本発明は、信号を反復復号受信する無線通信装置に関するものである。

近年、無線通信の大容量化、高速化の要求が非常な高まりをみせており、有限な周波数資源の有効利用効率を更に向上させる方法の研究がさかんになっている。 その一つの方法として、空間領域を利用する手法が注目を集めている。 空間領域利用技術のひとつは、アダプティブアレーアンテナ（適応アンテナ）である。 このアダプティブアレーアンテナは、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「重み」という。）により振幅と位相を調整することができる。 この調整により、アダプティブアレーアンテナは、所望方向から到来する信号を強く受信し、また、干渉波方向を抑圧することができ、これによりシステムの通信容量を改善することが可能となる。

また、空間領域を利用した別な技術として、伝搬路における空間的な直交性を利用することで、同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を、１）異なる端末装置に対して伝送する空間分割多元接続（以下、ＳＤＭＡ）技術、２）同一の端末装置に対して伝送する空間多重技術がある。

ＳＤＭＡ技術は、非特許文献１等において情報開示されており、端末装置間の空間相関係数が所定値よりも低ければＳＤＭＡが可能であり、無線通信システムのスループット、同時ユーザ収容数を改善することができる。

一方、空間多重技術は、例えば非特許文献２において情報開示されており、送信機及び受信機共に複数のアンテナ素子を備え、アンテナ間での受信信号の相関性が低い伝搬環境下において空間多重伝送が実現できる。

この場合、送信機は、備えられた複数のアンテナから、アンテナ素子毎に同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列異なるデータ系列を送信する。 また、受信機は、備えられた複数アンテナでの受信信号から、異なるデータ系列を基に分離受信する。 これにより、空間多重ストリームを複数用いることで、多値変調を用いずに高速化の達成が可能である。

ＳＤＭ伝送を行う場合、十分なＳ／Ｎ（信号対雑音比）条件下において、送受信機間に多数の散乱体が存在する環境下では、送信機と受信機とが同数のアンテナを備えた上で、アンテナ数に比例して通信容量の拡大が可能である。

ＳＤＭ受信方法については、例えば非特許文献３において情報開示されており、複数の無線通信装置からの送信系列は、MMSE(Minimum Mean squared error)、ML(Maximum Likelihood)及び反復復号受信等の手法を用いて分離受信が可能である。

反復復号受信の構成としては、干渉信号を一括して除去して復号処理を行うパラレル型干渉キャンセラPIC(parallel Interference Cancellation)と、受信信号から逐次的に空間多重信号を分離受信し復号処理行い、受信信号から干渉信号を徐々に取り除いていく逐次型干渉キャンセラSIC(Successive Interference Cancellation)と、が知られている。

空間多重伝送における受信方法として、反復復号受信構成を用いる場合、仮判定結果として硬判定を用いるハードキャンセラーと、軟判定出力を用いるソフトキャンセラーと、が知られている。

このうちハードキャンセラーは、硬判定値を用いることからソフトキャンセラーに比べ、受信装置の回路規模を小さくすることができ、消費電力的、コスト的に有利である。

T.Ohgane et al, " A study on a channel allocation scheme with an adaptive array in SDMA, " IEEE 47th VTC, Page.725-729, vol.2(1997) GJFoschini, " Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas, " Bell Labs Tech. J., pp.41-59, Autumn 1996 GJFoschini, " Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas, " Bell Labs Tech. J., pp.41-59, Autumn 1996

しかしながら、受信機は、干渉キャンセル時に、判定誤りした送信信号レプリカ、伝搬チャネル推定あるいはチャネル変動の誤差、ハードウエア誤差（送受信間の局部発振器の周波数誤差、送信側のＤ／Ａ変換器及び受信側のＤ／Ａ変換器間でのサンプリングクロックの周波数誤差など）に起因する、位相誤差等の誤差要因（自動周波数制御（ＡＦＣ）でとりきれなかった残留周波数誤差あるいは位相トラッキングでとりきれなかった残留位相誤差など）を含む場合、干渉信号成分を除去することができず、受信特性に劣化を生じる。 特に、可変長のフレームフォーマットを採用している無線ＬＡＮシステムでは、送信パケットサイズが大きくなる程、ハードウエア誤差に起因する位相誤差等の誤差要因による劣化の影響が大きくなる。

ソフトキャンセラーを用いた場合、受信機は、キャンセル時の送信信号に対する受信レプリカは、その信頼性情報に基づく重み付けされた形でキャンセル動作を行うため、受信特性の劣化は比較的に小さく抑えられることができる。 しかし、伝搬チャネル推定あるいはチャネル変動の誤差、ハード誤差を含む場合は、ハードキャンセラーと同様に受信特性の劣化を生じる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、受信特性の良好な無線通信装置を得ることを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の無線通信装置は、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する尤度算出部と、前記尤度算出部の出力を基に前記送信信号の仮判定値を出力する仮判定部と、前記仮判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正復号処理を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する尤度算出部と、前記尤度算出部の出力を基に前記送信信号に対する誤り訂正復号処理を行って仮判定値を出力する第１の復号部と、前記第１の復号部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正復号処理を行う第２の復号部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、送信信号の推定結果を生成する第１の復号処理部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、受信信号から１つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う第２の復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記レプリカ生成部は、送信シンボルまたは送信ビットデータの推定結果に基づき、送信信号レプリカを生成する再符号化変調部を有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号の推定結果に基づき送信信号レプリカを生成し、前記伝搬チャネルの推定結果を乗算して前記送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記１つ以上の空間多重信号を受信する１つ以上のアンテナを有し、前記干渉キャンセル部は、前記１つ以上の空間多重信号を含む干渉キャンセル信号を、前記アンテナ数分出力することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記再符号化変調部の出力である送信信号レプリカと、前記チャネル推定部の出力であるチャネル推定値を用いて、全ての送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成するための分離合成ウエイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウエイトを基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成ウエイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウエイトを基に誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報及び受信電力情報を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記送信信号レプリカの信頼性情報を生成するストリーム受信品質推定部を有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記チャネル推定部の出力を用いて前記受信電力情報を生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報とその受信電力情報、及び前記受信信号から、全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報とその受信電力情報、前記受信信号から全ての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成部における分離合成ウエイトを基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記受信信号を用いて送信シンボルを判定し、その判定結果に対する尤度情報を出力する検波部を有し、前記第１の復号処理部は、前記検波部の出力を基に誤り訂正復号処理を行い、前記再符号化変調部は、前記第１の復号処理部の判定出力に対し、誤り訂正符号化及び変調処理を再度行うことにより、送信信号のシンボル毎のレプリカを生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、受信信号に空間多重ウエイトを乗算して受信シンボル系列を分離する信号分離部と、前記受信シンボル系列を前記尤度情報に変換する復調部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記送信信号レプリカの信頼性情報は、第１の復号処理部で得られる尤度情報に基づいて生成されることを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記復調部は、第２の尤度算出部を含み、前記送信信号レプリカの信頼性情報は、前記第２の尤度算出部で得られる尤度情報に基づいて生成されることを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、前記受信信号に対しＭＭＳＥウエイトを乗算して空間多重信号を分離して検波することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、前記受信信号に対しＭＭＳＥウエイトを乗算することにより、複数の空間多重ストリームを分離して一つの空間多重ストリームを取り出し、その送信シンボルを判定し、その判定結果に対する尤度情報を出力することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記検波部は、前記受信信号に対しＺＦウエイトを乗算して空間多重信号を分離して検波することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記送信信号レプリカの信頼性情報は、前記検波部で用いられる空間多重信号を分離する受信ウエイト情報に基づいて生成され、前記受信ウエイト情報は、前記ＭＭＳＥウエイトまたは前記ＺＦウエイトを含むことを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、受信信号を用いて、送信信号に対する硬判定結果を算出するシンボル硬判定部と、前記シンボル硬判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果及び前記受信信号を基に送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部の出力に基づき重み付けられた尤度情報を用いて、前記受信信号に対する誤り訂正符号処理を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記シンボル硬判定部の出力と伝搬チャネルの推定結果を基に送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記レプリカ生成部の出力と前記受信信号を用いて干渉成分をキャンセルする干渉キャンセル部とを有することを特徴とする。

また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の硬判定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、受信信号から１つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う復号処理部を有することを特徴とする無線通信装置である。

また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記シンボル硬判定結果と前記チャネル推定結果及び前記受信信号を基に、送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部の出力を基に前記復調部の出力を重み付けする第一の重み付け部と、前記第一の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から１つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多受信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度補正情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、前記受信信号から空間多重された信号を分離する信号分離部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、前記復調部の出力を基に誤り訂正復号を行う第１の復号処理部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から１つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記尤度算出部の出力を基に前記重み付け部の出力を補正する第一の尤度補正部と、前記第一の尤度補正部の出力を基に誤り訂正復号を行う第２の復号処理部とを有することを特徴とする無線通信装置である。

また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、前記受信信号から空間多重された信号を分離する信号分離部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、前記信号分離部の出力を基に送信信号に対する硬判定結果を算出するシンボル硬判定部と、前記シンボル硬判定部の出力と前記チャネル推定部の出力および前記受信信号を基に送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記誤差推定部の出力に基づき、前記復調部の出力を重み付ける第一の重み付け部と、前記第一の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う第１の復号処理部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から１つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度情報を算出する尤度算出部と、前記誤差成分推定部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする重み付け部と、前記重み付け部の出力に基づき前記重み付け部の出力を重み付ける第一の尤度補正部と、前記第一の尤度補正部の出力を基に誤り訂正復号を行う第２の復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明は、空間多重伝送された送信信号を受信する無線通信装置において、受信信号から受信信号の変調方式を特定する変調方式特定部と、受信信号を用いて、送信信号に対する尤度情報を算出する復調部と、送信信号の硬判定結果を生成するシンボル硬判定部と、伝搬チャネルの推定結果を生成するチャネル推定部と、前記シンボル硬判定結果と前記チャネル推定結果及び前記受信信号を基に、送信信号に対する誤差を推定する誤差推定部と、前記変調方式特定部の出力に基づき、送信信号に対する誤差のビット切り出し位置を選択する第１のビット選択部と、前記第１のビット選択部の出力に基づき、復調部の出力を重み付ける第１の重み付け部と、前記第１の重み付け部の出力を基に誤り訂正復号を行う第１の復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記送信信号の推定結果と前記伝搬チャネルの推定結果を基に、送信信号に対する受信レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記受信信号から１つ以上の空間多重信号成分を減算処理する干渉キャンセル部と、前記受信レプリカの誤差を推定する誤差成分推定部と、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多受信号を分離合成する分離合成部と、前記分離合成部の出力に対し尤度補正情報を算出する尤度算出部と、前記変調方式特定部の出力に基づき、送信信号に対する誤差のビット切り出し位置を選択する第２のビット選択部と、前記第２のビット選択部の出力に基づき、前記尤度算出部の出力を重み付けする第２の重み付け部と、前記第２の重み付け部の出力を用いて、誤り訂正復号処理を行う第２の復号処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号の推定結果に基づき送信信号のレプリカを生成し、前記伝搬チャネルの推定結果を乗算して前記送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置は、前記１つ以上の空間多重信号を受信する１つ以上のアンテナを有し、前記干渉キャンセル部は、前記１つ以上の空間多重信号を含む干渉キャンセル信号を、前記アンテナ数分出力することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記受信信号からすべての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成するための分離合成ウエイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウエイトを基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記レプリカ生成部は、送信信号に含まれる一部の送信信号に対する受信レプリカを生成することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記分離合成部は、前記干渉キャンセル部の出力から１つ以上の空間多重信号を分離合成する分離合成ウエイトを生成し、前記誤差成分推定部は、前記受信信号から、すべての送信信号に対する受信レプリカを減算処理して得られる信号成分、及び前記分離合成ウエイトを基に誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差成分推定部は、前記送信信号レプリカの信頼性情報及び受信電力情報を基に、誤差成分を推定することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記シンボル硬判定部は、送信シンボル毎に送信信号候補点に最も近い信号点を選択し、その信号点を出力することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、復調部の出力と重み付け部の出力とを加算することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、復調部の出力と重み付け部の出力の尤度の高いほうを選択し、選択した尤度を出力することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、送信ストリーム毎に付与されるCRCを基に復調部の出力に含まれるCRCが正しい場合復調部の尤度を選択し、CRCが間違っている場合は重み付け部から出力される尤度を選択することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、第一の重み付け部の出力と重み付け部の出力とを加算することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、第一の重み付け部の出力と重み付け部の出力の尤度の高いほうを選択し、選択した尤度を出力することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記第一の尤度補正部は、送信ストリーム毎に付与されるCRCを基に復調部の出力に含まれるCRCが正しい場合復調部の尤度を選択し、CRCが間違っている場合は重み付け部から出力される尤度を選択することを特徴とする。

また、本発明の無線通信装置において、前記誤差推定部は、前記受信信号から前記チャネル推定信号とシンボル硬判定結果を基に作成した全ての受信レプリカを減算することを特徴とする。

本発明の無線通信装置によれば、送信信号に対する受信レプリカ信号生成時の誤差成分を推定する誤差成分推定部の出力を基に、空間多重信号に対する尤度情報を重み付けることにより、送信信号レプリカに誤差が含まれる場合でも、その受信特性の劣化を抑えることができる。

これにより、ハードキャンセラーの特徴である回路規模面、コスト面、消費電力面の有利性を維持するとともに、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本実施の形態１における無線通信装置１００の構成を示す図である。 なお、図１における無線通信装置１００は受信構成のみを示しており、送信構成は図２の無線通信装置１００ａに示している。 本実施の形態における受信構成は、パラレル型干渉キャンセラ（ＰＩＣ）を用いて反復復号を行う構成を示している。 以下、図１及び図２を用いてその動作を順に説明する。

まず、図２を用いて、無線通信装置１００ａの送信動作を説明する。 無線通信装置１００ａは、複数（M本、M＞１）のアンテナ２６−１〜Mから、複数Ｍ個の送信系列を空間多重伝送する（以下、空間多重ストリームと呼ぶ）。 なお、図２では、一例として、M＝２である場合の無線通信装置１００ａの構成を示すが、これに限定されるものではない。

図２において、送信データ生成部２０は、無線通信装置へ送信するビットデータ系列ｚ（ｋ）を生成する。 ここで、ｋは離散時刻を示す。 伝送路符号化部２１は、ビットデータ系列ｚ（ｋ）に対し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施す。 直並列変換手段（Ｓ／Ｐ変換手段）２２は、伝送路符号化部２０のデータ出力をアンテナ数M分の並列データ列に変換し、送信ビットデータ系列ｄ _m （ｋ）として出力する。

その後、インターリーバ２３―ｍは、送信ビットデータ系列ｄ _m （ｋ）に対しインターリービング処理を施す。 変調部２４―ｍは、インターリーバ２３―ｍの出力に対し、所定の多値レベル（１シンボルで送信される情報量を示す値）の変調方式を用いて、Ｉ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ）信号及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）を出力する。

送信部２５―ｍは、ベースバンド信号である送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）を周波数変換し、高周波信号として、アンテナ２６―ｍから送信する。 ここで、ｍはＭ以下の自然数である。 以上の動作をすべてのｍに対して行う。

ここで、第ｍ番目アンテナから送信される離散時刻ｋにおける送信シンボル系列を、ｘ _m （ｋ）と表記する。 また、ｘ（ｋ）を、複数のアンテナ（M＞１）から送信される離散時刻ｋにおける送信シンボル系列とする。 ここで、ｘ（ｋ）はM次元の列ベクトルであり、第ｎ番目の要素はｘ _m （ｋ）からなる。

次に、本発明の無線通信装置の受信構成について説明する。 図１を用いて、無線通信装置１００における動作を説明する。 なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。

Ｎｒ個の複数アンテナ１−１〜Ｎｒは、送信された高周波信号を受信する。 ここで、Ｎｒは送信される空間多重ストリーム数Ｍ以上の自然数とする。 なお、図１では一例としてＮｒ＝２の場合を示しているが、これに限定されるものではない。

受信部２―ｎは、アンテナ１−ｎで受信された高周波信号に対し、図示されていない増幅及び周波数変換処理後に、さらに直交検波処理を行い、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号に変換する。 さらに、ベースバンド信号は、図示されていないＡ／Ｄ変換器を用いて、離散信号としてサンプリングされる。

ここで、離散時刻ｋにおいてサンプリングされたI信号及びＱ信号を、それぞれ実数成分及び虚数成分として有する受信信号ｙ _n （ｋ）と標記する。 また、ｙ（ｋ）を受信に用いるアンテナ１−１〜Nｒにおける受信信号と標記する。 これは、第ｎ番目の要素が、ｙ _n （ｋ）からなる列ベクトルである。

ここで、無線通信装置１００ａからの離散時刻ｋにおける送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）に対し、フラットフェージング伝搬環境下において、無線通信装置１００により得られる受信信号ｙ（ｋ）は、（数１）のように示すことができる。

また、Ｈは、無線通信装置１００ａからの送信シンボル系列ｘ（ｋ）が受ける伝搬路変動を示す。 また、伝搬路変動Ｈは、（無線通信装置１００のアンテナ数Ｎｒ）行×（無線通信装置１００ａにおける送信アンテナ数Ｍ）列からなる行列である。 また、伝搬路変動Ｈのi行ｊ列の行列要素ｈ _ijは、無線通信装置１００ａにおける第ｊ番目の送信アンテナから送信された高周波信号が、無線通信装置１００における第ｉ番目のアンテナで受信時の伝搬路変動を示す。

また、ｎ（ｋ）は無線通信装置１００のNr個のアンテナで受信時に付加されるNr個の要素をもつ雑音ベクトルを示し、（数２）に示すような雑音電力σの白色雑音とする。 ここで、Ｉ _Nrは、Ｎｒ次の単位行列であり。 Ｅ［ｘ］はｘの期待値を表す。

チャネル推定部３は、無線通信装置１００から送信される既知のパイロット信号などを用いて、伝搬路変動Ｈに対する推定値である伝搬路変動推定値Ｂ（以下、チャネル推定値）を出力する。

次に、信号分離部４は、チャネル推定値Ｂを用いて、無線通信装置１００ａから空間多重伝送される送信信号を分離受信する空間多重分離ウエイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算演算を行う。 乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化（以下、チャネル等化）された信号ｓ _m （ｋ）を出力する。

また、信号分離部４は、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、それを補うために、分離された信号ｓ _m （ｋ）の受信品質情報ｑ _m （ｋ）もあわせて出力する。

ここで、所望の送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）に対する空間多重信号分離ウエイトＷ _mとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)等の手法を適用して算出する。 信号分離部４は、このように生成された空間多重分離ウエイトＷ _mを用いて、受信信号ｙ（ｋ）に対し、（数３）に示すように乗算することで、他の空間多重ストリームからの干渉信号成分を取り除いた信号ｓ _m （ｋ）を得る。

ここで、Ｗ _mはNr個の要素をもつ列ベクトル、Ｔはベクトル転置を表す。 信号分離部４の出力信号ｓ _m （ｋ）は、送信側の変調部２４において、所定の多値変調レベルの変調方式でシンボルマッピングされた、送信シンボル系列に対する受信結果のシンボル系列（以下、受信シンボル系列）である。

なお、Ｎｒ＝２，Ｍ＝２におけるＺＦ手法を用いた場合のＷ _mは、（数４）で示すように伝搬路変動推定値Ｂの逆行列で表すことができる。 なお、Ｎｒ＞Ｍの場合、伝搬路変動推定値Ｂの擬似逆行列を用いる。 また受信品質情報ｑ _m （ｋ）は、信号分離されて得られる受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）の受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲを用いる。 なお、受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲは、空間多重分離ウエイトＷ _mを用いて換算することができる。 ここで、信号分離部４は、ＺＦ手法の場合、受信品質情報ｑ _m （ｋ）として、（数５）で示すように受信ＳＮＲ規範に基づく値を算出できる。

次に、復調部５―ｍは、信号分離部４の出力である受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。 ビット列への変換時には、受信シンボル点に、最も近いシンボル候補点の硬判定値を出力する手法もあるが、本発明においては、ビット毎の尤度情報を出力する。

ビット毎の尤度情報として、対数尤度比ＬＬＲ（ Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出する。 対数尤度比の算出方法に関しては、例えば非特許文献：三瓶著、「デジタルワイヤレス伝送技術」、ｐｐ． ２７５〜２７９、ピアソン・エデュケーション出版に記載されている。

すなわち、復調部５―ｍは、受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）における、第ｉ番目ビットの対数尤度比ＬＬＲ _m,i （ｋ）として、（数６）を用いて算出する。 ここで、Ｌは送信時に用いられた変調多値数、ｓ _c ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第ｉ番目のビットがＡであるシンボル候補の集合を示す。 ここで、Ａは、０または１であり、ｉは、ｌｏｇ ₂ （Ｌ）以下の自然数である。 また、ｍはＭ以下の自然数である。

復調部５―１〜Ｍの出力は、第１の復号処理部６に入力される。 第１の復号処理部６は、デインターリーバ６０―１〜Ｍ、Ｐ／Ｓ変換部６１、復号部６２から構成される。 以下その動作の説明を行う。

デインターリーバ６０―ｍは、復調部５―ｍから出力されるビット毎の尤度情報の出力（以下、ビット尤度系列）に対し、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビットデータ順を変換する。 並直列変換部（Ｐ／Ｓ変換部）６１は、複数のデインターリーバ６０―１〜Ｍから出力されるビット尤度列を、所定の手順によりシリアルのビット尤度列に変換する。

復号部６２は、Ｐ／Ｓ変換部６１から出力される軟判定値であるビット尤度列に対し、誤り訂正復号処理を施す。 復号部６２は、誤り訂正復号処理後に、２値の硬判定値で仮判定されたビットデータを、送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列ｂ（ｋ）として出力する。

再符号化変調部８は、仮判定ビット列ｂ（ｋ）に基づいて、送信シンボルデータを再生成する。 図３は再符号化変調部８の詳細構成を示す。 図３において、伝送路符号化部３１は、仮判定ビット列ｂ（ｋ）に対し、送信時に用いた所定の符号化率及び誤り訂正方式によって、誤り訂正符号化を施す。

直並列変換手段（Ｓ／Ｐ変換手段）３２は、伝送路符号化部３１のデータ出力を、送信時と同様に、アンテナ数Ｍ分の並列データ列に変換し、仮判定送信ビットデータ系列ｄ ^[1] _m （ｋ）として出力する。

その後、送信時に用いた同一のインターリーブパターンを有するインターリーバ３３−ｍは、仮判定送信ビットデータ系列ｄ ^[1] _m （ｋ）に対し、インターリービング処理を施す。 変調部３４は、インターリーバ３３―ｍの出力に対し、送信時に用いた所定の多値変調を用いて、Ｉ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ）信号及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] _m （ｋ）を出力する。

なお、ｍはＭ以下の自然数である。 ここで、ｘ ^[1] （ｋ）を、複数のアンテナ（Ｍ＞１）から送信される離散時刻ｋにおける仮判定送信シンボル系列とする。 ここで、ｘ ^[1] （ｋ）はＭ次元の列ベクトルであり、第ｍ番目の要素はｘ ^[1] _m （ｋ）からなる。

レプリカ生成部９は、再符号化変調部８の出力である仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] _m （ｋ）及びチャネル推定部３からの出力であるチャネル推定値Ｂを用いて、（数７）に示すような、受信信号ｙ（ｋ）のレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）を生成する。 ここで、Ｇｒは、Ｍ次の単位行列からｒ行ｒ列の対角成分を０にした行列を示す。

干渉キャンセル部１０は、受信部２の出力である受信信号ｙ（ｋ）から、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く、空間多重ストリームを干渉信号とみなし除去を行い、干渉除去された第ｒ番目の空間多重ストリームを出力する。 すなわち、（数８）に示すように、干渉キャンセル出力ｖ _r （ｋ）を算出する。

ここで、ｒは１からＭまでの自然数、ｙ ^[1] （ｋ）はレプリカ信号である。 また、干渉キャンセル出力ｖ _r （ｋ）は、Ｎｒ個の要素をもつ列ベクトルである。 干渉キャンセル部１０は、以上の干渉キャンセルの動作を、送信された全てのＭ個の空間多重ストリームに対して行う。 すなわち、干渉キャンセル部１０は、ｒ＝１、． ． ． ，Ｍに対して、（数８）に示す干渉キャンセル動作を行う。

分離合成部１１―ｒは、Ｎｒ個の要素をもつ干渉キャンセル出力ｖ _r （ｋ）を合成する。 干渉キャンセル出力の合成手法としては、最大比合成（ＭＲＣ合成）、ＭＭＳＥ合成（最小自乗誤差合成）等の適用が可能である。 分離合成部１１―ｒは、最大比合成手法を適用する場合、（数９）のように、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームに対する合成出力ｕ _r （ｋ）を算出する。 ここで、ｂ _rは、チャネル推定値Ｂにおける第ｒ番目の列ベクトル、上付きの添え字Ｈはベクトル共役転置を表す。 ここで、ｒはＭ以下の自然数である。

誤差成分推定部１３は、干渉キャンセル部１０におけるレプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）を推定する。 すなわち、誤差成分推定部１３は、（数１０）に示すように、チャネル推定部３の出力Ｂ及び再符号化変調部８の出力を用いて、全ての空間多重ストリームに対するレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）を生成し、それを受信信号ｙ（ｋ）から減算除去する。

なお、誤差成分推定部１３の別な動作として、干渉キャンセル部１０におけるレプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）を用いて、さらに、合成ウエイトＧｒを用いて重み付けして得られるレプリカ信号の誤差成分Ｅｒ（ｋ）を推定してもよい。 なお、合成ウエイトＧｒは、分離合成部１１―ｒにおける干渉キャンセル出力ｖ _r （ｋ）を合成するものである。

すなわち、（数１１）に示すように、チャネル推定部３の出力Ｂ及び再符号化変調部８の出力を用いて、全ての空間多重ストリームに対するレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）を生成し、それを受信信号ｙ（ｋ）から減算除去し、さらに分離合成部１１―ｒにおける干渉キャンセル出力ｖ _r （ｋ）に対する合成ウエイトＧｒで合成する。

本構成では、特に、空間的に有色な干渉雑音成分が残る場合、空間多重ストリーム毎に、重み付け合成ウエイトＧを用いることで、有色な干渉雑音成分が適切に除去された後の、レプリカ信号の誤差成分Ｅｒ（ｋ）が得られる。 このため、ストリーム毎により最適な尤度情報が得られ、尤度情報の重み付けの精度を向上させることができ、その結果として、受信品質の向上が可能となる。

ここで、算出されるレプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）は、雑音電力σの成分に加えて、以下のような離散時刻ｋ毎のシンボルデータ系列に対する干渉雑音電力成分を検出できる。

１）復号部６２において判定誤りした仮判定出力が含まれる場合：
レプリカ生成部９において生成されるレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）＝Ｂｘ ^[1] （ｋ）のｘ ^[1] （ｋ）成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部１０の干渉キャンセル動作によっては、干渉信号成分が除去されずに、干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

２）チャネル推定誤差、あるいは伝搬路変動に起因するチャネル変動誤差が含まれる場 合：
レプリカ生成部９において生成されるレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）＝Ｂｘ ^[1] （ｋ）のＢ成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部１０の干渉キャンセル動作によっては、干渉信号成分が除去されずに、干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

３）ハード誤差（キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する位相変動 誤差を含む場合：
レプリカ生成部９において生成されるレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）＝Ｂｘ ^[1] （ｋ）のＢ成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部１０の干渉キャンセル動作によっては、干渉信号成分が除去されずに、干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

尤度算出部１２―ｒは、分離合成部１１―ｒの出力である合成出力シンボルデータ系列ｕ _r （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。 ビット列への変換時には、復調部５と同様にビット毎の対数尤度比ＬＬＲを算出する。 すなわち、合成出力シンボル系列ｕ _r （ｋ）に対する第ｉ番目のビットにおける信頼性情報として、（数１２）のような対数尤度比ＬＬＲｒ，ｊ（ｋ）を算出する。

ここで、Ｌは送信時に用いられた変調多値数、ｓ _c ^(bi=A)は、シンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第ｉ番目のビットがＡであるシンボル候補の集合を示す。 ここで、Ａは、０または１であり、ｉはｌｏｇ ₂ （Ｌ）以下の自然数である。 また、ｍはＭ以下の自然数、ｂｒは、チャネル推定値Ｂにおける第ｒ番目の列ベクトル、ｒはＭ以下の自然数である。

なお、（数１２）は、分離合成部１１において最大比合成手法を適用した場合を前提に記している。 すなわち、受信品質情報ｑ _m （ｋ）は、ＳＮＲ規範を用いている。 各アンテナでの雑音電力は、共通として省略している。 第ｒ番目の空間多重ストリーム対するＭＲＣ合成による受信電力｜｜ｂｒ｜｜ ²による重み付けを行っている。 ここで、||x|| ²はベクトルｘに対するノルムを表す。

重み付け部１４―ｒは、誤差成分推定部１３から出力される誤差成分を基に、尤度算出部１２―ｒの出力である第ｒ番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に対して、誤差成分に応じた補正を行う。 すなわち、（数１３）に示すような補正ビット尤度系列ＬＬＲ ^[1] _r,i （ｋ）を算出する。

ここで、ｄ（ｋ）は、（数１４）で示すような、無線通信装置１００の受信時に付加される雑音電力σと、誤差成分推定部１３の出力と、をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）が大きい程、ｄ（ｋ）を小さくする関数形状とする。 一例として、（数１５）に示す関数を用いる。 なお、（数１５）の代わりに、ｄ（ｋ）＝ｔａｎｈ（α×σ／Ｅ（ｋ））を用いても良い。 この場合αは定数値である。

重み付け部１４―ｒの出力は、第２の復号処理部６ ⁽²⁾に入力される。 第２の復号処理部６ ⁽²⁾は、デインターリーバ６０ ⁽²⁾ ―１〜Ｍ、Ｐ／Ｓ変換部６１ ⁽²⁾ 、復号部６２ ⁽²⁾から構成され、第１の復号処理部６と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。 最終的に、復号部６２ ⁽²⁾は、Ｐ／Ｓ変換部６１ ⁽²⁾から出力されるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、２値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する。

以上のような動作により、本実施の形態では、レプリカ信号の誤差成分を、受信信号とレプリカ信号を用いて検出する動作を行う誤差成分推定部１３の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付け部１４において補正する。

これにより、本実施の形態の無線通信装置は、干渉キャンセル時に、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因により干渉雑音電力が顕著に含まれる場合に、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さくすることができる。 その結果、本実施の形態の無線通信装置は、前記ビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因が含まれる場合でも、受信特性の劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態において、仮判定値を２値の硬判定値としたハードキャンセラーは、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成が可能であり、更に、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

なお、本実施の形態における無線通信装置は、仮判定値の代わりに、軟判定値を用いたソフトキャンセラーを行う構成に用いてもよい。 すなわち、無線通信装置は、干渉キャンセル部１０の代わりに、ソフトキャンセルを行うソフト干渉キャンセル部を用いる。 この場合、ソフトキャンセラーによる利得向上効果に加え、本発明の構成である、受信レプリカの誤差成分を検出する誤差成分推定部１３による尤度情報の重み付け効果による受信特性の改善効果を得ることができる。

なお、本実施の形態では、第２の復号処理部の出力を、最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、この出力を、再度、再変調符号化変調部８に入力して、以下、再符号化変調部８、レプリカ生成部９、干渉キャンセル部１０、誤差成分推定部１３、分離合成部１１、尤度算出部１２、重み付け部１３及び第２の復号処理部において、前述したのと同様な処理を繰り返し行っても良い。 このような繰り返し処理により、処理遅延が大きくなるが、復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

（実施の形態２）
図９は、本実施の形態２における無線通信装置２００の構成を示す図である。 なお、図９における無線通信装置２００は受信構成のみを示しており、送信構成は図１０の無線通信装置２０１に示している。 実施の形態１では、空間多重伝送を行う場合の送信及び受信構成を示したが、本実施の形態は、実施の形態１でＭ＝１にした場合に相当する空間多重伝送を行わない場合の送信及び受信構成を示している。 以下、図９及び図１０を用いてその動作を順に説明する。

まず、図１０を用いて、無線通信装置２０１の送信動作を説明する。 無線通信装置２０１は、１つのアンテナ２６から、１つの送信系列を伝送する（以下、送信ストリームと呼ぶ）。 図１０において、送信データ生成部２０は無線通信装置へ送信するビットデータ系列ｚ（ｋ）を生成する。 ここで、ｋは離散時刻を示す。

伝送路符号化部２１は、ビットデータ系列ｚ（ｋ）に対し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施し、送信ビットデータ系列ｄ（ｋ）として出力する。 インターリーバ２３は、送信ビットデータ系列ｄ（ｋ）に対しインターリービング処理を施す。

変調部２４は、インターリーバ２３の出力に対し、所定の多値レベルの変調方式を用いて、Ｉ信号及びＱ信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした送信シンボル系列ｘ ₁ （ｋ）を出力する。 送信部２５は、ベースバンド信号である送信シンボル系列ｘ ₁ （ｋ）を周波数変換し、高周波信号として、アンテナ２６から送信する。

次に、本実施形態の無線通信装置の受信構成について説明する。 図９を用いて、無線通信装置２００における動作を説明する。 なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。

Ｎｒ個のアンテナ１−１〜Ｎｒは、送信された高周波信号を受信する。 ここで、Ｎｒは１以上の自然数とする。 なお、図９では一例としてＮｒ＝２の場合を示しているがこれに限定されるものではない。

受信部２―ｎは、アンテナ１−ｎで受信された高周波信号に対し、図示されていない増幅及び周波数変換処理後に、さらに直交検波処理を行い、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号に変換する。

さらに、ベースバンド信号は、図示されていないＡ／Ｄ変換器を用いて、離散信号としてサンプリングされる。 ここで、離散時刻ｋにおいてサンプリングされたI信号及びＱ信号を、それぞれ実数成分及び虚数成分として有する受信信号ｙ _n （ｋ）と標記する。 また、ｙ（ｋ）を受信に用いるアンテナ１−１〜Ｎｒでの受信信号と標記する。 これは、第ｎ番目の要素がｙ _n （ｋ）からなる列ベクトルである。

ここで、無線通信装置２０１からの離散時刻ｋにおける送信シンボル系列ｘ ₁ （ｋ）に対し、フラットフェージング伝搬環境下において得られる無線通信装置２００での受信信号ｙ（ｋ）は、（数１６）のように示すことができる。

また、ｈは、無線通信装置２００１からの送信シンボル系列ｘ ₁ （ｋ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線通信装２００のアンテナ数Ｎｒ）行からなる列ベクトルである。 伝搬路変動ｈの第ｉ番目の要素ｈ _iは、無線通信装置２０１における送信アンテナから送信された高周波信号が、無線通信装置２００における第ｉ番目のアンテナで受信時の伝搬路変動を示す。

また、ｎ（ｋ）は、無線通信装置２００のNr個のアンテナで受信時に付加されるNr個の要素をもつ雑音ベクトルを示し、（数２）に示すような雑音電力σの白色雑音とする。 ここで、Ｉ _Nrは、Ｎｒ次の単位行列であり。 Ｅ［ｘ］はｘの期待値を表す。

チャネル推定部３は、無線通信装置１００から送信される既知のパイロット信号などを用いて、伝搬路変動ｈに対する推定値である伝搬路変動推定値ｂ ₁ （以下、チャネル推定値）を出力する。

次に、等化合成部８０は、チャネル推定値Ｂを用いて、無線通信装置２０１から伝送される送信信号を等化合成するウエイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算演算を行う。 乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化（以下、チャネル等化）された信号ｓ ₁ （ｋ）を出力する。

また、等化合成部８０は、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、それを補うために、分離された信号ｓ ₁ （ｋ）の受信品質情報ｑ ₁ （ｋ）もあわせて出力する。

ここで、等化合成部８０は、所望の送信シンボル系列ｘ ₁ （ｋ）に対する等化合成ウエイトＷ ₁としては、ＺＦ、ＭＭＳＥ等の手法を適用して算出する。 等化合成部８０は、生成された等化合成ウエイトＷ ₁を用いて、受信信号ｙ（ｋ）に対し、（数１７）に示すように乗算することで、等化合成された信号ｓ _m （ｋ）を得る。

ここで、Ｗ ₁はNr個の要素をもつ列ベクトル、Ｔはベクトル転置を表す。 等化合成部８０の出力信号ｓ ₁ （ｋ）は、送信側の変調部２４において、所定の多値変調レベルの変調方式によりシンボルマッピングされた、送信シンボル系列に対する受信結果のシンボル系列（以下、受信シンボル系列）である。

また、受信品質情報ｑ ₁ （ｋ）は、等化合成される受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）の受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲを用いる。 なお、受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲは等化合成ウエイトＷ ₁を用いて換算することができ、ＺＦ手法の場合、受信品質情報ｑ _m （ｋ）は、（数５）で示すように受信ＳＮＲ規範に基づく値として算出できる。

次に、尤度算出部１２は、等化合成部８０の出力である受信シンボル系列ｓ ₁ （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。 ビット列への変換時には、受信シンボル点に、最も近いシンボル候補点の硬判定値を出力する手法もあるが、本発明においては、ビット毎の尤度情報を出力する。

ビット毎の尤度情報としては、対数尤度比ＬＬＲ（ Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出する。 すなわち、（受信シンボル系列ｓ ₁ （ｋ）における、第ｉ番目ビットの対数尤度比ＬＬＲ _1,i （ｋ）として（数１８）を用いて算出する。

ここで、Ｌは送信時に用いられた変調多値数を示し、ｓ _c ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第ｉ番目のビットがＡであるシンボル候補の集合を示す。 ここで、Ａは、０または１であり、ｉは、ｌｏｇ ₂ （Ｌ）以下の自然数である。

デインターリーバ６０―１は、尤度算出部１２から出力されるビット毎の尤度情報の出力（以下、ビット尤度系列）に対し、送信側で施されたインターリーブとは逆の動作により、ビットデータ順を変換する。

第１の復号部６２―１は、デインターリーバ６０―１から出力される軟判定値であるビット尤度列に対し、誤り訂正復号処理を施し、その出力として、２値の硬判定値で仮判定されたビットデータを送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列ｂ（ｋ）として出力する。

再符号化変調部８は、仮判定ビット列ｂ（ｋ）に基づいて仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] ₁ （ｋ）を出力し、送信シンボルデータを再生成する。 再符号化変調部８の動作は、無線通信装置２０１における送信データ生成部２０、伝送路符号化部２１、インターリーバ２３及び変調部２４と同様な動作であるため、その説明を省略する。

レプリカ生成部９は、再符号化変調部８の出力である仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] ₁ （ｋ）及びチャネル推定部３からの出力であるチャネル推定値ｂ ₁を用いて、（数１９）に示すような、受信信号ｙ（ｋ）のレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）を生成する。

誤差成分推定部１３は、レプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）を推定する。 すなわち、誤差成分推定部１３は、（数１０）に示すように、チャネル推定部３の出力Ｂ及び再符号化変調部８の出力を用いて、全ての送信ストリームに対するレプリカ信号Ｂｙ ^[1] （ｋ）を生成し、レプリカ信号Ｂｙ ^[1] （ｋ）を受信信号ｙ（ｋ）から減算除去する。

ここで、算出されるレプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）は、雑音電力σの成分に加えて、以下のような離散時刻ｋ毎のシンボルデータ系列に対する干渉雑音電力成分を検出できる。

１）復号部６２―１において判定誤りした仮判定出力が含まれる場合：
レプリカ生成部９において生成されるレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）＝ｂ ₁ ｘ ^[1] （ｋ）のｘ ^[1] （ｋ）成分に、誤差が生じるために残る誤差電力成分。

２）チャネル推定誤差、あるいは伝搬路変動に起因するチャネル変動誤差が含まれる場 合：
レプリカ生成部９において生成されるレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）＝ｂ ₁ ｘ ^[1] （ｋ）のｂ ₁成分に、誤差が生じる誤差電力成分。

３）ハード誤差（キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する位相変動 誤差を含む場合：
レプリカ生成部９において生成されるレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）＝ｂ ₁ ｘ ^[1] （ｋ）のｂ ₁成分に、誤差が生じるために残る誤差電力成分。
なお、１）から３）の誤差電力成分は、独立して生じるものである。

重み付け部１４は、誤差成分推定部１３の出力を基に、尤度算出部１２の出力であるビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。 すなわち、重み付け部１４は、（数２０）に示すような補正ビット尤度系列ＬＬＲ ^[1] _1,i （ｋ）を算出する。

ここで、ｄ（ｋ）は、（数１４）で示すような、無線通信装置２００の受信時に付加される雑音電力σと、誤差成分推定部１３の出力と、をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）が大きい程、ｄ（ｋ）を小さくする関数形状とする。 一例として、（数１５）に示す関数を用いる。

第２のデインターリーバ６０―２は、重み付け部１４の出力に対し、デインターリービング処理をおこなう。 第２の復号部６２―２は、デインターリービング処理されたビット尤度列に対し、誤り訂正復号処理を施し、２値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する。

以上のような動作により、本実施の形態では、レプリカ信号の誤差成分を、受信信号とレプリカ信号とを用いて検出する動作を行う誤差成分推定部１３の出力を基に、送信ストリームに対する尤度情報を重み付け部１４において補正する。

これにより、本実施の形態の無線通信装置は、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因により誤差音電力が顕著に含まれる場合に、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さくすることができる。 その結果、本実施の形態の無線通信装置は、ビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合や、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因が含まれる場合でも、受信特性の劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態において、仮判定値を２値の硬判定値としたハードキャンセラーは、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成が可能であり、更に、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

なお、本実施の形態における無線通信装置は、第２の復号部６２−２の出力を最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、復号結果の出力を、再度、再変調符号化変調部８に入力して、以下、再符号化変調部８、レプリカ生成部９、誤差成分推定部１３、重み付け部１３及び第２の復号処理部６２−２において、前述した処理を繰り返し行っても良い。 無線通信装置は、前記繰り返し処理により処理遅延が大きくなるが、復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

なお、本実施の形態における別な構成を図１１に示す。 本構成では、デインターリーバ６０−１、第１の復号部６２−１及び再符号化変調部８の代わりに、シンボル仮判定部８１を用いる。

すなわち、シンボル仮判定部８１は、尤度算出部１２の出力である、受信シンボル系列ｓ ₁ （ｋ）における、第ｉ番目ビットの対数尤度比ＬＬＲ _1,i （ｋ）を用いて、シンボルデータ系列に対するシンボル硬判定を行う。 また、シンボル仮判定部８１は、シンボル硬判定結果を用いて、再度、変調を行い、仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] ₁ （ｋ）を出力する。

本構成では、誤り訂正復号処理を行わずに仮判定出力を得る構成となるため、レプリカ生成時に誤り訂正復号の効果を含まなくなるため特性の劣化が生じるが、構成的に図９に比べて簡易的に実現が可能でき、処理遅延も低減できるという特徴を有する。

（実施の形態３）
図４は、本実施の形態３における無線通信装置１００ｂの構成を示す図である。 なお、図４における無線通信装置１００ｂは受信構成のみを示しており、送信構成は図２の無線通信装置１００ａに示す構成と同一であるため、送信動作の説明は省略する。

本実施の形態における受信構成は、パラレル型干渉キャンセラ（ＰＩＣ）を用いて反復復号を行う構成を示している。 実施の形態１と異なる点は、実施の形態１の誤差成分推定部１３と異なる入力信号を基に、誤差成分を推定する誤差成分推定部１５を有する点である。 すなわち誤差成分推定部１５は、ストリーム受信品質推定部７及びチャネル推定部３からの出力を基に、誤差成分を推定する。 以下、実施の形態１と異なる部分を主に図４を用いてその動作を説明する。

アンテナ１で受信した高周波信号に対し、受信部２、チャネル推定部３、信号分離部４を介して復調部５で空間多重ストリームに対するビット尤度列ＬＬＲ _m,i （ｋ）を算出するまでの動作は、実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。

ストリーム受信品質推定部７は、復調部５で得られた空間多重ストリームに対するビット尤度列ＬＬＲ _m,i （ｋ）を基に、空間多重ストリームの受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）におけるシンボル毎の受信品質を推定する。

ここで、ｍはＭ以下の自然数である。 シンボル毎の受信品質推定としては、（数２１）に示すように、第ｍ番目の空間多重シンボルにおける第ｋ番目の受信シンボルに対するｌｏｇ ₂ （Ｌ）個のビット尤度ＬＬＲ _m,i （ｋ）の絶対値をとったものから、最小値をとるものを選択する。

すなわち、ストリーム受信品質推定部７は、最も信頼性の低いビット尤度を当該シンボルの代表値と見なし、それを引数として、関数ｇによる出力値を算出する。 関数ｇ（ｘ）は、入力引数ｘが大きくなるにつれて出力値が大きくなる関数形状を適用する。 具体的な関数ｇとしては、ｇ（ｘ）＝ｘ ^1/2などを用いる。 また、出力値として、０≦Ｑ _m （ｋ）≦１となるような制限を加える。 以上の動作を、Ｍ個の全ての空間多重ストリームに対して行う。

なお、ストリーム受信品質推定部７の別な動作としては、（数２１）を用いたストリーム受信品質推定の代わりに、（数５）を用いた推定を行う方法でもよい。

誤差成分推定部１５は、ストリーム受信品質推定部７の出力を基に、干渉キャンセル部１０における干渉キャンセル動作時の第ｒ番目の空間多重ストリームに対する誤差成分Ｅ _r （ｋ）を推定する。

すなわち、（数２２）で示すように、当該の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く、干渉として除去する対象となっている第ｍ番目の空間多重ストリームのストリーム受信品質Ｑ _m （ｋ）が高い場合は、誤差成分は０に近づき、逆に、ストリーム受信品質Ｑ _m （ｋ）が低い場合は、ストリーム受信品質の信頼度の低さに応じて、第ｍ番目の空間多重ストリームの受信電力に比例した干渉電力が誤差成分として発生するものとして、干渉雑音電力推定を行う。

ただし、ｂ _mは、チャネル推定値Ｂにおける第ｍ番目の列ベクトル、ｒはＭ以下の自然数である。 また、当該の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く、干渉として除去する対象となっている空間多重ストリームが複数存在する場合は、全ての除去対象空間多重ストリームに対し上記の演算を行い、算出された干渉雑音電力の総和を出力値とする。

一方、復調部５―１〜Ｍの出力は、第１の復号処理部６に入力される。 第１の復号処理部６は、２値の硬判定値で仮判定されたビットデータを、送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列ｂ（ｋ）として出力する。 復調部５―１〜Ｍの動作は、実施の形態１と同様であり、説明は省略する。

続いて、再符号化変調部８、レプリカ生成部９、干渉キャンセル部１０、分離合成部１１、尤度算出部１２は、実施の形態１と同様な動作を行う。 すなわち、再符号化変調部８は、仮判定ビット列ｂ（ｋ）に基づいて送信シンボルデータを再生成する。

レプリカ生成部９は、再符号化変調部８の出力である仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] _m （ｋ）及びチャネル推定部３からの出力であるチャネル推定値Ｂを用いて、（数７）に示す、受信信号ｙ（ｋ）のレプリカ信号ｙ ^[1] （ｋ）を生成する。

干渉キャンセル部１０は、受信部２の出力である受信信号ｙ（ｋ）から、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く空間多重ストリームを、干渉信号とみなし除去を行い、干渉除去された第ｒ番目の空間多重ストリームを出力する。

分離合成部１１―ｒは、Ｎｒ個の要素をもつ干渉キャンセル出力ｖ _r （ｋ）を合成した合成出力ｕ _r （ｋ）を算出する。 尤度算出部１２―ｒは、分離合成部１１―ｒの出力である合成出力シンボルデータ系列ｕ _r （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。

すなわち、分離合成部１１―ｒは、合成出力シンボル系列ｕ _r （ｋ）に対する第ｉ番目のビットに対する信頼性情報として、（数１２）のような対数尤度比ＬＬＲｒ，ｊ（ｋ）を算出する。 ただし、ｒはＭ以下の自然数であり、全てのｒに対して、実施の形態１と同様な動作を行う。 なお、分離合成部１１―ｒの動作説明は省略する。

重み付け部１４―ｒは、誤差成分推定部１５の出力である誤差成分Ｅ _r （ｋ）を基に、尤度算出部１２―ｒの出力である第ｒ番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。

すなわち、（数２３）に示すような補正ビット尤度系列ＬＬＲ ^[1] _r,i （ｋ）を算出する。 ここで、ｄ _r （ｋ）は、（数２４）で示すような、無線通信装置１００の受信時に付加される雑音電力σと、誤差成分推定部１５の出力と、をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分Ｅ _r （ｋ）が大きい程、ｄ _r （ｋ）を小さくする関数形状とする。 一例として、（数２５）に示す関数を用いる。

重み付け部１４―ｒの出力は、第２の復号処理部６ ⁽²⁾に入力される。 第２の復号処理部６ ⁽²⁾は、デインターリーバ６０ ⁽²⁾ ―１〜Ｍ、Ｐ／Ｓ変換部６１ ⁽²⁾ 、復号部６２ ⁽²⁾から構成され、第１の復号処理部６と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。 最終的に、復号部６２ ⁽²⁾は、Ｐ／Ｓ変換部６１ ⁽²⁾から出力されるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、２値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する。

以上のような動作により、本実施の形態では、干渉キャンセル時のレプリカ信号の誤差成分を検出する誤差成分推定部１５の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付け部１４において補正する。

これにより、干渉キャンセル時に、判定誤りした仮判定出力が含まれる確率が高い場合、すなわち、ストリーム受信品質推定部７において、干渉信号として除去をするレプリカ信号の推定したシンボル毎の受信品質が低い場合に、仮判定出力に誤りが含まれる確率が高いと見なして、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さく補正する。 これにより、尤度補正されたビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、受信特性の劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態で対象とする、仮判定値を２値の硬判定値としたハードキャンセラーでは、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成が可能であり、更に、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

なお、本実施の形態では、第２の復号処理部６ ⁽²⁾の出力を最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、この出力を、再度、再符号化変調部８に入力して、以下、再符号化変調部８、レプリカ生成部９、干渉キャンセル部１０、誤差成分推定部１５、分離合成部１１、尤度算出部１２、重み付け部１４及び第２の復号処理部６ ⁽²⁾において、前述したのと同様な処理を繰り返し行っても良い。 このような繰り返し処理により、処理遅延が大きくなるが、復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

また、この際に、図５に示すように、重み付け部１４の出力に対するストリーム受信品質を推定するストリーム受信品質推定部７ｂを別に設けて、ストリーム受信品質推定部７ｂの出力を誤差成分推定部１５ｂへ出力する構成としてもよい。

誤差成分推定部１５ｂは、第２の復号処理部６ ⁽²⁾からの復号結果を、再度、再符号化変調部８に入力した場合には、ストリーム受信品質推定部７の代わりに、ストリーム受信品質推定部７ｂの出力に基づき、誤差成分電力を推定する。 以上のような構成により、繰り返し処理により更新された誤差成分電力を推定することができ、受信品質の改善度を高めることができる。

なお、復号部６２において、ビット毎に軟判定値として尤度情報出力が得られる、例えば、ＭＡＰ（最大事後確率）復号器、ＳＯＶＡ（ソフトアウトプットビタビアルゴリズム）復号器、Ｍａｘ Ｌｏｇ ＭＡＰ復号器を用いる場合、図６に示すように、復号部６２からのビット毎の尤度情報出力を用いて、重み付け部１４の出力に対するストリーム受信品質を推定するストリーム受信品質推定部７ｃを別に設けて、その出力を誤差成分推定部１５ｃへ出力する構成としてもよい。

この場合、ストリーム受信品質推定部７ｃは、図３に示す伝送路符号化器３１に入力される前のビットデータ列に対してビット毎の受信品質の推定を行うため、ストリーム受信品質推定部７ｃの出力の順番を、重み付け部１４において重み付け処理を行うデータの出力の順番に揃える変換処理を加える。

すなわち、重み付け部１４がシンボルデータに対し重み付け処理を行う場合、誤差成分推定部１５ｃは、ストリーム受信品質推定部７ｃの出力を、当該シンボルデータに含まれる全てのビットに対する受信品質推定部７ｃの出力データを用いて、（数２１）に示す処理を行う。 以上のような構成により、復号部の仮判定出力に対する尤度情報としては、復号部６２からのビット毎の尤度情報の方が、より精度高く反映されたものが得られるため、誤差成分推定の精度を高めることができる。

なお、本実施の形態で説明した構成と、前述した実施の形態１における誤差成分推定部１３と、を組み合わせる構成の適用も可能である。 この場合、２つの誤差成分推定部１３及び１５の出力に対し、重み付け部１４で、（数２４）に示すｄ _r （ｋ）を個別に算出し、重み処理を行う構成でもよいし、２つ誤差成分推定部１３及び１５の出力を、さらに重みづけ合成した結果を基に、（数２４）に示すｄ _r （ｋ）を算出し、重み処理を行う構成でもよい。 この場合、構成は複雑になるが、異なる算出方法による誤差成分を検出することで、受信特性の向上が可能となる。

（実施の形態４）
図７及び図８は、本実施の形態４における無線通信装置１００ｃの送信構成及び受信構成を示す図である。 なお、図７における無線通信装置１００ｃは受信構成のみを示しており、送信構成は図８の無線通信装置１００ｄに示している。 本実施の形態における受信構成は、シリアル（逐次）型干渉キャンセラ（ＳＩＣ）を用いて反復復号を行う構成を示している。 以下、図７及び図８を用いてその動作を順に説明する。

図８の構成は、実施の形態１における送信構成である図２の構成に対し、以下の点が異なる。 すわなち、複数の伝送路符号化器２１を有し、複数アンテナ２６から送信される空間多重ストリーム毎に独立に伝送路符号化処理を行う点である。 以下、図８を用いて、無線通信装置１００ｄの送信動作を説明する。

無線通信装置１００ｄは、複数（M本、M＞１）のアンテナ２６−１〜Mから、複数Ｍ個の空間多重ストリームを送信する。 なお、図８では、一例として、M＝２である場合の無線通信装置１００ｄの構成を示すが、これに限定されるものではない。 図８において、送信データ生成部（図示省略）は、受信側の無線通信装置へ送信するビットデータ系列ｚ（ｋ）を生成する。 ここで、ｋは離散時刻を示す。

直並列変換手段（Ｓ／Ｐ変換手段）７０は、送信データ系列であるビットデータ系列ｚ（ｋ）出力をアンテナ数M分の並列ビットデータ列ｚ _m （ｋ）に変換する。 伝送路符号化部２１―ｍは、ビットデータ系列ｚ _m （ｋ）に対し、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施した送信ビットデータ系列ｄ _m （ｋ）を出力する。

インターリーバ２３―ｍは、送信ビットデータ系列ｄ _m （ｋ）に対し、インターリービング処理を施す。 変調部２４―ｍは、インターリーバ２３―ｍの出力に対し、所定の多値レベルの変調方式を用いて、Ｉ信号及びＱ信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）を出力する。

送信部２５―ｍは、ベースバンド信号である送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）を周波数変換し、高周波信号として、アンテナ２６―ｍから送信する。 ここで、ｍはＭ以下の自然数である。 以上の動作をすべてのｍに対して行う。

ここで、第ｍ番目アンテナから送信される離散時刻ｋにおける送信シンボル系列をｘ _m （ｋ）と表記する。 また、ｘ（ｋ）を、複数のアンテナ（M＞１）から送信される離散時刻ｋにおける送信シンボル系列とする。 ここで、ｘ（ｋ）はM次元の列ベクトルであり、第ｎ番目の要素はｘ _m （ｋ）からなる。

次に、本発明の無線通信装置の受信構成について説明する。 図７を用いて、無線通信装置１００ｃにおける動作を説明する。 なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。

Ｎｒ個の複数アンテナ１−１〜Ｎｒは、送信された高周波信号を受信する。 ここで、Ｎｒは、送信される空間多重ストリーム数Ｍ以上の自然数とする。 なお、図７では一例として、Ｎｒ＝２の場合を示しているが、これに限定されるものではない。

受信部２―ｎは、アンテナ１−ｎで受信された高周波信号に対し、図示されていない増幅及び周波数変換処理後に、さらに直交検波処理を行い、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号に変換する。 さらに、ベースバンド信号は、図示されていないＡ／Ｄ変換器を用いて、離散信号としてサンプリングされる。

ここで、離散時刻ｋにおいてサンプリングされたI信号及びＱ信号を、それぞれ実数成分及び虚数成分として有する受信信号ｙ _n （ｋ）と標記する。 また、ｙ（ｋ）を、受信に用いるアンテナ１−１〜Nｒでの受信信号として標記する。 ｙ（ｋ）は、第ｎ番目の要素がｙ _n （ｋ）からなる列ベクトルである。

ここで、無線通信装置１００ｄからの離散時刻ｋにおける送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）に対し、フラットフェージング伝搬環境下において得られる無線通信装置１００ｃでの受信信号ｙ（ｋ）は、（数１）のように示すことができる。

また、Ｈは、無線通信装置１００ｄからの送信シンボル系列ｘ（ｋ）が受ける伝搬路変動を示す。 伝搬路変動Ｈは、（無線通信装置１００ｃのアンテナ数Ｎｒ）行×（無線通信装置１００ｄにおける送信アンテナ数Ｍ）列からなる行列である。 伝搬路変動Ｈのi行ｊ列の行列要素ｈ _ijは、無線通信装置１００ｄにおける第ｊ番目の送信アンテナから送信された高周波信号が、無線通信装置１００ｃにおける第ｉ番目のアンテナで受信時の伝搬路変動を示す。

また、ｎ（ｋ）は、無線通信装置１００ｃのNr個のアンテナで受信時に付加されるNr個の要素をもつ雑音ベクトルを示し、（数２）に示すような雑音電力σの白色雑音とする。 ここで、Ｉ _Nrは、Ｎｒ次の単位行列であり。 Ｅ［ｘ］はｘの期待値を表す。

チャネル推定部３は、無線通信装置１００ｄから送信される既知のパイロット信号などを用いて、伝搬路変動Ｈに対する推定値であるチャネル推定値Ｂを出力する。

次に、信号分離部４は、チャネル推定値Ｂを用いて、無線通信装置１００ｄから空間多重伝送される送信信号のうち、一つの空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウエイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算演算を行う。

ここで、信号分離部４は、受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲが良好なものから順に、分離受信するオーダーリングを用いてもよい。 これにより受信特性の改善が図れることが、非特許文献３で情報開示されている。

以下では、第ｍ番目の空間多重ストリームが、選択されて分離受信されるものとする。 ただし、ｍはＭ以下の自然数である。 また、信号分離部４による乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化（以下、チャネル等化）された信号ｓ _m （ｋ）が出力される。 また、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、信号分離部４は、情報欠落を補うために、分離された信号ｓ _m （ｋ）の受信品質情報ｑ _m （ｋ）もあわせて出力する。

ここで、信号分離部４は、所望の送信シンボル系列ｘ _m （ｋ）に対する空間多重信号分離ウエイトＷ _mとしては、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)等の手法を適用して算出する。 このように生成された空間多重分離ウエイトＷ _mを用いて、受信信号ｙ（ｋ）に対し、（数３）に示すように乗算することで、他の空間多重ストリームからの干渉信号成分を取り除いた信号ｓ _m （ｋ）を得る。

ここで、Ｗ _mはNr個の要素をもつ列ベクトル、Ｔはベクトル転置を表す。 信号分離部４の出力信号ｓ _m （ｋ）は、送信側の変調部２４において、所定の多値レベルの変調方式に応じてシンボルマッピングされた、送信シンボル系列に対する受信結果のシンボル系列（以下、受信シンボル系列）である。

なお、ＺＦ手法を用いた場合のＷ _mは、（数４）で示すように伝搬路変動推定値Ｂの逆行列で表すことができる。 なお、Ｎｒ＞Ｍの場合、Ｗ _mは、伝搬路変動推定値Ｂの擬似逆行列を用いる。 また受信品質情報ｑ _m （ｋ）は、信号分離されて得られる受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）の受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲを用いる。 なお、受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲは、空間多重分離ウエイトＷ _mを用いて換算することができ、ＺＦ手法の場合、受信品質情報ｑ _m （ｋ）は、（数５）で示すように、受信ＳＮＲ規範に基づく値を算出できる。

次に、復調部５―ｍは、信号分離部４の出力である受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。 復調部５―ｍは、ビット毎の尤度情報として、対数尤度比ＬＬＲを算出する。

すなわち、復調部５―ｍは、受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）における、第ｉ番目ビットの対数尤度比ＬＬＲ _m,i （ｋ）として、（数６）を用いて、尤度情報を算出する。 ここで、Ｌは送信時に用いられた変調多値数、ｓ _c ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第ｉ番目のビットがＡであるシンボル候補の集合を示す。 ここで、Ａは、０または１であり、ｉは、ｌｏｇ ₂ （Ｌ）以下の自然数である。 また、ｍはＭ以下の自然数である。

復調部５―ｍの出力は、第１の復号処理部８０に入力される。 第１の復号処理部８０は、デインターリーバ６０―ｍ、第１の復号部６２―ｍから構成される。 以下その動作の説明を行う。

デインターリーバ６０―ｍは、復調部５―ｍから出力されるビット毎の尤度情報の出力（以下、ビット尤度系列）に対し、送信側で施されたインターリーブとは逆の動作により、ビットデータ順を変換する。

第１の復号部６２―ｍは、デインターリーバ６０―ｍから出力される軟判定値であるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、２値の硬判定値で仮判定されたビットデータを、送信ビットデータ系列に対する仮判定ビット列ｂ _m （ｋ）として出力する。

第２の反復復号部９０は、再符号化変調部８−２、レプリカ生成部９−２、干渉キャンセル部１０−２、分離合成部１１−２、尤度算出部１２−２、ヌルウエイト乗算部７５−２、誤差成分推定部７６−２、重み付け部１４−２、第２の復号処理部８０ ⁽²⁾からなり、以下の動作を行う。

再符号化変調部８−２は、仮判定ビット列ｂ _m （ｋ）に基づいて送信シンボルデータを再生成するため、図示していない伝送路符号化部、インターリーバ及び変調部を含み、以下のような処理を行う。

まず、伝送路符号化部は、仮判定ビット列ｂ（ｋ）に対し、送信時に用いた所定の符号化率及び誤り訂正方式によって、誤り訂正符号化を施し、仮判定送信ビットデータ系列ｄ ^[1] _m （ｋ）として出力する。

その後、送信時に用いた同一のインターリーブパターンを有するインターリーバは、仮判定送信ビットデータ系列ｄ ^[1] _m （ｋ）に対し、インターリービング処理を施す。 変調部は、インターリーバの出力に対し、送信時に用いた所定の多値変調を用いて、Ｉ信号及びＱ信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] _m （ｋ）を出力する。 なお、ｍはＭ以下の自然数である。

レプリカ生成部９−２は、再符号化変調部８−２の出力である仮判定送信シンボル系列ｘ ^[1] _m （ｋ）及びチャネル推定部３からの出力であるチャネル推定値Ｂを用いて、（数２６）に示すような、受信信号ｙ（ｋ）のレプリカ信号ｙ _m ^[1] （ｋ）を生成する。 ここで、ｂ _mは、チャネル推定値Ｂにおける第ｍ番目の列ベクトルを表す

干渉キャンセル部１０−２は、受信部２の出力である受信信号ｙ（ｋ）から、第ｍ番目の空間多重ストリームを干渉信号とみなし除去を行い、第ｍ番目の空間多重ストリームが干渉除去された干渉キャンセル信号ｖ ₁ （ｋ）を出力する。 すなわち、干渉キャンセル部１０−２は、（数２７）に示すように、干渉キャンセル出力ｖ ₁ （ｋ）を算出する。 また、干渉キャンセル出力ｖ ₁ （ｋ）は、Ｎｒ個の要素をもつ列ベクトルである。

ここで、干渉キャンセル出力が、１）一つの空間多重ストリームのみを含む場合と、２）干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合とでは、以下異なる動作を行う。

１）一つの空間多重ストリームのみを含む場合：
分離合成部１１―２は、干渉キャンセル出力ｖ ₁ （ｋ）を合成して出力する。 干渉キャンセル出力の合成手法としては、最大比合成（ＭＲＣ合成）、ＭＭＳＥ合成（最小自乗誤差合成）等の適用が可能である。 最大比合成手法を適用する場合、（数２８）のように、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームに対する合成出力ｕ _r （ｋ）を算出する。 ここで、ｂ _rは、チャネル推定値Ｂにおける第ｒ番目の列ベクトル、上付きの添え字Ｈはベクトル共役転置を表す。 ここで、ｒはＭ以下の自然数である。

２）干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合：
分離合成部１１―２は、干渉除去した第ｍ番目の空間多重ストリームを除いた複数の空間多重ストリームに対し、再度、信号分離処理を行う。 この際、干渉除去したチャネル推定成分を除去した新たなチャネル推定値Ｂ ₁を用いる。

すなわち、チャネル推定値Ｂ ₁は、チャネル推定値Ｂの第ｍ番目の列ベクトルを除いたＮｒ行（Ｍ−１）列の行列である。 分離合成部１１―２は、得られたチャネル推定値Ｂ ₁を用いて、信号分離部４と同様に、無線通信装置１００ｄから空間多重伝送される送信信号のうち、一つの空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウエイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算演算を行う。

ここで、分離合成部１１―２は、受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲが良好なものから順に、分離受信するオーダーリングを用いてもよい。 以下では第ｒ番目の空間多重ストリームが選択されて分離受信されるものとする。 ただし、ｒは、Ｍ以下の自然数であり、干渉キャンセルした第ｍ番目を除く。

また、乗算演算後の出力信号は、伝搬路による振幅位相変動が等化（以下、チャネル等化）された信号ｓ _r （ｋ）を出力する。 また、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するためが、情報欠落を補うために、分離された信号ｓ _r （ｋ）の受信品質情報ｑ _r （ｋ）もあわせて出力する。

尤度算出部１２―２は、分離合成部１１―２の出力である合成出力シンボルデータ系列ｕ _r （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。 ビット列への変換時には、復調部５と同様にビット毎の対数尤度比ＬＬＲを算出する。

すなわち合成出力シンボル系列ｕ _r （ｋ）に対する第ｉ番目のビットに対する信頼性情報として、（数２９）のような対数尤度比ＬＬＲｒ，ｉ（ｋ）を算出する。 ここで、Ｌは送信時に用いられた変調多値数、ｓ _c ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第ｉ番目のビットがＡであるシンボル候補の集合を示す。 ここで、Ａは、０または１であり、ｉはｌｏｇ ₂ （Ｌ）以下の自然数である。 また、ｂｒは、チャネル推定値Ｂにおける第ｒ番目の列ベクトル、ｒはＭ以下の自然数である。

なお、（数２９）は分離合成部１１−２において最大比合成手法を適用した場合を前提に記している。 すなわち、受信品質情報ｑエ（ｋ）としてＳＮＲ規範を用いており、各アンテナでの雑音電力は共通として省略し、第ｒ番目の空間多重ストリーム対するＭＲＣ合成による受信電力｜｜ｂｒ｜｜ ²による重み付けを行っている。 ここで、||x|| ²はベクトルｘに対するノルムを表す。

ヌルウエイト乗算部７５−２は、（数３０）に示すように信号分離部４で用いた第ｍ番目の空間多重ストリームを分離受信する際に用いた空間多重分離ウエイトＷ _mを用いて、干渉キャンセル出力ｖ ₁ （ｋ）に対して乗算する。

なお、（数３０）は、チャネル推定値の精度が十分確保されていることを前提に、第ｍ番目の空間多重ストリームの受信電力を考慮していない方式であるが、別な方法として、（数３０）の代わりに、分離受信する際に用いた空間多重分離ウエイトの受信電力｜｜ｂ _m ｜｜ ²を含めたｇ ₁ ＝｜｜ｂ _m ｜｜ ² W _m ^T v ₁ (k)を用いる方式でもよい。 この場合、チャネル推定値に誤差を含む場合には、その誤差成分を含めた検出が可能となるため、（数３０）よりも有効な方式となる。

誤差成分推定部７６−２は、ヌルウエイト乗算部７５−２の出力を基に、干渉キャンセル部１０におけるレプリカ信号の誤差成分Ｅ ₁ （ｋ）を推定する。 すなわち、（数３１）に示すように、ヌルウエイト乗算部７５の出力ｇ ₁の絶対値の２乗を算出する。

ここで、算出されるレプリカ信号の誤差成分Ｅ ₁ （ｋ）は、雑音電力σの成分に加えて、以下のような離散時刻ｋ毎のシンボルデータ系列に対する干渉雑音電力成分を検出できる。

１）第１の復号部６２−１において判定誤りした仮判定出力が含まれる場合：レプリカ生成部９で生成されるレプリカ信号ｙ _m ^[1] （ｋ）成分に誤差が生じるため、干渉キャンセル部１０の干渉キャンセル動作で、干渉信号成分が除去されずに干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

２）チャネル推定誤差、あるいは伝搬路変動に起因するチャネル変動誤差が含まれる場合：レプリカ生成部９で生成されるレプリカ信号ｙ _m ^[1] （ｋ）のチャネル推定値成分ｂ _mに誤差が生じるため、干渉キャンセル部１０の干渉キャンセル動作で、干渉信号成分が除去されずに干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

３）ハードウエア誤差（キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）に起因する位相変動誤差を含む場合、レプリカ生成部９で生成されるレプリカ信号ｙ _m ^[1] （ｋ）のチャネル推定成分ｂ _mに誤差が生じるため、干渉キャンセル部１０の干渉キャンセル動作で、干渉信号成分が除去されずに干渉信号残差成分として残る干渉雑音電力成分。

重み付け部１４―２は、誤差成分推定部７６−２の出力を基に、尤度算出部１２―２の出力である第ｒ番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。

すなわち、（数３２）に示すような補正ビット尤度系列ＬＬＲ ^[1] _r,i （ｋ）を算出する。 ここで、ｄ（ｋ）は、（数３３）で示すような、無線通信装置１００ｃの受信時に付加される雑音電力σと、誤差成分推定部７６−２の出力をパラメータとした関数値として表現でき、レプリカ信号の誤差成分Ｅ（ｋ）が大きい程、ｄ（ｋ）を小さくする関数形状とする。 一例として、（数３４）に示す関数を用いる。

重み付け部１４―２の出力は、第２の復号処理部８０ ⁽²⁾に入力される。 第２の復号処理部８０ ⁽²⁾は、デインターリーバ６０ ⁽²⁾ ―２、第２の復号部６２ ⁽²⁾から構成され、第１の復号処理部８０と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。 最終的に、第２の復号部６２ ⁽²⁾は、デインターリーバ６０ ⁽²⁾ ―２から出力されるビット尤度列に対し誤り訂正復号処理を施し、２値の硬判定値を送信ビットデータ系列の復号結果として出力する。

なお、空間多重ストリーム数がＭである場合、本発明の無線通信装置は、第２の反復復号部９０から第Ｍ−１までの（Ｍ−１）個の反復復号部を有する。 第２の反復復号部９０の動作は上述した通りである。 第ｎの反復復号部９０−ｎは、以下のような動作を行う。 ここでｎは３以上、Ｍ―１以下の自然数である。

再符号化変調部８―ｎは、第ｎ−１の反復復号部の出力である第ｍ番目の空間多重ストリームに対する仮判定ビット列に基づいて送信シンボルデータを再生成するため、図示していない伝送路符号化部、インターリーバ及び変調部を含み、以下のような処理を行う。

まず伝送路符号化部は、仮判定ビット列に対し、送信時に用いた所定の符号化率及び誤り訂正方式によって、誤り訂正符号化を施し、仮判定送信ビットデータ系列ｄ ^[n ― ^1] _m （ｋ）として出力する。 その後、送信時に用いた同一のインターリーブパターンを有するインターリーバにより仮判定送信ビットデータ系列ｄ ^[n-1] _m （ｋ）に対しインターリービング処理を施す。

変調部は、インターリーバの出力に対し、送信時に用いた所定の多値変調を用いて、Ｉ信号及びＱ信号からなる複素平面上の変調シンボルにマッピングした仮判定送信シンボル系列ｘ ^[n-1] _m （ｋ）を出力する。 なお、ｍはＭ以下の自然数である。

レプリカ生成部９―ｎは、再符号化変調部８―ｎの出力である仮判定送信シンボル系列ｘ ^[n-1] _m （ｋ）及びチャネル推定部３からの出力であるチャネル推定値Ｂを用いて、（数３５）に示すような、受信信号ｙ（ｋ）のレプリカ信号ｙ _m ^[1] （ｋ）を生成する。 ここで、ｂ _mは、チャネル推定値Ｂにおける第ｍ番目の列ベクトルを表す

干渉キャンセル部１０―ｎは、第ｎ−１の反復復号部の干渉キャンセル部１０―（ｎ−１）の出力であるｖ _n-1 （ｋ）から、第ｍ番目の空間多重ストリームを干渉信号とみなし除去を行い、第ｍ番目の空間多重ストリームが干渉除去された干渉キャンセル信号ｖ _n （ｋ）を出力する。

すなわち、（数３６）に示すように、干渉キャンセル出力ｖ _n （ｋ）を算出する。 また、干渉キャンセル出力ｖ _n （ｋ）はＮｒ個の要素をもつ列ベクトルである。 ここでｖ _n （ｋ）は、第２の反復復号部の干渉キャンセル部１０―２から第ｎの反復復号部の干渉キャンセル部１０―ｎによりｎ−１個の空間多重ストリームが干渉除去されたことになり、干渉キャンセル出力ｖ _n （ｋ）は、Ｍ−（ｎ―１）個の空間多重ストリームが含まれる。

ここで、干渉キャンセル出力が、１）一つの空間多重ストリームのみを含む場合と２）干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合では、以下異なる動作を行う。

１）一つの空間多重ストリームのみを含む場合：分離合成部１１―ｎは、干渉キャンセル出力ｖ _n （ｋ）を合成して出力する。 干渉キャンセル出力の合成手法としては、最大比合成（ＭＲＣ合成）、ＭＭＳＥ合成（最小自乗誤差合成）等の適用が可能である。 最大比合成手法を適用する場合、（数３７）のように所望の第ｒ番目の空間多重ストリームに対する合成出力ｕ _r （ｋ）を算出する。 ここで、ｂ _rは、チャネル推定値Ｂにおける第ｒ番目の列ベクトル、上付きの添え字Ｈはベクトル共役転置を表す。 ここで、ｒはＭ以下の自然数である。

２）干渉キャンセル出力が複数の空間多重ストリームを含む場合：分離合成部１１―ｎは、既に干渉除去された空間多重ストリームを除いた複数の空間多重ストリームに対し、再度信号分離処理を行う。 この際、干渉キャンセル部で除去された空間多重ストリームのチャネル推定成分を除去した新たなチャネル推定値Ｂ _nを用いる。

すなわち、第ｍ番目の空間多重ストリームが除去された場合、チャネル推定値Ｂから対応する第ｍ番目の列ベクトルを削除する。 従って、Ｂ _nは、Ｎｒ行（Ｍ−ｎ＋１）列の行列である。

得られたチャネル推定値Ｂ _nを用いて、信号分離部と同様に、無線通信装置１００ｄから空間多重伝送される送信信号のうち、一つの空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウエイトを生成し、干渉キャンセル部１０―ｎの出力ｖ _n （ｋ）に対し乗算演算を行う。

ここで、受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲが良好なものから順に分離受信するオーダーリングを用いてもよい。 以下では第ｒ番目の空間多重ストリームが選択されて分離受信されるものとする。 ただし、ｒは、Ｍ以下の自然数であり、既に干渉キャンセルされた空間多重ストリームのインデックスは除く。

また、乗算演算後の出力信号は伝搬路による振幅位相変動が等化（以下、チャネル等化）された信号ｓ _r （ｋ）を出力する。 また、チャネル等化された信号のみでは、受信信号品質に関する情報が欠落するため、それを補うために、分離された信号ｓ _r （ｋ）の受信品質情報ｑ _r （ｋ）もあわせて出力する。

尤度算出部１２―ｎは、分離合成部１１―ｎの出力である合成出力シンボルデータ系列ｕ _r （ｋ）を、ビット列からなるビットデータ列に変換するデマッピング処理を行う。 ビット列への変換時には、復調部５と同様にビット毎の対数尤度比ＬＬＲを算出する。 ヌルウエイト乗算部は、（数３８）に示すように分離合成部１０―（ｎ−１）で用いた第ｍ番目の空間多重ストリームを分離受信する際に用いた空間多重分離ウエイトＷ _mを用いて、干渉キャンセル出力ｖ _n （ｋ）に対して乗算する。

なお、ヌルウエイト乗算部の別な動作としては、（数３９）に示すように、全ての空間多重ストリームが存在する場合の、第ｍ番目の空間多重ストリームを分離受信する空間多重分離ウエイトＷ _mを、チャネル推定値Ｂを用いて算出し、受信信号ｙ（ｋ）に対して乗算する。

この場合、逐次的に行われる干渉キャンセル部１０―ｎの出力ｖ _n （ｋ）は、複数の空間多重ストリームのレプリカ生成の誤りが含まれるが、（数３９）では、受信信号ｙ（ｋ）を用いることで、より正確な誤差成分を推定することができる。

誤差成分推定部は、ヌルウエイト乗算部の出力を基に、干渉キャンセル部１０におけるレプリカ信号の誤差成分Ｅ ₁ （ｋ）を推定する。 すなわち、ヌルウエイト乗算部の出力ｇ ₁の絶対値の２乗を算出する。

重み付け部１４―ｎは、誤差成分推定部１３―ｎの出力を基に、尤度算出部１３―ｎの出力である第ｒ番目の空間多重シンボルに対するビット尤度系列に、誤差成分に応じた補正を行う。

重み付け部１４―ｎの出力は、第ｎの復号処理部８０ ⁽ⁿ⁾に入力される。 第ｎの復号処理部８０ ⁽ⁿ⁾は、デインターリーバ６０ ⁽ⁿ⁾ 、第ｎ＋１の復号部６２ ⁽ⁿ⁾から構成され、第１の復号処理部８０と同様の構成であるため、その詳細説明は省略する。

以上のような動作により、本実施の形態では、干渉キャンセル時の誤差成分を、受信信号とレプリカ信号及び信号分離部での空間多重分離ウエイトを用いて、干渉雑音電力を検出する動作を行う誤差成分推定部７６−２の出力を基に、干渉キャンセル後に分離合成される空間多重信号に対する尤度情報を重み付け部１４−２において補正する。

これにより、干渉キャンセル時に、判定誤りした仮判定出力が含まれる場合、チャネル推定誤差及びチャネル変動誤差などによる誤差要因により干渉雑音電力が顕著に含まれる場合に、当該受信シンボルに対するビット尤度を小さくすることができ、その結果、それらのビット尤度を用いて誤り訂正復号処理を行うことで、受信特性の劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態で対象とする、仮判定値を２値の硬判定値としたハードキャンセラーでは、軟判定値を用いたソフトキャンセラーよりも簡易な構成で、受信特性の良好な無線通信装置を得ることができる。

なお、本実施の形態では、第Ｍの復号処理部の出力を最終的な送信ビットデータ系列に対する復号結果として出力したが、この出力を、再度、再符号化変調部８−２に入力して、以下、再符号化変調部８−２、レプリカ生成部９−２、干渉キャンセル部１０−２、誤差成分推定部７６−２、分離合成部１１−２、尤度算出部１２−２、重み付け部１４−２及び第２の復号処理部８０ ⁽²⁾において、前述したのと同様な処理を繰り返し行っても良い。 このような繰り返し処理により処理遅延が大きくなるが、復号部における誤り訂正の効果が高まり、受信特性が改善される効果を有する。

なお、本実施の形態では、送信側の構成として、図８に示すように複数の伝送路符号化器２１を有する構成を示したが、これに限定されず、図２に示すように伝送路符号化器２１が一つである場合でも適用が可能である。 すなわち、復調部５の出力であるシンボル毎の尤度情報を用いて第１の仮判定出力、及び第ｎの尤度算出部１２−ｎをシンボル毎の尤度情報を用いて第ｎの仮判定出力とすることで、同様に適用できる。

なお、以上の実施の形態においては、シングルキャリア変調方式を用いて無線通信を行う無線通信装置の構成について説明を行ったが、マルチキャリア変調方式を用いた無線通信装置への適用も可能である。 特に、空間多重伝送を行う場合、直交周波数分割多重（OFDM：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いたマルチキャリア変調方式がよく用いられる。 これは、無線伝搬路のマルチパス遅延が、ガードインターバル時間内であれば、各サブキャリアが受ける伝搬路変動はフラットフェージングとして扱えるため、マルチパス等価処理が不要となり、空間多重伝送された信号の分離処理が軽減されるためである。

ここで、マルチキャリア変調方式は複数のサブキャリアを用いる伝送方式であり、各サブキャリアへの入力データ信号は、Ｍ値ＱＡＭ変調等で変調されサブキャリア信号となる。 ＯＦＤＭは各サブキャリアの周波数が直交関係にあり、高速フーリエ変換回路を用いて周波数の異なるサブキャリア信号を一括変換することで時間軸の信号に変換され、キャリア周波数帯に周波数変換されアンテナより送信される。

一方、受信時には、アンテナより受信された信号をベースバンド信号に周波数変換されＯＦＤＭ復調処理が行われる。 このような周波数変換操作の際に、位相雑音が受信信号に加わる。 送受信間のキャリア周波数誤差については、自動周波数制御（ＡＦＣ）回路により抑えることができるが、その誤差成分である残留キャリア周波数誤差が残る。 Ｍ値ＱＡＭをサブキャリア変調に用いる場合、復調時に絶対位相を基準に判定回路によりデータ判定を行うため残留キャリア周波数誤差や位相雑音による位相回転を受けると判定誤りを引き起こし、受信特性が劣化する。

このような位相回転に対する補償回路として、既知であるパイロットサブキャリア信号を送信して、受信時にパイロットサブキャリア（ＰＳＣ）の位相回転量を検出して位相補償を行う位相トラッキング回路が一般的に用いられている。

図１２はパイロットサブキャリア信号を含む送信フレーム構成の一例を示す。 図１２に示すように、送信フレームは、トレーニング信号部５０、シグナリング部５１、データ部５２から構成されている。 また、データ部５２において特定のサブキャリアにＰＳＣ信号が含まれる。

図１３は、上述した位相トラッキング回路５５を含む本発明の実施形態における無線通信装置１００ｊの構成を示す図である。 以下、図１３において、図１の構成と異なる動作を行う部分について、すなわち、新たに追加変更された構成部である受信部５４及び位相トラッキング回路５５の動作を説明する。 無線通信装置１００ｊは、受信部５４において、図１２のような送信フレーム構成でOFDM変調されて送信された信号に対し、以下のような動作を行う。 まず、トレーニング信号部５０の受信信号を用いて、１）自動利得制御（ＡＧＣ）を行うことで、受信信号レベルを適正にする。 ２）続いて、自動周波数制御（ＡＦＣ）による周波数誤差補正後、ＯＦＤＭ復調部において、ＯＦＤＭ復調処理を行う。 なお、ＯＦＤＭ変調及びＯＦＤＭ復調に関しては、文献（尾知、“ＯＦＤＭシステム技術とＭＡＴＬＡＢシミュレーション解説“、トリケップス刊）に情報開示されており、ここではその詳細説明は省略する。 そして、ＯＦＤＭ復調部は、サブキャリア毎のシンボルデータを出力する。 チャネル推定部３は、サブキャリア毎に、伝搬路変動を示すチャネル推定値を算出する。 信号分離部４はサブキャリア毎のチャネル推定値を基に、信号分離処理を行う。

次に、信号分離部４で、チャネル等化されたデータ部の信号を入力として、サブキャリア位相トラッキング回路５５は以下のような動作を行う。 まず、ＰＳＣ信号抽出部５６は、等化されたデータ部のサブキャリア信号からＰＳＣ信号を抽出する。 続いて、位相回転検出部５７は、抽出したＰＳＣ信号と、ＰＳＣ信号のレプリカ信号からチャネル等化後のサブキャリア信号の位相回転を検出する。 位相補償部５８は、チャネル等化されたデータ部のサブキャリア信号に対し、検出された位相回転を補償し、後続する復調部５に出力する。 復調部５は、シグナリング部で得られた情報、すなわち、送信ストリームの符号化変調情報に基づき、所定変調方式によるシンボルデータ列から送信シンボルを判定し、ビットデータ列に変換するデマッピング処理を行い、また、同時にビット毎の尤度情報を出力する。 第１の復号処理部６は、復調部５の出力結果を用いて、送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順を復元するデインターリーバ処理、入力されるビットデータ列に対し誤り訂正復号処理などを施し、送信ビット系列を復元する受信処理を行うことで、仮判定出力を得る。 なお、デインターリーバは、異なるサブキャリア間をまたがるビットデータ列に対するインターリービングを含みことで、周波数ダイバーシチ効果を高めることができる。 これ以降の処理は上述した実施の形態での動作をサブキャリア毎に行うことで、シングルキャリア変調方式と同様に、マルチキャリア変調方式に対しても、上述した実施の形態と同様な効果を得ることができる。

以上のような動作によって、ＡＦＣ誤差による残留キャリア周波数誤差、あるいはアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）におけるサンプリングクロック誤差等に起因する時間的に変化する位相回転が生じるが、位相トラッキング回路５５を用いることで、位相回転に追従した位相補償が所定のレベルの精度で実行可能となり、同期検波を安定的に行うことができる。 また、データ部のサイズが長い場合、受信電力が小さい場合などでは、位相トラッキング回路５５で、補正できなかった残留位相補償誤差が無視できない大きさになることがある。 そのような場合、従来の無線通信装置では、受信特性の著しい劣化を生じることとなる。 一方、本実施形態の構成においては、誤差成分推定部１３において、残留する位相補償誤差の大きさに応じたサブキャリア毎の尤度重み付けを行うことができる。 これにより、第２の復号処理部６ ⁽²⁾における誤り訂正復号を行うことで、誤り訂正能力を高めることができ、受信特性の劣化を抑えることができる。 これにより、無線通信装置の受信品質の向上を図ることができる。

なお、図１４に示すように、図１３における信号分離部４と位相トラッキング回路５５の配置を入れ替えた構成としてもよい。 複数の空間多重ストリームが伝送されている場合、PSC信号も多重された状態で受信されるため、位相トラッキング回路５５は、以下のような動作を行う。 すなわち、位相回転検出部５７は、チャネル推定部３の出力とPSC信号抽出部５６の出力を基に、新たな位相トラッキング用の基準信号を生成し、位相回転を検出する。 そして、位相補償部５８において検出された位相回転を補償する。 詳細な構成及び動作については、その説明を省略する。

以上説明した本発明の実施の形態の無線通信装置は、受信ダイバーシチ利得を十分に得ることができる空間多重伝送を可能とするものであり、複数の信号系列を送信する無線通信装置を含む、複数の無線通信装置により空間多重伝送を行う無線基地装置等の無線通信分野において有用である。

（実施の形態５）
図１５は、実施の形態５における無線通信装置１００ｄの構成を示す図である。 なお、図１５における無線通信装置１００ｄは、受信装置の構成のみを示しており、送信装置の構成は、図２の無線通信装置１００ａに示す構成と同様であるため、動作の説明を省略する。

本実施の形態における受信機の構成は並列型干渉キャンセラを用いた反復復号を行うものである。 実施の形態１と異なる点は、信号分離部４の出力を用いて、シンボルにマッピングされたデータを硬判定するシンボル硬判定部１５と、硬判定結果と受信信号、伝搬路変動推定値を用いて誤差成分を推定する誤差推定部１６、第一の重み付け部１７を有する点である。 以下、主に実施の形態１と異なる部分の動作について図１５を用いて説明する。

受信アンテナ１−ｎｒで信号を受信し、受信信号に対して無線部２−ｎｒ、チャネル推定部３、信号分離部４、復調部５−ｍで行う処理は実施の形態１と同様であるのでその説明を省略する。

シンボル硬判定部１５は、信号分離部４から出力される受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）を入力とし、受信シンボル点に最も近い候補信号点を選択し、その候補信号点を送信されたシンボルの推定値として出力する。 ここで、シンボル硬判定部１５から出力される離散時間ｋにおけるシンボル推定値をｘａ _m （ｋ）と、離散時間ｋにおける複数のストリームのシンボル推定値をｘａ（ｋ）と表す。 ｘａ（ｋ）は、ｍ次元の列ベクトルである。

誤差推定部１６は、受信部２−ｎｒから出力されるベースバンド信号と、チャネル推定部３から出力される伝搬路変動推定値Ｂ、シンボル硬判定部１５から出力される送信シンボル推定値を入力とし、これら入力より受信処理の誤差成分を推定し、この誤差成分を出力する。

以下に、誤差成分を算出する動作を説明する。 （数４０）に示すように、シンボル推定値ｘａ（ｋ）に伝搬路変動推定値Ｂを乗算することにより受信信号ｙ（ｋ）に対するレプリカ信号ｙａ（ｋ）を生成する。 ここで、レプリカ信号ｙａ（ｋ）は、ｎｒ次元の列ベクトルである。

次に（数４１）に示すように、受信信号ｙ（ｋ）からレプリカ信号ｙａ（ｋ）を減算し誤差成分Ｅ（ｋ）を算出する。 ここで、Ｅ（ｋ）は、ｎｒ次元の列ベクトルである。

誤差推定部１６から出力される誤差成分から、以下に示す誤差要因を特定できる。

１）チャネル推定誤差：チャネル推定部３は、受信データに含まれる既知のシンボルを利用して、送信アンテナから受信アンテナまでの伝搬路変動推定値を算出するが、この時算出する伝搬路変動推定値が劣化した場合、（数４０）に示すＢに誤差が発生することによりレプリカ信号ｙａ（ｋ）に誤差が発生し、（数４１）に示す誤差成分Ｅ（ｋ）に伝搬路変動推定値の誤差が現れる。

２）ハードウエアによる誤差：ハードウエアによる誤差（キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）が発生した場合、（数４０）に示すＢに誤差が発生し、レプリカ信号ｙａ（ｋ）に誤差が発生することから、（数４１）に示す誤差成分Ｅ（ｋ）に誤差が現れる。

第一の重み付け部１７は、復調部５−ｍの出力である尤度ＬＬＲと誤差推定部１６の出力である誤差成分Ｅ（ｋ）を入力とし、尤度ＬＬＲを誤差成分で補正し、補正された尤度ＬＬＲを出力する。

ここで、補正された尤度ＬＬＲの算出方法を説明する。 復調部５−ｍから出力される尤度は、ビット毎の対数尤度比ＬＬＲである。 対数尤度比ＬＬＲは（数４２）で算出される。 ｓ _m （ｋ）は受信シンボル系列、Ｌは送信時に用いられた変調多値数、ｓ _c ^(bi=A)はシンボルマッピング時に用いられたシンボル候補の内、第ｉ番目のビットがＡであるシンボル候補の集合を示す。 また、Ａは、０または１であり、ｉは、ｌｏｇ ₂ （Ｌ）以下の自然数であり、ｍはＭ以下の自然数である。 ｑ _m （ｋ）は、受信品質情報を表す。

次に（数４３）で示すように（数４２）で算出される尤度ＬＬＲに誤差補正値ｄ（ｋ）を乗算し第一の重み付け部１７の出力である補正された尤度ＬＬＲを算出する。 ここで、誤差補正値ｄ（ｋ）は、（数４４）に示すように、誤差推定値Ｅ（ｋ）と無線通信装置１００ｄの受信時に付加される雑音電力とで表し、誤差推定値Ｅ（ｋ）の値が大きい程、ｄ（ｋ）の値を小さくする関数とする。 一例として（数４５）に示す関数を利用する。 なお、（数１５）の代わりに、ｄ（ｋ）＝ｔａｎｈ（α×σ／Ｅ（ｋ））を用いても良い。 この場合αは定数値である。

第一の復号処理部６は、第一の重み付け部１７の出力である尤度ＬＬＲを入力とし、実施の形態１と同様の処理を行い、復号結果を出力する。 第一の復号処理部６の動作は、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。 図１５において、図中の符号８〜１４、６ ⁽²⁾で示す各ブロックで行う、第二の復号処理部６ ⁽²⁾から復号結果を得るまでの動作は実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

これにより、第一の復号処理において、チャネル推定誤差やハードウエアに起因する誤差が発生する場合に、復調部５−ｍから出力される値が誤っている可能性が高いとみなし、尤度を小さくするよう補正する。 そして、小さく補正された尤度を誤り訂正復号処理することにより特性劣化を抑えることができる。

また、硬判定処理を用いることで、第一の復号処理における誤差成分を求めるための復調回路や、再変調回路を必要としないため、回路の増加を最小限に抑えることが出来る。

なお、図１５の第一の復号処理部６を省略し、図１６に示す無線通信装置１００ｅに示すように、信号分離部４の出力をそれぞれ硬判定し、その結果を用いてレプリカ信号を生成する構成も考えられる。 本構成によると、受信特性は劣化するものの、反復復号における以下の課題を解決することができる。

すなわち、一度復号したデータを用いてレプリカ信号を発生させ、これを用いて干渉信号をキャンセルした後に、再度復調および復号処理を行うため、受信処理が完了するまでに比較的時間を要するという課題を解決することができる。 以下、図１５に示す構成と異なる部分を中心に、図１６に示す構成の説明を行う。

レプリカ生成部９は、入力をシンボル硬判定部１５の硬判定結果（仮判定出力）とチャネル推定部３からの伝搬路変動推定値を入力とし、図１５のレプリカ生成部９と同様の処理を行い、シンボル硬判定結果を出力する。 その後、図中の符号１３〜１４、６ ⁽²⁾で示す各ブロックで図１５と同様の処理を行い、復号結果を得る。

これにより、第一の復号処理部の誤り訂正復号の効果が得られない事による特性劣化が発生した場合に、第一の復号処理と再符号化変調部８による再符号化変調処理に要する処理時間が大幅に短縮でき、受信処理全体の処理遅延を大幅に短縮できる効果がある。 更に干渉キャンセル後の信号に尤度補正を施すことにより、復号結果の劣化を抑えることができる。

（実施の形態６）
図１７は本実施の形態６における無線通信装置１００ｆの構成を表す。 なお、図１７における無線通信装置１００ｆは、受信装置の構成のみを示しており、その送信装置は、図２に示す構成と同様であるため、その動作の説明を省略する。

本実施の形態で示す無線通信装置１００ｆは、並列干渉キャンセラを用いた反復復号受信装置に関するものである。 図１７において、実施の形態１（図１）と異なる点は、復調部５−ｍの出力である尤度を用いて重み付け部１４−ｍの出力の尤度ＬＬＲを補正する第一の尤度補正部１８を有することである。 以下に図１７を用いて、実施の形態１と異なる部分を主に説明し、同様の構成については、その説明を省略する。 なお、図１７において受信アンテナ数ｎｒ＝２、送信ストリーム数ｍ＝２の場合を示しているが、これに限るものではない。

図１７において、アンテナ１−ｎｒで受信した信号を、受信部２−ｍ、チャネル推定部３、信号分離部４、復調部５−ｍ、第一の復号処理部６、再符号化変調部８、レプリカ生成部９、干渉キャンセル部１０、分離合成部１１−ｍ、尤度算出部１２−ｍ、誤差成分推定部１３、重み付け部１４から尤度ＬＬＲを出力するまでの動作は、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

図１７において、第一の尤度補正部１８は、復調部５−ｍの出力である尤度LLRと、重み付け部１４の出力である重み付け後の尤度LLRを入力とし、両入力を加算し、加算した尤度LLRを出力する。

すなわち、（数４６）に示すように、（数６）により算出される尤度と（数１３）により算出される尤度を加算した尤度ＬＬＲａを算出する。

第二の復号処理部６ ⁽²⁾は、第一の尤度補正部１８から出力される尤度ＬＬＲａを入力とし、第一の復号処理部６と同様の処理を行い、復号結果を出力する。 第二の復号処理部６ ⁽²⁾の動作は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。

以上のような構成により、以下の効果を得ることができる。 すなわち、干渉キャンセル部１０において、間違った仮判定出力を用いて生成したレプリカ信号により干渉成分をキャンセルすることで、第一の復号処理部６の正しい復号結果が得られたとしても、シンボル判定誤りを発生させる誤り伝搬が生じることがあるが、本実施形態に係る構成によれば、第一の復号処理部６に入力される尤度ＬＬＲと、誤り伝搬が生じたビットのＬＬＲを加算することによって、第２の復号処理部６ ⁽²⁾で誤りの発生を抑制し、性能劣化を抑えることができる。

なお、第一の尤度補正部１８において、復調部５−ｍの出力する尤度ＬＬＲと重み付け部１４が出力する尤度ＬＬＲを加算したが、これに限るものではなく、重み付け加算してもよい。

あるいはまた、これらの尤度の高いほうを選択する方法でも良い。 この場合、以下のような構成をとる。 すなわち、第一の尤度補正部１８の出力は、（数４７）に示すように、ＬＬＲ _r,i （ｋ）がＬＬＲ ^[1] _r,i （ｋ）よりも大きい場合はＬＬＲ _r,i （ｋ）を出力し、一方、ＬＬＲ ^[1] _r,i （ｋ）がＬＬＲ _r,i （ｋ）よりも大きい場合はＬＬＲ ^[1] _r,i （ｋ）を出力する。

第一の尤度補正部１８から出力された尤度は、第二の復号処理部６ ⁽²⁾に入力され、実施の形態１と同様の処理を行い、復号結果を出力する。

以上のような構成により、復調部５−ｍから出力される尤度ＬＬＲと、重み付け部１４から出力される尤度ＬＬＲのうち、正しく復号される可能性の高いほうを第二の復号処理部６ ⁽²⁾に入力するので、第二の復号処理部６ ⁽²⁾から出力される復号結果が劣化するのを抑えることができる。

なお、第一の尤度補正部１８の別な動作として、送信ストリーム毎にCRC（Cyclic Redundancy Check）コードが付与されている場合、そのCRCのチェック結果を基に、出力する尤度情報を選択する方法でもよい。

すなわち、復調部５−ｍの出力に対するCRCの結果を基に、当該送信ストリームに含まれるビットが誤りなく復号されていると判定される場合、ＬＬＲ _r,i （ｋ）を出力する。 一方、CRCの結果、当該送信ストリームに含まれるビットに誤りが含まれて復号されていると判定される場合、（数４７）の結果を基に出力する。

以上のような動作により、CRCに基づき、誤りなく復号できる場合の尤度情報を第２の信号処理部６ ⁽²⁾に入力することができるため、干渉キャンセル時の誤り伝搬の影響を低減でき、第二の復号処理部６ ⁽²⁾から出力される復号結果が劣化するのを抑えることができる。

なお、本実施の形態で説明した構成に実施の形態５におけるシンボル硬判定部１５、誤差推定部１６、第一の重み付け部１７を組み合わせた構成でもよい。 図１８にこの場合の受信装置の構成を示す。 図１８において、アンテナ１−ｎｒで受信した信号を受信部２−ｎｒ、チャネル推定部３、信号分離部４、復調部５−ｍから尤度ＬＬＲを出力するまでの動作は本実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。

図１８において、シンボル硬判定部１５、誤差推定部１６、第一の重み付け部１７は、実施の形態５で説明した誤差推定のための構成と同様である。 これらを上記説明した無線通信装置１００ｆに追加する。

すなわち、シンボル硬判定部１５は、信号分離部４の出力である受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）を入力とし、Ｉ信号とＱ信号の複素平面上にマッピングされた送信信号点と入力受信シンボル系列との距離が最も近い点を送信信号点と推定することにより硬判定し、その信号点を出力する。

誤差推定部１６は、シンボル硬判定部１６の出力である硬判定された信号点と、受信部２−ｎｒから出力されるベースバンド信号、チャネル推定部３から出力される伝搬路変動推定値を入力とし、これらを用いてベースバンド信号からシンボル硬判定値と伝搬路変動推定値を用いて作成したレプリカ信号を減算することにより誤差成分を推定し、推定した誤差成分を出力する。

第一の重み付け部１７は、推定された誤差成分と復調部５−ｍから出力される尤度ＬＬＲを入力とし、雑音成分に応じて尤度ＬＬＲを重み付けし、重み付け後の尤度ＬＬＲを出力する。 これらの処理の詳細な動作は実施の形態５と同様であるので、その説明を省略する。

第一の重み付け部１７から出力される重み付けされた尤度ＬＬＲは第１の復号処理部６と第１の尤度補正部１８に入力される。 第１の復号処理部６から後の動作は、本実施の形態の図１７と同様である。 よって、その説明を省略する。

これにより、チャネル推定誤差、ハードウエアによる誤差が発生した場合に、誤差推定部１６から出力される誤差推定値が大きく現れ、第一の重み付け部１７から出力する尤度ＬＬＲが正しい可能性が低いと見なし尤度ＬＬＲを小さく補正することにより、性能劣化を防ぐことができる。

また、第１の尤度補正部１８の入力にチャネル推定誤差、ハードウエアによる誤差を補正した尤度ＬＬＲを用いることにより、これら誤差が発生した場合でも第２の復号処理部６ ⁽²⁾での劣化を抑えることができる。

また、誤差成分を推定するときに受信シンボル系列を硬判定しているため、軟判定し復号を行う場合に比べて、性能劣化は発生するが、簡単な演算回路で構成できるので、回路規模を小さく抑えることができる。

（実施の形態７）
図１９は本実施の形態７の無線通信装置１００ｇの構成を示している。 なお、図１９は、受信装置の構成のみを示しており、送信装置は、図８に示した構成と同様であるため、その動作の説明を省略する。

本実施の形態に示す無線通信装置１００ｇは、シリアル（逐次）干渉キャンセラ（ＳＩＣ）を用いて反復復号を行う構成を示している。 図１９を用いてその動作を説明する。

図１９において、実施の形態４の図７と異なる点は、信号分離後の受信シンボル系列を硬判定するシンボル硬判定部１５、受信ベースバンド信号と硬判定値、伝搬路変動推定値を用いて誤差成分を推定する誤差推定部１６、推定した誤差成分に応じて尤度ＬＬＲを補正する第一の重み付け部１７を有することである。 以下に図１９を用いて実施の形態４の図７と異なる部分を主に説明し、同様の構成についてはその説明を省略する。

図１９において、受信アンテナ１−ｎｒで受信した受信信号を受信部２−ｎｒ、チャネル推定部３、信号分離部４、復調部５−ｍで処理し、尤度ＬＬＲを出力するまでの動作は実施の形態４の図７と同様であるので説明を省略する。

シンボル硬判定部１５は、信号分離部４から出力される受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）を入力とし、受信信号を硬判定し、硬判定した信号点を送信シンボルの推定値として出力する。 ここで、硬判定は、送信されたＩ信号とＱ信号からなる複素平面上の信号点の候補の中から、等化された受信シンボル系列ｓ _m （ｋ）の複素平面上の信号点との距離が一番近い点を送信シンボルの推定値として選択する。 ここで、離散時間ｋにおける送信シンボルの推定値をｘａ _m （ｋ）と表す。

誤差推定部１６は、受信ベースバンド信号ｙ（ｋ）とチャネル推定部３から出力される伝搬路変動推定値Ｂ、シンボル硬判定部１５から出力される送信シンボル推定値ｘａ _m （ｋ）、図示されていない第ｍ番目の空間多重ストリームを取り出すために信号分離部４で用いた空間多重分離ウエイトＷ _mを入力とし、受信処理による誤差成分を算出し、誤差成分を出力する。 誤差成分の算出方法を以下に説明する。

（数４８）に示すように、入力される送信シンボル推定値ｘａ _m （ｋ）とチャネル推定値Ｂを用いてレプリカ信号ｙａ _m （ｋ）を作成する。 ここで、ｂ _mは伝搬路変動推定値Ｂにおける第ｍ番目の列ベクトルを表す。

次に、（数４９）に示すように、受信ベースバンド信号ｙ（ｋ）からレプリカ信号ｙａ _m （ｋ）を減算し干渉をキャンセルした信号ｖａ（ｋ）を求める。 さらに、第ｍ番目の空間多重ストリームを取り出すために用いた空間多重分離ウエイトＷ _mをｖａ（ｋ）に乗算し、誤差成分Ｅ（ｋ）を推定する。

ここで、誤差成分Ｅ（ｋ）は、雑音電力σに加えて以下のような離散時間ｋにおける受信シンボル系列の干渉雑音電力成分を検出できる。

１）チャネル推定誤差：チャネル推定部３は、受信データに含まれる既知のシンボルを利用して、送信アンテナから受信アンテナまでの伝搬路変動推定値を算出するが、この時算出する伝搬路変動推定値が劣化した場合、（数４８）に示すｂ _mに誤差が発生することによりレプリカ信号ｙａ（ｋ）に誤差が発生し、（数４９）に示す誤差成分Ｅ（ｋ）に伝搬路変動推定値の誤差が現れる。

２）ハードウエアによる誤差：ハードウエアによる誤差（キャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差）が発生した場合、（数４８）に示すｂ _mに誤差が発生し、レプリカ信号ｙａ（ｋ）に誤差が発生することから、（数４９）に示す誤差成分Ｅ（ｋ）に誤差が現れる。

第一の重み付け部１７は、復調部５−１の出力である尤度ＬＬＲと誤差推定部１６の出力である誤差成分を入力とし、誤差成分に応じて尤度ＬＬＲを補正し、補正された尤度ＬＬＲを出力する。

（数５０）に示すように、補正された尤度ＬＬＲａ ^[1] _rj （ｋ）は、尤度ＬＬＲと補正値ｄ（ｋ）の積で算出される。

ここで、補正値の算出方法を説明する。 （数５１）に示すように、補正値ｄ（ｋ）は、無線通信装置１００ｇにおける雑音電力σと誤差成分Ｅ（ｋ）のパラメータを含む関数で表すことができ、Ｅ（ｋ）の値が大きくなるとｄ（ｋ）の値は小さく、Ｅ（ｋ）の値が小さくなるとｄ（ｋ）の値は大きい関数形状とする。 ｄ（ｋ）の一例を（数５２）に示す。

第一の復号処理部８０は、第一の重み付け部１７から出力される尤度ＬＬＲを入力とし、実施の形態４と同様の処理を行い、第一の仮判定値を出力する。 これ以降の、第２の反復復号部９０、第３の反復復号部は実施の形態４と同様の処理を行い、第３の判定出力を得る。

以上のような動作により、本実施の形態では、チャネル推定部３やハードウエアで発生する誤差を、受信信号の硬判定値、受信信号、チャネル推定値を用いることにより誤差推定部１６で求め、これに基づき第一の重み付け部１７により、第１の復号処理部８０に入力する尤度ＬＬＲを補正する。

これにより、チャネル推定値の算出時の誤差やハードウエアによるキャリア周波数誤差、サンプリング周波数誤差が発生し干渉雑音電力が含まれる場合に、第１の復号処理部８０に入力する当該シンボルの尤度を雑音成分の推定値に基づいて小さくすることができ、その結果、この尤度を用いて復号処理を行うことによって、受信特性の劣化を抑えることができる。

また、第１の復号処理部８０に入力する尤度を補正し、その結果を用いて復号処理を行うため、第２の反復復号部９０内の干渉キャンセル部１０−２において、間違ったレプリカ信号で干渉をキャンセルすることによる性能劣化を抑えることができる。 これにより、第２の反復復号部９０以降の性能劣化を抑えることができる。

なお、誤差成分Ｅ（ｋ）の算出時に、第ｍ番目の空間多重ストリームの受信電力を考慮し、分離受信する際に用いた空間多重分離ウエイトの受信電力｜｜ｂｍ｜｜ ²を含めたＥ（ｋ）＝｜｜｜ｂｍ｜｜ ² Ｗ _m ^T Ｖａ（ｋ）｜ ²を用いてもよい。 これにより、伝搬路推定値に誤差を含む場合に、この誤差を含めて重み付けできることから、受信品質の劣化を抑えることができる。

（実施の形態８）
図２０は、本実施の形態の無線通信装置１００ｈの構成を示している。 なお図２０は受信装置のみを表しており、送信装置は図２と同様であるので、その動作の説明を省略する。

本実施の形態に示す無線通信装置１００ｈは、並列干渉キャンセラ（ＰＩＣ）を用いた反復復号受信装置に関するものである。 図２０を用いて無線通信装置１００ｈの動作を説明する。

図２０において、実施の形態５（図１５）と異なる点は、（数４５）に示すσによる正規化の近似演算を行うためのビット選択部１８と受信したフレームの変調方式を特定する変調方式特定部２０を有する点である。 また、重み付け部１９は、誤差成分から補正値を求める回路を簡略化するために、割り算回路の演算結果をテーブル参照により求める。

本構成によると、尤度補正回路を追加した場合には性能劣化を抑えることができるが、尤度補正値を算出するための回路規模が増加するという課題を解決できる。 以下に、実施の形態５の構成と異なる部分を中心に説明し、同様の構成についてはその動作の説明を省略する。

受信アンテナ１−ｎｒで信号を受信し、受信部２−ｎｒ、チャネル推定部３、信号分離部４、復調部５−ｍ、シンボル硬判定部１５、誤差推定部１６から誤差値を出力するまでの動作は実施の形態５と同様であるので、その動作の説明を省略する。

ビット選択部１８は、誤差推定部１６から出力される誤差値Ｅ（ｋ）と現在の変調方式を示した制御信号を入力とし、（数５３）に示すように、制御信号が示す変調方式ごとに誤差値Ｅ（ｋ）をｃ倍し、ｃ倍した誤差値Ｅａ（ｋ）を出力する。

ここで、ｃは制御信号の値に応じて変化する値である。 図２１に制御信号の入力に対するｃの出力値の一例を示す。 制御信号は、受信したパケットの変調方式に応じて変化する。 入力する制御信号については後述する。 なお、制御信号は、変調方式に限ったものではなく、送信側で施す符号化の符号化率でもよい。 なお、変調方式と符号化率を組み合わせた信号でも良い。

このように、誤差値Ｅ（ｋ）にｃを乗算することは、実施の形態５の（数４５）に示すｄ（ｋ）の演算のσで正規化する部分に相当する。 また、図２１に示した演算をハードウエアで実現する場合、Ｅ（ｋ）のビットシフトにより実現することができる。 これにより、σの正規化演算の回路規模を小さくすることができる。

重み付け部１９は、復調部５−ｍからの出力である尤度ＬＬＲと誤差値Ｅａ（ｋ）を入力とし、誤差値を用いて尤度ＬＬＲを補正し、補正された尤度ＬＬＲを出力する。 （数５４）に示すように、補正値ｄ（ｋ）と入力される尤度ＬＬＲ _rj （ｋ）を乗算し補正された尤度ＬＬＲａ ^[1] _rj （ｋ）を算出する。

ここで、補正値ｄ（ｋ）の算出方法の一例を説明する。 補正値ｄ（ｋ）は、（数５５）で示すように、誤差値Ｅａ（ｋ）の値が大きくなると、補正値ｄ（ｋ）が小さくなり、誤差値Ｅａ（ｋ）の値が小さくなると、補正値ｄ（ｋ）が大きくなるような形状の関数から算出される。

補正値ｄ（ｋ）を算出する演算回路を簡略化するために、テーブル参照を用いて演算結果を求める。 図２３にｄ（ｋ）の演算に用いるテーブル参照ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）を示す。 （数５５）に示す補正値ｄ（ｋ）の演算結果をテーブル参照ＲＯＭにあらかじめ書き込む。 このＲＯＭに誤差値Ｅａ（ｋ）を入力し、ｄ（ｋ）の演算結果を得る。 なお、誤差値の入力範囲は、１以下の値とし、１以上の値が入力された場合、１を出力するものとする。

第１の復号処理部６は、重み付け部１９が出力する補正された尤度ＬＬＲを入力とし、データ系列を並べ替えるデインタリーブ、誤り訂正復号等の処理を行い、第１の復号処理部６の復号結果である仮判定結果を出力する。 第１の復号処理部６の構成は、実施の形態５と同様であるので、その動作の説明を省略する。

仮判定出力を再符号化変調部８、レプリカ生成部９、干渉キャンセル部１０、分離合成部１１−１、尤度算出部１２−１、誤差成分推定部１３までの構成は実施の形態５と同様であるので、その動作の説明を省略する。

ビット選択部１８ ⁽²⁾は、誤差成分推定部１３から出力される誤差成分と制御信号を入力とし、ビット選択部１８と同様の処理を施し、その結果を出力する。 ビット選択部１８ ⁽²⁾の動作は、ビット選択部１８と同様であるので、その説明を省略する。

重み付け部１９ ⁽²⁾は、尤度算出部１２−１から出力される尤度ＬＬＲとビット選択部１８ ⁽²⁾から出力される誤差成分を入力とし、尤度ＬＬＲに重み付け部１９と同様の処理を施し、その結果を出力する。 重み付け部１９ ⁽²⁾の動作は、重み付け部１９と同様であるので、その説明を省略する。

ここで、送信パケットのフレームフォーマットを図２２に示す。 トレーニング部２２−１は、既知のシンボルであり、フレーム同期、周波数同期、サンプリング位相同期、チャネル推定等に用いられる。 シグナリング部２２−２は、既知の変調方式、例えばＢＰＳＫで変調されたシンボルで、その後に続くデータ部２２−３がどのような変調方式で変調されているかを示すためのシンボルである。 データ部２２−３は、通信するデータを変調したシンボルである。

図２０に示す変調方式特定部２０は、第１の復号処理部６から出力される復号結果を入力とし、受信信号のシグナリング部２２−２をデーコードし、データ部２２−３の変調方式を特定し、特定した変調方式を制御信号として出力する。 変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等のマッピング方式によって分類できる。

また、符号化方法に関しては、送信側で施す誤り訂正符号の符号化率で分類できる。 符号化率は、畳み込み符号化器から出力される符号化率１／２のビット系列をパンクチャすることにより変更される。 マッピング方式を変える場合、符号化率を変える場合も共に、それぞれが持っている雑音電力に対する耐性が異なるという特性がある。

以上のような動作により、本実施の形態では、ビット選択部１８、ビット選択部１８ ⁽²⁾において、変調方式特定部２０で特定した変調方式に応じて誤差成分を演算し、その結果を用いて重み付けした尤度ＬＬＲを復号する。

以上のような構成により、変調方式や符号化率ごとに設定した値を誤差成分に乗算し、変調方式や符号化率ごとに最適な補正値を用いて尤度ＬＬＲを補正することができるため、その結果、復号した出力の劣化を抑えることができる。

また、補正値算出において、実施の形態５の雑音電力σによる正規化をビットシフトにより行う構成、割り算回路の機能をテーブル参照により実現する構成とすることで、尤度補正のために追加される回路の回路規模が削減できる。

なお、本実施の形態で説明したビット選択部１８と重み付け部１９で、本明細書のすべての実施の形態における図の重み付け部１４、または、第一の重み付け部１７を置き換えることができる。

本発明は、送信信号レプリカに誤差が含まれる場合でも、その受信特性の劣化を抑えることができる効果を有し、信号を反復復号受信する無線通信装置等に有用である。

本発明の実施の形態１における無線通信装置の構成図

本発明の実施の形態１における無線通信装置の送信側の構成図

本発明の実施の形態１における符号化変調部の構成図

本発明の実施の形態３における無線通信装置の構成図

本発明の実施の形態３における無線通信装置の別な構成図

本発明の実施の形態３における無線通信装置の別な構成図

本発明の実施の形態４における無線通信装置の構成図

本発明の実施の形態４における無線通信装置の送信側の構成図

本発明の実施の形態２における無線通信装置の構成図

本発明の実施の形態２における無線通信装置の送信側の構成図

本発明の実施の形態２における無線通信装置の別な構成図

パイロットサブキャリア信号を含む送信フレーム構成の一例を示す図

本発明の実施の形態における位相トラッキング回路を含む無線通信装置の構成を示す図

本発明の実施の形態における位相トラッキング回路を含む無線通信装置の他の構成を示す図

本発明の実施の形態５における無線通信装置１００ｄの構成図

本発明の実施の形態５における無線通信装置１００ｅの構成図

本発明の実施の形態６における無線通信装置１００ｆの構成図

本発明の実施の形態６における無線通信装置の別な構成図

本発明の実施の形態７における無線通信装置１００ｇの構成図

本発明の実施の形態８における無線通信装置１００ｈの構成図

制御信号の入力に対するｃの出力値の一例を示す図

送信パケットのフレームフォーマットを示す図

補正値ｄ（ｋ）の演算に用いるテーブル参照ＲＯＭを示す図

符号の説明

１ アンテナ２ 受信部３ チャネル推定部４ 信号分離部５ 復調部６ 復号処理部８ 再符号化変調部９ レプリカ生成部１０ 干渉キャンセル部１１ 分離合成部１２ 尤度算出部１３ 誤差成分推定部１４ 重み付け部１５ シンボル硬判定部１６ 誤差推定部１７ 第一の重み付け部１８ 第一の尤度補正部１９ ビット選択部２０ 変調方式特定部