期捕捉を行なう。 同期捕捉が確立されていない間は信号Ｓ５２２をサンプリングタイミング制御部５７０へ出力し、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１，Ｓ４
４２を用いてＡ／Ｄ変換部４３０が受信信号をデジタル変換するタイミングを変えていく。 同期捕捉が確立すると、同期タイミングの情報が信号Ｓ５２１を経てデータ保持タイミング制御部５３０に伝えられる。

データ保持タイミング制御部５３０は、受信信号Ｓ５１１と同期の取れたタイミングで制御信号Ｓ５３１をデータ保持部５４０に与え、データ保持部５４０はそのタイミングに合ったデータだけを信号Ｓ５４１として復調部５５０および同期追跡部５６０に伝える。
復調部５５０ではデータ保持部５４０によって選ばれた信号Ｓ５４１をもとにデータを復調し、デジタルデータＳ４４３を出力する。

また、同期追跡部５６０では、データ保持部５４０によって選ばれた信号Ｓ５４１をもとに、受信信号Ｓ４２７との同期ずれがおきていないかを検出し、同期ずれが起きている場合にはサンプリングタイミング制御部５７０を介してサンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２によりＡ／Ｄ変換部４３０のデジタル変換タイミングを調整する。

サンプリングタイミング制御部５７０では、同期捕捉部５２０および同期追跡部５６０
からの信号をもとに、Ａ／Ｄ変換部４３０のデジタル変換タイミングを調整する。 同期捕捉部５２０から信号Ｓ５２２が出力された場合、サンプリングタイミング制御部５７０を介してサンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１が出力され、デジタル変換タイミングを通常よりも微小時間、例えば０．５ｎｓ程度、遅らせる。 すなわち、通常のデジタル変換の周期（T _ckとする）はインパルス間隔と等しいが、当該信号Ｓ４４１が出力された場合は、デジタル変換の間隔がT _ck +T _sとなる。 ただし、T _sは当該信号Ｓ４４１が出力された場合のデジタル変換のタイミングシフト時間である。

また、デジタル変換のタイミングは、同期追跡部５６０の出力信号Ｓ５６１に応じて調整される。 Ａ／Ｄ変換部４３０に入力されるアナログ信号Ｓ４２７に対してデジタル変換タイミングが進んでいる場合、同期追跡部５２０が検知し、サンプリングタイミング制御部に伝えられ、制御信号Ｓ４４１が出力されて、デジタル変換タイミングを通常よりもT _s遅らせる。 逆にアナログ信号Ｓ４２７に対してデジタル変換タイミングが遅れている場合、制御信号Ｓ４４２が出力されて、デジタル変換タイミングを通常よりもT _s進ませる。

すなわち、サンプリングタイミング制御部５７０から制御信号Ｓ４４１が出力された場合、サンプリングクロックＳ４３５の周期は１周期だけT _ck +T _sとなり、制御信号Ｓ４４２
が出力された場合、Ｓ４３５の周期は１周期だけT _ck -T _sとなる。 このようにサンプリングクロックＳ４３５の周期を制御することで、同期捕捉、同期追跡が可能となる。

パルス信号を受信するＵＷＢ−ＩＲ通信の受信装置の基本動作は、次のとおりである。
すなわち、パルス信号をアンテナ４１０で受け取り、ＲＦフロントエンド部４２０で必要な周波数の整形された波形を抽出し、Ａ／Ｄ変換部４３０でデジタル信号に変換し、ベースバンド部４４０でデジタル信号処理を行なうことで通信データＳ４４３を取り出して出力する。

本実施例のＵＷＢ−ＩＲ受信装置におけるベースバンド部４４０には、測位用に、時間差・偏差計測部５８０が追加されている。 本時間差・偏差計測部５８０は高精度な計測を低消費電力で実現するものであり、受信装置に元々備えている機能と比較的低速のカウンタを使用して高精度な時間差計測を行う。

この時間差計測を行う時間差計測部の具体的な構成例を図６に示す。 時間差・偏差計測部５８０は、カウンタ（ＣＮＴ）６１０、レジスタ（ＲＥＧ）６２０、遅延部（Ｄ）６３０、時間差計算部（ＴＤＣＡＬ）６４０、偏差計算部６５０から構成される。 なお、時間差・偏差計測部５８０の詳細については、後で説明する。

この実施例の測位システムの仕組みを、ノード１００ａの位置測定を行う場合の例を用いて、図７ないし図８を参照しながら、より詳細に説明する。

まず、図７により、本発明に係る測位システムの原理を説明する。
図７において、Ｔｘは送信、Ｒｘは受信を示す。 ノード１００ａが送信した測位信号Ｓ
１０１は、時間T _NR後に基準局１１０に受信され、T _NA,a後に基地局１２０ａに受信される。 基準局１１０は、測位信号Ｓ１０１を受信してからT _RP後に、基準信号Ｓ１１１を送信する。 基準信号Ｓ１１１は、送信されてからT _RA,a後に、基地局１２０ａに受信される。
基地局１２０ａは、測位信号Ｓ１０１を受信してから基準信号Ｓ１１１を受信するまでの時間T _meas,aを計測する。 この時、以下の式が成立する。
T _NR + T _RP + T _RA,a = T _NA,a + T _meas,a …… （１ａ）
また、測位信号Ｓ１０１および基準信号Ｓ１１１は、基地局１２０ｂ，１２０ｃにも受信され、
T _NR + T _RP + T _RA,b = T _NA,b + T _meas,b …… （１ｂ）
T _NR + T _RP + T _RA,c = T _NA,c + T _meas,c …… （１ｃ）
が成立する。 ここで、
T _NR ：ノード１００ａが測位信号Ｓ１０１を送信してから、基準局１１０が測位信号Ｓ１
０１を受信するまでの時間
T _RP ：基準局１１０が測位信号Ｓ１０１を受信してから、基準信号Ｓ１１１を送信するまでの時間
T _RA,a ，T _RA,b ，T _RA,c ：基準局１１０が基準信号Ｓ１１１を送信してから、基地局１２０
ａ，１２０ｂ，１２０ｃが基準信号Ｓ１１１を受信するまでの時間
T _NA,a ，T _NA,b ，T _NA,c ：ノード１００ａが測位信号Ｓ１０１を送信してから、基地局１２
０ａ，１２０ｂ，１２０ｃが測位信号Ｓ１０１を受信するまでの時間
T _meas,a ，T _meas,b ，T _meas,c ：基地局１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃが、測位信号Ｓ１０
１を受信してから、基準信号Ｓ１１１を受信するまでの時間である。

式（１ａ）および式（１ｂ）から以下の式が導かれる。
T _NA,a - T _NA,b = (T _RA,a - T _RA,b ) - (T _meas,a - T _meas,b ) …… （２）
ここで、T _RA,a ，T _RA,bはそれぞれ基準局１１０と基地局１２０ａ，１２０ｂとの間の距離を光速で除した値に等しい。 また、T _meas,a ，T _meas,bは基地局１２０ａ，１２０ｂがそれぞれ計測した値であるため、式（２）の右辺は既知の値となる。

従って、測位信号Ｓ１０１が基地局１２０ａ，１２０ｂに到達した時間差T _NA,a - T _NA,bを算出することができる。 同様にして、３基の基地局１２０への到達時間差を知ることができるため、ＴＤＯＡ測位法により、ノード１００ａの位置を算出することが可能となる。 なお、本説明では、基地局の数を３基としているが、２次元座標を求めるならば３基以上であれば基地局の数はいくつでも問題ない。

図８は、ノード１００から送信される測位信号Ｓ１０１および基準局１１０から送信される基準信号Ｓ１１１の構成例を示す。 当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１は、プリアンブル３
１０、フレーム開始部（Start Frame Delimiter、以下「ＳＦＤ」と略称する）３２０、
ヘッダ３３０、データ３４０から構成される。 ヘッダ内やデータ内には誤り検出用のＣＲ
Ｃ符号等が含まれていてもよい。

プリアンブル３１０は、当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１を受信した装置において同期の捕捉に使用される。 ＳＦＤ３２０は、プリアンブル３１０の終了およびヘッダ３３０の始まりを示す特定のビットパターンである。 ヘッダ３３０には、当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１
の送信元の識別子および受信先の識別子などの情報等が格納される。 データ３４０には当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１の送信元からの情報が格納される。

当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１を通信用の信号とすることで、通信と同時に測位を行うことが可能となる。 また、ノード１００、基準局１１０において測位用の特別な信号を生成する必要がなくなり、装置が簡易化される。

当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１の送信時刻あるいは受信時刻は、ある特定の部分を送信あるいは受信した時刻と定める。 例えば、当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１のＳＦＤ３２０を送信し終えた時刻を送信時刻と定め、受信し終えた時刻を受信時刻と定める。

本測位システムにおいて、測定されるノード１００の位置精度は、到達時間差ＴＤＯＡ
の精度、すなわち、基地局１２０で計測する時間T _measの精度に依存する。 さらに、複数基地局１２０a、１２０b、１２０c間の計測時間誤差に依存する。 例えば、３０ｃｍの位置精度を得るには、約１ｎｓの時間精度が必要となる。 精度１ｎｓで時間差を計測する場合、通常、１ＧＨｚのＡＤ変換器とメモリを用いて波形の記録を行い信号の受信タイミングを計測する。 しかし、このような高速なＡＤ変換器やその出力を記録するための大規模なメモリを使用すると消費電力、回路規模が増大してしまう。

本実施形態では、比較的低速の発振器と低速のカウンタを使用して、高精度な時間差計測を行い、消費電力、回路規模を低減する。

以下、その詳細を図９から図１１を用いて説明する。
まず、図９を用いて、同期捕捉の方法を説明する。 Ａ／Ｄ変換部４３０に入力されるインパルス列Ｓ４２７と、サンプリングクロックＳ４３５の位相が一致していない場合、Ａ
／Ｄ変換されたデジタル信号Ｓ４３２は、ノイズレベルの値となる。 インパルス列Ｓ４２
７とサンプリングクロックＳ４３５の位相が一致している場合、パルスをサンプリングした出力がデジタル信号Ｓ４３２に出力される。

デジタル信号Ｓ４３２はベースバンド部４４０に入力され、当該信号Ｓ４３２のレベルから位相の一致／不一致の判定を行う。 位相が一致していない場合、シフト信号（タイミングシフト時間＝Ｔ _s ）を生成して位相の調整を行う。

すなわち、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１を出力し、サンプリングクロックＳ４３５の周期を一定時間（T _s ）長くあるいは短くシフトすることで、サンプリングタイミングをシフトさせる。 この処理を、インパルス列Ｓ４２７とサンプリングクロックＳ４
３５の位相が一致するまで繰返す。 このように、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４
１により、サンプリングクロックＳ４３５の位相をずらすことで、インパルス列Ｓ４２７
との同期捕捉を行う。

Ａ／Ｄ変換部４３０のＡ／Ｄ変換器４３１ｉａ、４３１ｉｂ、４３１ｉｃには、例えば、それぞれ０．５ｎｓの遅延差を持つサンプリングクロックが与えられる。 すなわち、ガウシアンインパルス信号が２ｎｓの幅を持つ場合に、このインパルス信号を０．５ｎｓずつ異なる位置でデジタル値に変換し、出力する。 これらの、異なる位置でデジタル値に変換された値は、同期追跡に用いられる。

一度同期捕捉が確立した後でも、送信装置と受信装置のクロックに周波数偏差が存在する場合、次第に同期ずれが生じる。 ＵＷＢ−ＩＲ方式では、間隔の短い２ｎｓ程度のインパルスに対して同期を行なう必要がある。 送信装置および受信装置のクロック発生に用いられる水晶発振子の周波数精度が高ければ同期追跡は不要であるが、精度の高い水晶発振子は高額になる。 低コスト化を目指すためには、精度の悪い水晶発振子を用いても受信できるシステムでなければならない。 そのために、同期追跡という動作が必要となる。

この同期追跡について、図１０ないし図１１で説明する。 図１０に同期追跡の概念図を示し、図１１は、時間差計測の原理を示す。
まず、図１０において、パルスのピークをサンプリングしている状態８３０から、周波数偏差のため、状態８１０，８２０に示すように、パルスのピークとサンプリングタイミングにずれが生じる。

ベースバンド部４４０では、Ａ／Ｄ変換された３点のデジタル信号Ｓ４３２を用いてこのずれを検出し、制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２を通じてサンプリングクロックＳ４３５の周期を調整する。 すなわち、状態８１０に示すように、サンプリングクロックＳ４３５がインパルスに対して進んでいる場合、シフト信号によりサンプリングクロックＳ４３５の周期を一定時間（T _s ）長くする。 また、状態８２０に示すように、サンプリングクロックＳ４３５がインパルスに対して遅れている場合、シフト信号によりサンプリングクロックＳ４３５の周期を一定時間（T _s ）短くする。

サンプリングクロック生成部４３３は、上述のように、ベースバンド部４４０から与えられるサンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２に応じて、Ａ／Ｄ変換器４３
１のサンプリングタイミングを決定するサンプリングクロックＳ４３５ｉａ〜ｃ、Ｓ４３
５ｑａ〜ｃを生成する。

ベースバンド部４４０は、デジタル値に変換された受信信号Ｓ４３２を用いて同期捕捉、同期確認、信号復調、同期追跡、時間差計測といった信号処理、およびＡ／Ｄ変換部４
３０のサンプリングタイミング制御を行なう。 復調されたデータＳ４４３および測位データＳ４４４はベースバンド部から出力されて上位レイヤに伝えられ、上位レイヤでデータ処理が行なわれる。
なお本実施例ではＡ／Ｄ変換部４３０では３ライン×２チャンネルの入力をＡ／Ｄ変換器４３１ｉａ、４３１ｉｂ、４３１ｉｃ、４３１qａ、４３１qｂ、４３１qｃを用いて処理していたが、入力系統を２ライン×２チャンネル４３１ｉｂ、４３１ｉｃ、４３１qｂ、４３１qｃとし、４３１ｉａ＝（４３１ib、+４３１ic）/2、４３１qａ＝（４３１qb、+４３１qc）/2という近似を用いることにより回路規模を縮小することができる。

次に、時間差計測の原理を、図１１を参照しながら説明する。 図１１は、測位信号Ｓ１
０１および基準信号Ｓ１１１受信時の、基地局１２０の受信装置のタイミングチャートである。 測位信号Ｓ１０１との同期捕捉が確立されていない間は、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１により、サンプリングクロックＳ４３５の周期を変え、同期の捕捉を行う。 測位信号Ｓ１０１を受信し、同期捕捉が確立されると、復調および同期追跡を開始する。

送信装置と受信装置のクロックに周波数偏差が存在するため、一度同期が確立した後でも、次第に同期ずれが生じる。 同期追跡部５６０でそのずれを検知し、制御信号Ｓ４４１
，Ｓ４４２を介してサンプリングクロックＳ４３５の周期を調整する。

受信装置は、測位信号Ｓ１０１のデータ３４０を受信し終えると、同期捕捉を行う。 基準信号Ｓ１１１との同期捕捉が確立された後、復調・同期追跡を行う。

基地局１２０は、測位信号Ｓ１０１を受信してから、基準信号Ｓ１１１を受信するまでの時間T _measを計測する。 ここでは、当該信号Ｓ１０１，Ｓ１１１の受信時刻を、ＳＦＤ
３２０を受信し終えた時刻とする。

サンプリングクロックＳ４３５の周期は、通常はT _ckであり、制御信号Ｓ４４１，Ｓ４
４２が出力された場合はそれぞれT _ck +T _s ，T _ck -T _sとなる。 これを利用すると、測位信号Ｓ
１０１と基準信号Ｓ１１１の受信時間差T _measは以下の式で与えられる。
T _meas = T _ck・N _ck + T _s・(N _p - N _m ) ……（３）
ただし、
T _ck ：通常のサンプリングクロック周期
T _s ：タイミングシフト時間
N _ck ：パルスサンプリング用クロックのカウント数
N _p ，N _m ：+T _s ，-T _sのサンプリングタイミング制御信号のカウント数である。

すなわち、該受信時間差T _measは、サンプリングクロックＳ４３５およびその制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２の数をカウントすることで算出される。

この受信時間差の算出は、時間差・偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）５８０(図６参照)でなされる。 次に、この時間差・偏差計測部５８０の動作を説明する。 時間差・偏差計測部５８０には、サンプリングクロックＳ４３５Ｄ、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２、およびＳＦＤ検出信号Ｓ５５１が入力される。 クロックＳ４３５Ｄ、および制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２がそれぞれカウンタ６１０ａ〜ｃに入力され、そのカウント値を信号Ｓ６１１ａ〜ｃとして出力する。

ＳＦＤ検出信号Ｓ５５１は、ＳＦＤ３２０が検出されたタイミングで復調部５５０から出力される。 カウント値Ｓ６１１ａ〜ｃは、ＳＦＤ検出タイミングでレジスタ６２０ａ〜
ｃに記憶される。 また、ＳＦＤ検出信号Ｓ５５１は、遅延部６３０にて遅延され、カウンタ６１０のカウント値をリセットする。

時間差計算部６４０では、レジスタ６２０に記憶された値を用い、式（３）に従って受信時間差T _measを計算する。 当該時間差T _measは、信号Ｓ４４４ａとして上位レイヤに出力される。 上位レイヤでは、復調されたデータＳ４４３からノード１００のＩＤなどを識別し、必要な情報と該受信時間差T _measを測位サーバに送信する。 測位サーバでは基地局からのデータをもとにノード１００の位置を算出する。

該受信時間差T _measの計算は、時間差・偏差計測部５８０でなく、上位レイヤ、測位サーバなどで行ってもよい。

また、T _measの計測開始時および終了時はＳＦＤ検出時でなくてもよい。 例えば、測位信号Ｓ１０１のデータ終了時から計測を開始してもよい。 この場合、前述した例と比較して計測時間が短縮され、カウンタのビット数削減が可能となり、回路規模が削減される。

同期捕捉が確立されていない間は、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１が周期的に出力される。 同期が捕捉されたかを判定するのに一定時間を要するためである。 これを利用すると、この間のサンプリングクロックＳ４３５dの数は、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１のカウント数から算出することができる。

以上が、受信時間差T _measを高精度、かつ低消費電力で計測する方法および回路である。 すなわち、サンプリングクロックＳ４３５およびサンプリングタイミング制御信号Ｓ４
４１，Ｓ４４２の数をカウントし、式（３）に従い該受信時間差T _measを算出する。

図１２に、本実施例による測位処理の全体のフローチャートを示す。
ノードは、サーバからの指示や事前にセットされたタイマの軌道などによる位置計算を希望する任意の時刻に、周辺の基準局１１０と基地局１２０に対して測位信号Ｓ１０１を含む伝送信号を送信する（Ｓ１２０１）。 基準局１１０は、測位信号を受信した後、基準信号Ｓ１１１含む伝送信号を送信する（Ｓ１２０２）。

ここで、各基地局１２０は、伝送信号例えば測位信号Ｓ１０１を受信したとき、この測位信号とサンプリングクロックとの同期捕捉を行う。 同期捕捉が確立された後、復調・同期追跡を行う。 各基地局は、同期捕捉、復調・同期追跡などの伝送信号の受信処理と並行して、式（３）に従って測位信号Ｓ１０１と基準信号Ｓ１１１の受信時間差T _meas及び周波数偏差補正に用いるサンプリングタイミング制御信号カウント N _p 、N _mの計測処理を行う（Ｓ１２０３）。 周波数偏差の補正とそのための計測に関しては後で詳述する。 これらの結果に基づく情報をサーバ１３０に送付する（Ｓ１２０４）。 サーバ１３０は、これらの情報をもとに、各基地局からの受信時間差測定結果に対して周波数偏差に基づく補正を行うかどうかを判断する（Ｓ１２０５）。 上記の判定基準については後述する。
測定結果が補正を行う基準を満たしていれば受信時間差測定結果T _measに対して周波数偏差に応じた補正を行う（Ｓ１２０６）。 また基準を満たしていなかった場合は、基地局から送られてきた受信時間差測定結果T _measをそのまま用いる（Ｓ１２０７）。 上記の処理を施した受信時間差測定結果T _measと、サーバが持つデータベースに記録されている情報とから、ノードの座標を算出して測位を行う（Ｓ１２０８）。

このように、同期捕捉、同期追跡、受信時間差計測等の機能を備えた本実施例のシステムを用いることで、比較的低速なクロック、制御信号およびカウンタを用いたとしても、
高精度な時間差計測が可能となる。 カウンタの動作周波数は、パルス繰返し周波数（1/T _ck ）と同じであり、例えば約３２ＭＨｚである。 カウンタの動作周波数が低いため、消費電力、回路規模を低減することができる。 さらに、T _measの計測開始／終了を示すＳＦＤ
検出信号Ｓ５５１がサンプリングクロックに同期しているため、設計が容易となる。

次に基地局相互のクロック誤差を計測、低減する周波数偏差計測に関して、図６及び図１３で説明する。

上記本発明の第１の実施例において、基地局１２０が計測した該受信時間差T _measは、
クロックの周波数精度に起因する誤差を含んでいる。

測位サーバでは、複数の基地局１２０で計測されたT _measを用いて、式（２）に従いノード１００の位置を算出する。 クロックの誤差を考慮した場合、式（２）の右辺第２項は
T _meas,a - T _meas,b = T _real,a・(1 + δ _a ) T _real,b・(1 + δ _b )
= T _real,a T _real,b + (T _real,a・δ _a + T _real,b・δ _b )
…… （４）
となり、誤差(T _real,a・δ _a + T _real,b・δ _b )が生じる。 ここで、
T _real,a ，T _real,b ：基地局１２０ａ，１２０ｂがそれぞれ計測すべき実際の時間δ _a ，δ _b ：基地局１２０ａ，１２０ｂのクロックの偏差である。 誤差(T _real,a・δ _a + T _real,b・δ _b )は、
T _real,a・δ _a + T _real,b・δ _b = (T _real,a - T _real,b )・δ _a + T _real,b・(δ _a - δ _b )
…… （５）
と変形される。

(T _real,a - T _real,b )は、ノード１００と基地局１２０との距離および基準局１１０と基地局１２０との距離に依存し、例えば、３０ｍ四方の広さの測位システムを考えると、
その値は高々１００ｎｓ程度となる。 これに対し、T _real,bは基準局１１０での信号処理時間、測位信号Ｓ１０１のデータ長、基準信号Ｓ１１１のプリアンブル長などに依存し、
例えば、伝送速度が２５０ｋｂｐｓでプリアンブル長が２０バイトとした場合、その値は少なくとも０．６ｍｓ以上となる。 この場合、例えば基地局間のクロックの偏差(δ _a -
δ _b )が２０ｐｐｍとすると、約１３ｎｓの時間誤差が生じる。 これは距離に直すと約４ｍ
の誤差となる。

従って、式（５）で表される誤差のうち、支配的となるのは第２項である。 言い換えると、主な誤差要因となるのは、クロックの絶対的な偏差（実際の時間との偏差）ではなく、基地局間のクロックの相対的な偏差である。 従って、基地局間のクロックの相対的な偏差を低減すれば、誤差が低減される。

本実施形態では、サーバは図１２のＳ１２０６の段階で基地局と基準局のクロックの周波数偏差を計測し、各基地局のクロックを基準局のクロックに合わせることにより、測位誤差の低減を行う。 すなわち、基準局のクロック周波数を基準として、基地局相互のクロック誤差を計測、低減する。 図１３を用いて、周波数偏差計測ユニットの動作原理を説明する。

図１３は、基準信号Ｓ１１１受信時における、基地局１２０ａのＡ／Ｄ変換部４３０のタイミングチャートである。 基準信号Ｓ１１１との同期が確立した後の状態を示している。 この状態では、Ａ／Ｄ変換部４３０に入力されるアナログ信号Ｓ４３２とサンプリングクロックＳ４３５が同期している。 言い換えると、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４
４１，Ｓ４４２により、サンプリングクロックＳ４３５の周期を、該アナログ信号Ｓ４３
２と同期するように制御している。

また、基準信号Ｓ１１１は基準局１１０により生成されるため、該アナログ信号Ｓ４３
２は、基準局１１０のクロックの周波数偏差を反映する。 従って、制御信号Ｓ４４１が出力される周期は、基地局１２０ａのクロックと基準局１１０のクロックとの偏差に対応する。 その偏差は、
δ _a - δ _r = T _s・(N _p - N _m ) / T _ck・N _ck …… （６）
と表される。 ここで、δ _rは基準局１１０のクロックの偏差である。

すなわち、クロック周波数偏差(δ _a - δ _r )は、サンプリングクロックＳ４３５およびサンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２をカウントすることで算出される。 この方法により、サーバは図１２のＳ１２０６の段階で各基地局１２０の基準局１１０に対する偏差を算出し、基準局のクロック周波数を基準とする補正を行うことでクロックの周波数偏差に起因する誤差が低減される。

このように、クロックの周波数偏差に起因する誤差を低減させることにより、測位精度を向上させることができる。
しかし、基地局と基準局とのクロック周波数偏差の計測時間が短かったためN _p 、N _mのサンプル数が少な過ぎた場合、式（６）により求めた偏差と実際の偏差が一致しない場合が考えられる。 例えば統計学的に見た場合、誤差２０％以下となる信頼区間が９０％となるためには、N _p ＋ N _m > １７を満たす必要がある。 この値以下のサンプル数しか得られなかった場合、式（６）により求めた偏差に誤差が含まれる可能性が高く、クロック偏差に伴う誤差の補正を行うことにより、かえって受信時間差(T _real,a - T _real,b )の測定結果の誤差を大きくしてしまうことが考えられる。

このため、N _p ＋ N _mが一定の値以下であるかを判定し、一定値以下であった場合にはクロック補正を行わないようにする。 例えばN _p ＋ N _mが１７以下ならば補正を行わず、１７より大きければ補正を行うという判定を設けることにより、不正確な補正による誤差の増大を防ぐことができ、高い精度を維持することができる。 また補正を行う判定の基準をN _pや N _m単独の値、あるいはこれらの値を計測した時間とするのも本発明の範疇である。 つまり、クロック周波数偏差を算出する際に用いるサンプル数（制御信号の出力回数）、計測時間が所定の条件を満たすか否かによって、クロック周波数偏差に基づく補正要否を判定することにより、測位精度を向上させることができる。 なお、補正の要否を判断する閾値に付いては、上述した誤差が所定値以下となる信頼区間の長さなどのパラメータの変化に伴い変動する。

次に、図６の時間差及び偏差計測部５８０の周波数偏差測定時の動作について説明する。

周波数偏差計測には時間差及び偏差計測部５８０の、カウンタ６１０、レジスタ６２０、偏差計算部（ＦＤＣＡＬ）６５０を用いる。 時間差及び偏差計測部５８０にはサンプリングクロックＳ４３５Ｄ、サンプリングタイミング制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２、ＳＦＤ検出信号Ｓ５５１およびデータ終了信号Ｓ５５２が入力され、計測された偏差Ｓ４４４ｂが出力される。 データ終了信号Ｓ５５２は受信した信号のデータ３４０が終了した時点で復調部から出力される。

クロックＳ４３５Ｄ、および制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２は、それぞれカウンタ６１０
ａ〜ｃに入力され、そのカウント値を信号Ｓ６１１ａ〜ｃとして出力する。 該カウント値Ｓ６１１ａ〜ｃはＳＦＤ検出タイミングにてリセットされ、データ終了タイミングでレジスタ６２０ｄ〜ｆに記憶される。 偏差計算部６５０では、式（６）に従い、レジスタ６２０の値を用いて偏差を算出し、上位レイヤに出力する。

上位レイヤあるいは測位サーバは、補正用のクロックカウント値N _pや N _mの内容を考慮して補正を行うかどうかを検討し、それに応じて受信時間差T _measのクロック偏差による誤差の補正を行う。 その後、測位サーバでは、その受信時間差T _measを用いてノード１００の位置を算出する。

ここでは、基準信号Ｓ１１１を用いて偏差の補正を行うとしたが、これに限定されるものではなく、ノードからの測位信号Ｓ１０１、他の送信装置からの信号などを用いてもよい。 また、偏差の計測を行うタイミングは、測位を行うタイミングに限らず、設置時点、定期的に、あるいは温度変化が生じた時、など適当な時に計測してもよい。 このとき、該偏差のデータは基地局１２０あるいは測位サーバ１３０のデータベースなどに記憶しておく。

以上のように、同期捕捉確立後に、制御信号Ｓ４４１，Ｓ４４２が出力される回数を計測し、その計測結果を予め設定した条件と比較することにより、有効な補正が行えるかを判断した後に偏差の補正を行う。 これにより、測位精度が向上される。 また、適切な偏差の補正が可能になれば、測位可能な範囲が拡大される。 測位可能な範囲を拡大するためには、通信距離が長い低い伝送速度での通信が必要となる。 低い伝送速度では、プリアンブル長が長いため、計測する時間差T _measが長くなり、周波数偏差に起因する誤差が増す。 偏差の補正により、この誤差を低減でき、低い伝送速度での測位が可能となり、測位範囲を拡大することができる。 また、周波数偏差の大きい安価な水晶発振子の使用が可能となり、コストが削減される。

この方法の時間計測精度は、上記方法により個別のクロック精度による誤差を解消することができるため±T _s （タイミングシフト時間）となる。 例えば、T _sを０．５ｎｓとすると、１ＧＨｚの発振器とカウンタを用いて計測した場合と同じ精度となり、約３０ｃｍの測位精度が得られる。

以上述べたとおり、本実施例に係る基地局の受信装置では、測位信号と基準信号の受信時間差の計測に、低速なクロックおよび該クロックの位相をシフトさせる制御信号を使用できる。 そして、このクロックおよび該制御信号の数を、低速なカウンタでカウントし、
受信時間差を算出する。 算出された受信時間差の精度は、一回の制御信号発生によりシフトさせる時間で決まる。 このため、高精度な時間差計測が可能となる。 この方法を用いて受信時間差の計測を行うことで、高速なクロックおよび高速なカウンタが必要なく、消費電力、回路規模が低減される。

以上の位置検出システムにおいて、基地局の情報をサーバに伝えるネットワークは有線でも無線でもよい。 また、基準局やサーバの機能を基地局が兼ねることも可能である。 すなわち、基地局がノードからの測位信号を受信すると基準信号を送信すること、基地局の時間差・偏差計測部がクロック周波数偏差の測定結果に基づいて測位信号と基準信号との受信時間差の補正を行うか否かの判定を行い、補正を行うと判定された場合に受信時間差に補正を行うこと、などが可能である。 これにより、サーバの負荷を減らすことができる。

また、受信装置に標準で測位機能を搭載することが可能となる。 すなわち、受信機能を持つ全てノードが測位用基地局になることができ、柔軟な測位システムが形成される。

このように、基地局相互のクロック偏差の補正を行うことにより、時間差計測の誤差を低減でき、低い伝送速度での測位が可能となり、測位範囲を拡大することができる。 また、周波数偏差の大きい安価な水晶発振子の使用が可能となり、コストが削減される。

ここまでは、図１に示すような、ノード１００、基準局１１０、基地局１２０、測位サーバ１３０から構成されるシステムについて説明を行ったが、本発明に係る時間差計測方式および偏差計測方式は、構成の異なる他のシステムにおいても効果を発揮する。

例えば、二つの通信装置間の距離を測る場合にも、本発明に係る方法が有効である。 第１の通信装置が第２の通信装置に測位信号を送信し、測位信号を受信した第２の通信装置が応答信号を第１の通信装置に送信する場合に、第１の通信装置が測位信号を送信してから、応答信号を受信するまでの時間を計測することで距離は算出される。 本発明に係る受信装置を用いれば、この時間差をクロックおよび該クロックの制御信号から計測することができ、二つの通信装置間の距離が高精度に算出される。

また、上記のように計測した時間には、第２の通信装置での処理時間が含まれているため、二つの通信装置のクロックに偏差が存在する場合、距離算出時に誤差要因となる。 本発明に係る方法で、偏差を計測し、補正することで、測定された距離の誤差は低減される。

さらに、この実施例の周波数偏差計測ユニットは、測位システムのみならず、周波数偏差の計測結果を利用した送受信装置の構成機器のメンテナンスにも使用することができる。

また、基地局における受信装置の一例として、受信インパルス列をパルス繰返し周期でアナログデジタル変換する装置を用いて説明を行ってきたが、本発明に係る時間差計測方法および偏差計測方法はこの装置に限られるものではない。

例えば、本発明の第２の実施例の測位システムとして、テンプレート波形と受信信号との相関をとり同期を捕捉する方式の通信システムに、第１の実施例と同様な、時間差および偏差計測方式の受信装置を採用することは有効である。

図１４に、本発明の実施例に係る受信装置２００の構成例を示す。 受信装置は、テンプレート波形発生部２０２と、このテンプレート波形を発生させるタイミング(位相)をシフトさせるタイミングシフト部２０３と、このテンプレート波形とアンテナ２１０を介して受信した受信信号との相関をとる相関器２０４と、この相関部の出力信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器２０５と、このＡ／Ｄ変換のタイミングを与えるサンプリングクロック生成器２０１と、擬似ランダム符号生成部（図示略）を備えている。 さらに、ベースバンド部（ＢＢＭ）２０６は、同期捕捉、同期追跡機能２０７及び偏差計測部（ＴＤ
＆ＦＤＭＭ）２０８を備え、タイミングシフト機能により受信信号とテンプレート波形との同期の捕捉および同期の追跡を行い、さらにクロック偏差の補正を行ない、位置ないしは距離の計測を行う。

テンプレート波形発生部２０２では、通信システムの送信側で信号の拡散に使用した擬似ランダム符号を用いて、テンプレート波形を生成する。 相関器２０４にてこのテンプレート波形と受信信号との相関をとり、Ａ／Ｄ変換器２０５を経てベースバンド部（ＢＢＭ
）２０６に送る。 同期捕捉・同期追跡部２０７では、テンプレート波形の発生タイミングを制御しながら、受信信号とテンプレート波形との相関性が最も高い時間を検出する。 以後、上記相関が高く維持されるように、テンプレート波形を発生させるタイミングを制御する。

同期捕捉、同期追跡部２０７と時間差および偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）２０８は、
実施例３で説明したような、テンプレート波形の位相をシフトさせる同期捕捉、同期追跡及び、受信時間差計測、あるいは偏差計測機能を有している。 これにより、時間差および偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）２０８において、タイミングシフト部２０３を制御する信号およびＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロックの数をカウントすることで、高精度な時間差計測および偏差計測が可能となる。

本実施例によれば、低消費電力、小型かつ低コストな装置で、高精度な時間差計測およびクロック偏差の補正が可能となり、高精度な測位が実現される。

なお、ここまで、異なる送信装置からの伝送信号の時間差計測方法の説明を行ってきたが、本発明に係る時間差計測方法はこれに限るものではない。 例えば、第１の伝送信号と第２の伝送信号が同一の送信装置から送信された場合に、第１の実施例と同様な、時間差および偏差計測方式の受信装置を採用することは有効である。

この場合、受信装置において計測した時間差は、送信装置が第１の伝送信号を送信した後、第２の伝送信号を送信するまでに移動した距離に対応する。 すなわち、同一の送信装置から送信された第１の伝送信号と第２の伝送信号を本発明に係る受信装置で受信することで相対的な距離の変化ないし位置の変化を計測することが可能となる。 さらに、本発明に係る偏差計測方式によってクロックの周波数偏差の補正を行なうことで、高精度な計測が可能となる。

本発明の第１の実施例に係る測位システムの構成図の一例。

第１の実施例のノード（ＮＯＤ）の構成例を示すブロック図。

第１の実施例の基準局（ＲＳ）の構成例を示すブロック図。

第１の実施例の基地局（ＡＰ）の構成例を示すブロック図。

第１の実施例の測位サーバの構成例を示すブロック図。

第１の実施例の測位システムにおける信号の送受信の概要を示すシーケンス図の一例。

本発明の第１の実施例に係る受信装置の回路ブロック図の一例。

本発明の第１の実施例に係る受信装置の時間差計測機能を持つベースバンド部の構成の一例を示す回路ブロック図。

図５の時間差計測部の構成の一例を示す回路ブロック図。

本発明に係る測位システムの原理を説明する図の一例。

本発明に係るノードから送信される測位信号および基準局から送信される基準信号の構成図の一例。

本発明に係る同期捕捉方法を説明する図の一例。

本発明に係る同期追跡方法を説明する図の一例。

本発明に係る時間差計測の方法を説明する図の一例。

本発明の第１の実施例による測位処理の全体のフローチャートの示す図の一例。

本発明の第１の実施例に係る偏差計測の方法を説明する図の一例。

本発明の第２の実施例に係る送受信装置の回路ブロック図の一例。

符号の説明

１００ …… ノード（ＮＯＤ）
１１０ …… 基準局（ＲＳ）
１２０ …… 基地局（ＡＰ）
１３０ …… 測位サーバ（ＰＳ）
１４０ …… ネットワーク（ＮＴ）
Ｓ１０１ …… 測位信号Ｓ１１１ …… 基準信号１０１ …… 信号送信制御部１０２ …… 送信信号作成部１０３ …… アンテナ１１１ …… ベースバンド部（ＢＢＭ）
１１２ …… アナログデジタル変換部（ＡＤＭ）
１１３ …… ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）
１１４ …… ＳＣＧ
１１５ …… 送信受信切替スイッチ（ＳＷＴ）
１１６ …… ＣＬＫ
１１７ …… アンテナ（ＡＮＴ）
１１８ …… 信号送受信制御部１１９ …… 送信信号生成部１２１ …… ベースバンド部（ＢＢＭ）
１２２ …… 同期捕捉部（ＴＲＰＭ）
１２３ …… 時間差・偏差計測部（ＴＤ＆ＦＤＭＭ）
１２５ …… アナログデジタル変換部（ＡＤＭ）
１２６ …… ＳＣＧ
１２７ …… ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）
１２８ …… ＣＬＫ
１２８ …… アンテナ（ＡＮＴ）
１３１ …… 通信部１３２ …… 測位部１３３ …… データベース３１０ …… プリアンブル３２０ …… フレーム開始部（ＳＦＤ）
３３０ …… ヘッダ３４０ …… データ４１０ …… アンテナ（ＡＮＴ）
４２０ …… ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）
４３０ …… Ａ/Ｄ変換部（ＡＤＭ）
４４０ …… ベースバンド部（ＢＢＭ）
Ｓ４４３ …… 受信データＳ４４４ …… 測位データ４２１ …… ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
４２２ …… ミキサ（ＭＩＸ）
４２３ …… π/２位相シフタ（ＱＰＳ）
４２４ …… クロック発生器（ＣＬＫ）
４２５ …… ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４２６ …… 可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）
４３１ …… Ａ/Ｄ変換器（ＡＤＣ）
４３３ …… サンプリングクロック生成部（ＳＣＧ）
Ｓ４３５ …… サンプリングクロックＳ４４１ …… サンプリングタイミング制御信号（＋方向）
Ｓ４４２ …… サンプリングタイミング制御信号（−方向）
５１０ …… マッチトフィルタ部（ＭＦＭ）
５２０ …… 同期捕捉部（ＴＲＰＭ）
５３０ …… データ保持タイミング制御部（ＤＬＴＣＴＬ）
５４０ …… データ保持部（ＤＬＭ）
５５０ …… 復調部（ＤＥＭＭ）
５６０ …… 同期追跡部（ＴＲＣＫＭ）
５７０ …… サンプリングタイミング制御部（ＳＴＣＴＬ）
５８０ …… 時間差・偏差計測部（ＴＤ&ＦＤＭＭ）
Ｓ５５１ …… ＳＦＤ検出信号Ｓ５５２ …… データ終了信号Ｓ４４４ａ …… 測定時間差Ｔｍｅａｓ
Ｓ４４４ｂ …… 測定偏差６１０ …… カウンタ（ＣＮＴ）
６２０ …… レジスタ（ＲＥＧ）
６３０ …… 遅延部（Ｄ）
６４０ …… 時間差計算部（ＴＤＣＡＬ）
６５０ …… 周波数偏差計算部（ＦＤＣＡＬ）
８１０ …… サンプリングクロックがパルスのピークよりも進んでいる状態８２０ …… サンプリングクロックがパルスのピークよりも遅れている状態８３０ …… サンプリングクロックがパルスのピークと一致している状態。