正交频分复用(OFDM，Orthogonal Fre-quency Division Multiplexing)技 术是一种多载波传输技术，其核心是将信道分成若干个正交子信道，在每个 子信道上进行窄带调制和传输，以减少子信道之间的相互干扰。每个子信道 上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的频率选择性衰落是 平坦的，从而大大消除了符号间干扰。另外，由于在OFDM系统中各个子信 道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的 相互干扰，同时又提高了频谱利用率。
OFDM系统中各个子信道中的正交调制和解调通常采用快速傅立叶反变 换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transfer)和快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)方法来实现。由于OFDM系统中通常采用多进制调制方式，在接 收端需要进行相干解调。无线信道的传输特性是随时间变化的，因此相干解 调就要用到信道的瞬时状态信息，所以在系统接收端需要进行信道估计。目 前多数OFDM系统采用基于导频符号辅助的信道估计算法。导频辅助信道估 计方法是在数据流中插入一定数量的导频，利用接收到的信号和导频信号估 计出导频位置的信道响应，然后通过内插、滤波等方法得到全部信道的响应。
多输入输出(MIMO，Mutiple-Input Mutiple-Output)技术，是指无线网 络信号通过多重天线进行同步收发，MIMO系统在发射端和接收端采用多天 线(或阵列天线)和多通道，由于各发射天线同时发送的信号占用同一个频 谱，所以并未增加带宽，因而能够成倍提高系统的容量和频谱利用率。
目前，MIMO系统的发射方案主要分为空间复用和空间分集两类。其中， 空间分集系统包括空时编码(STC，Space-Time Coding)系统、空频编码(SFC， Space-Frequency Block Coding)及空时频编码(STFC，Space-Time-Frequency Coding)系统。空间分集是指在发射端对数据流进行联合编码以减小由于信 道衰落和噪声所导致的符号错误率。空间分集技术通过在发射端的联合编码 增加信号的冗余度，从而使信号在接受端获得分集增益，但并不能提高数据 率。空间复用是将数据源分为多个数据子流，每个子流分别进行独立的编码 调制，各发射天线同时发射不同的数据子流，接收端使用干扰删除等技术恢 复各发送信号。典型的空间复用技术是贝尔实验室空时分层结构(BLAST， Bell Labs Layered Space-Time)，包括垂直-贝尔实验室分层空时结构 (V-BLAST，Vertical-Bell Laboratory Layered Space-Time)，水平-贝尔实 验室分层空时结构(H-BLAST，Horizontal-Bell Laboratory Layered Space-Time)，以及对角-贝尔实验室分层空时结构(D-BLAST，Diagonal-Bell Laboratory Layered Space-Time)三种。其中最基本的形式是针对平衰落信道 的V-BLAST结构，它没有得到空间分集，而是纯粹的MIMO多路传输，可 获得最大速率，或流量增益。空间复用技术能最大化MIMO系统的平均发射 速率，但只能获得有限的分集增益。而空间分集技术对发射信号进行空时编 码可以获得额外的分集增益和编码增益，但不能提高数据率。
MIMO与OFDM技术相结合可以克服无线信道频率选择性衰落，增加系 统容量，提高频谱利用率，因此MIMO-OFDM通信系统成为第四代移动通信 系统核心技术的解决方案。图1所示为一种MIMO-OFDM系统结构图。在图 1所示的系统中，发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、导频插 入模块以及OFDM处理模块，接收端包括OFDM逆处理模块、信道估计模 块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块。其中，空间复用模块可以 采用BLASH技术实现空间复用编码，MIMO译码模块则实现空间复用译码 功能。该MIMO-OFDM系统实现了空间复用功能，能获得相应的流量增益， 但因为没有采用空间分集技术，因此不能得到分集增益和编码增益。

有鉴于此，本发明的目的在于提出一种空间分集复用的MIMO-OFDM通 信系统以及空间分集复用的方法，充分利用分集增益、复用增益以及编码增 益，从而使得该系统在较高的传输速率下具有较好的误码率性能。
本发明一种空间分集复用的方法，包括以下步骤：
步骤A，在发射端，对发送信号进行空间复用编码；
步骤B，对空间复用编码后的信号再进行空间分集编码并插入导频符号， 使之成为NT×1维的信号向量s，通过NT根天线进行发射；
步骤C，在接收端，从NR根天线上接收到的NR×1维的信号r中提取导 频符号并通过信号估计算法估算得到NR×NT维的系统信道响应矩阵HNR×NT；
步骤D，将r改造成2NR×1维的向量r′，同时将HNR×NT改造成2NR×NT 维的H′，将s改造成NT×1维的s′，使之满足r ′＝H′×s′；利用迭代译码检测算 法对上述改造后的信号及信道参数进行迭代译码和量化检测，得到发射端的 发送信号。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤D中进一步将发射信号在传输 过程中引入的噪声向量n改造成2NR×1的n′，使之满足r′＝H′×s′+n′。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤B中所述的插入导频符号后， 进一步对发送信号s进行OFDM处理，再通过NT根天线进行发射；在步骤C 中从NR根天线上接收到信号后，进一步对接收到的信号进行OFDM逆处理后 得到NR×1维的信号向量r。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤A中，所述的空间复用编码采 用的是V-BLAST，或者H-BLAST，或者D-BLAST。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤B中，所述的空间分集编码采 用的是STBC，或者SFBC。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤B中，所述的导频符号结构是 在由系统所有子载波组成列，发送天线组成行的矩形结构中按如下规则构造 导频结构：每列最多插入一个导频符号，并且在该导频符号所在列上不发送 数据信号，在其它的没有插入导频符号的列上发送数据信号。
本发明一种空间分集复用的方法，所述的导频符号结构是在第m行的第 m+b×Nf列上插入导频符号，其中m为1到发送端所有发送天线个数之间的 任意值，b＝0，1，2，3…，Nf为子载波上两个相邻导频之间的距离，且m+b ×Nf小于系统子载波数；在导频符号所在列上不发送数据信号；在其它没有 插入导频符号的列上发送数据信号。
本发明一种空间分集复用的方法，所述的OFDM处理过程是对信号进行 IFFT调制并插入循环前缀码；所述的OFDM逆处理过程是对信号去除循环前 缀码并进行FFT解调。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤C中进一步包括：从NR根天线 上接收到的NR×1维的信号r中提取导频符号；通过LS准则或LMMSE准则 得到导频处的信道响应；对导频处的信道响应通过线性的一阶，或者二阶多 项式插值，或者非线性的DFT，或者变换域插值方法得到系统的信道响应。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤D中，所述的改造是将r的每 个元素rk(i)改造成 $\left[\begin{array}{c}{r}_k\left(i\right)\\ {n^{*}}_k(i+1)\end{array}\right],$ ，从而将r改造成2NR×1维的向量r′；按照 $H^{\prime }={\left(H_{\mathrm{ij}}\right)}_{N_R\times N_T/2}$ ，其中 $H_{\mathrm{ij}}=\left[\begin{array}{cc}H(i,2j-1)& -H(i,2j)\\ H{(i,2j)}^{*}& H{(i,2j-1)}^{*}\end{array}\right]$ 改造得到H′；按照 $s^{\prime }={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& ···& s_{N_T/2}\end{array}\right]}^T$ ，其中，s′的元素sj为 $s_j=\left[\begin{array}{c}{s}_j\left(i\right)\\ s_j(i+1)\end{array}\right],$ j＝1，2，…，NT/2改 造得到s′；将n的每个元素nk改造成 $n_k=\left[\begin{array}{c}{n}_k\left(i\right)\\ n_k(i+1)\end{array}\right],$ 从而将n改造成n′。
本发明一种空间分集复用的方法，在步骤D中，所述的迭代译码算法是 ZF-IC，或者是MMSE-IC。
本发明一种MIMO通信系统，发射端包括调制模块、复用模块、空间复 用模块、导频插入模块，接收端包括信道估计模块、MIMO译码模块、解调 模块以及解复用模块，本发明所述的MIMO通信系统，在空间复用模块和导 频插入模块之间增加空间分集模块，其中，空间分集模块接收空间复用模块 的输出信号，进行空间分集编码；空间分集编码后的信号经导频插入模块插 入导频后通过发送天线进行发射；MIMO译码模块接收信道估计模块、解调 模块的输出信号，对接收天线接收到的信号进行空间复用和空间分集联合译 码，并输出译码后的信号。
本发明一种MIMO通信系统，在发射端的导频插入模块后增加OFDM处 理模块，对插入导频后的信号进行OFDM处理；在接收端的信道估计模块前 增加OFDM逆处理模块，对接收天线接收到的信号进行OFDM逆处理后， 将信号输出到MIMO译码模块，同时信道估计模块从OFDM逆处理输出信 号中提取导频符号进行信道估计。
本发明一种MIMO通信系统，所述的OFDM处理模块包括IFFT模块和 加循环前缀模块，OFDM逆处理模块包括去循环前缀模块和FFT模块。
本发明一种MIMO通信系统，接收端的接收天线个数是发送端的发送天 线个数的一半。
从以上所述可以看出，本发明MIMO-OFDM通信系统在发射端增加空间 分集模块，在接收端的MIMO译码模块中进行空间复用和空间分集的联合译 码，有机结合了空间分集和空间复用两种技术，充分利用上述技术所带来的 分集增益、复用增益以及编码增益，使得该系统在较高的传输速率下具有较 好的误码率性能。本发明空间分集复用的方法，通过对信号、信道的改造， 在接收端实现高效高性能的译码；本发明MIMO-OFDM通信系统中设计了一 种新的导频结构，提高了信道估计的准确性。
附图说明
图1为一种现有MIMO-OFDM系统结构图；
图2为本发明MIMO-OFDM系统的结构示意图；
图3为可用于本发明的一种导频结构示意图；
图4为迭代检测译码流程示意图。

本发明提出一种MIMO-OFDM系统的新架构，在MIMO-OFDM系统中 有机结合了空间分集和空间复用两种技术，充分利用分集增益、复用增益和 编码增益，从而使得MIMO-OFDM系统在较高的传输速率下能有较好的误 码性能。
图2为本发明MIMO-OFDM系统的结构示意图。如图所示，该 MIMO-OFDM系统的发射端包括调制模块、复用模块、空间复用模块、空间 分集模块、导频插入模块以及OFDM处理模块，接收端包括OFDM逆处理 模块、信道估计模块、MIMO译码模块、解调模块以及解复用模块，发射端 和接收端之间通过多径信道交换信息，通常这种多径信道为多径频率选择性 衰落信道。图2中，OFDM处理模块包括IFFT调制模块和加循环前缀(CP， Cyclic Prefix)模块，OFDM逆处理模块包括去循环前缀模块和FFT解调模块。
在发射端，调制模块对数据进行调制，具体的调制技术可以采用多相相 移键控(MPSK，Multiple Phase Shift Keying)、正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)等各种现有的调制技术；复用模块完成对调制模块输 出数据的串并变换；空间复用模块采用空间复用技术，对复用模块输出的并 行信号进行空间复用编码；空间分集模块采用空时编码(STC，Space Time Code)技术或者空频编码(SFC，Space Frequency Code)技术对上一级输出 的信号进行空间分集编码；导频插入模块根据导频模型对空间分集模块的输 出信号插入导频，随后该信号输出至OFDM处理模块；OFDM处理模块将其 输入的频域信号进行IFFT变换成OFDM符号流，并在每个OFDM符号前加 上一个循环前缀码以减弱信道延迟扩展的影响；最后数据信号被发送到多径 频率选择性衰落信道。
在接收端，OFDM逆处理模块去除接收到的OFDM符号流中的循环前缀 码，并通过FFT变换解调剩下的OFDM符号，随后将解调后的信号输出至 MIMO译码模块；信道估计模块从解调后的频域信号中提取导频符号，并采 用最小二乘(LS，Least Square)或者线性最小均方误差(LMMSE，Linear Minimum Mean-Square Error)方法估计得到导频符号处的信道响应，再通过 线性的一阶，或者线性的二阶，或者非线性的离散傅立叶变换(DFT，Discrete Fourier Transform)，或者变换域插值等插值算法得到系统信道响应；在MIMO 译码模块，利用解调模块的输出以及信道估计模块得到的系统信道响应，通 过迭代译码算法对其输入数据信号进行迭代译码，完成对空间复用和空间分 集的联合译码，并输出译码后的数据信号；解调模块接收译码后的数据信号， 并针对发射端的调制技术采用相应的解调技术对其输入信号进行解调，并将 解调后的信号输出至解复用模块，同时将解调后的信号输出至MIMO译码模 块；解复用模块接收解调后的信号，完成信号的并串变换后将数据恢复成发 射端的发送数据后输出。
本发明在MIMO-OFDM系统中有机结合了空间分集和空间复用两种技 术，充分利用分集增益、复用增益和编码增益，改善了系统性能。为了在本 发明MIMO-OFDM系统中同时采用空间复用和空间分集技术，本发明提出一 种空间分集复用的方法，在发射端对空间复用编码后的信号进一步进行空间 分集编码；在接收端对系统的信道、信号进行了相应的改造，以实现空间分 集和空间复用的联合译码。下面详细说明本发明MIMO-OFDM系统空间分 集复用的方法：
为了在本发明中同时采用空间复用和空间分集技术，本发明在接收端对 MIMO-OFDM系统的信道、信号进行了相应的改造。以下结合附图及实施例 对本发明MIMO-OFDM系统以及空间分集复用的方法进行详细说明。
首先，对本发明MIMO-OFDM系统的输入输出关系进行说明：
在MIMO-OFDM系统中，假设NC为OFDM系统子载波的总个数，对某 个子载波来说，其频域的发射信号(IFFT调制前)、接收信号(FFT解调后) 发射信号经过的信道的传递函数可以表示为：
发射信号向量 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& ···& s_{N_T}\end{array}\right]}^T$ ，它是经过了空间复用以及空间分 集编码后的结果；
接收信号向量 $r={\left[\begin{array}{cccc}{r}_1& r_2& ···& r_{N_R}\end{array}\right]}^T;$ 信道传递函数(CTF，Channel Transfer Function)为H，H是大小为(NR× NT) 的MIMO信道响应矩阵，其元素为Hμv，其中μ＝1，2，…，NR，v＝1，2，…，NT分 别代表接收天线和发送天线序号，而 $H_{\mathrm{\mu v}}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\alpha }_l^{(\mu ,v)}{e}^{-j2{\mathrm{\pi \tau }}_l^{(\mu ,v)}k/T_c{N}_c}$ ，其中L是信道多 径数，αl是第l径的信道增益，k是子载波序号。
所以，空间分集复用的OFDM通信系统的输入输出关系可以表示为：
r＝H×s+n    (1)
其中n表示发射信号在传输过程中引入的噪声向量。
然后，结合具体实施例说明本发明空间分集复用的方法，详细说明该方 法在发射端空间分集、空间复用的编码方式，以及在接收端如何对接收信号 进行空间复用及空间分集联合译码。本发明采用空间复用和空间分集两种技 术，如图2所示，在发射端的空间复用模块中对其输入信号进行空间复用编 码，可以采用的复用技术有贝尔实验室空时分层结构(BLAST)，包括 V-BLAST，H-BLAST和D-BALST，随后在空间分集模块中进一步对上一级 的输出信号进行空间分集编码，可以采用的编码技术有空时编码，具体包括 空时格码(STTC，Space-Time Trellis Code)、空时分组码(STBC，Space-Time Block Code)两种，以及空频编码技术，如空频分组码(SFBC，Space-Frequency Block Code)。数据信号经空间分集编码后，按照导频结构模型被插入导频信 号，然后经过OFDM处理模块处理后通过多径信道发送到接收端。在接收端， 经OFDM逆处理模块处理后的数据信号输入到MIMO译码模块，同时信道 估计模块利用该数据信号中的导频信号进行信道估计。MIMO译码模块利用 信道估计结果和解调模块的输出对其输入信号进行空间复用分集联合译码。
下面分别对信道估计和空间复用分集联合译码进行说明。
本发明设计了一种导频结构，在发射端按照该导频结构模型插入导频信 号，在接收端利用LS或者LMMSE方法估计得到导频处的信道响应，然后 对导频处的信道响应通过插值算法进行插值处理以得到系统信道响应。
由于在MIMO系统中进行信道估计时，天线之间存在着干扰，为了保证 接收端所接收到的导频信号在空间上频域上不发生混叠，提高信道估计的准 确性，本发明按照公式2构造一种新的导频结构：
$s_k^{\left(v\right)}=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{pilot},& k\in {\Omega }^{\left(v\right)}\\ \mathrm{zero},& \mathrm{overlap}\\ \mathrm{data},& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(2\right)$
其中，Sk (v)表示一帧中所有的导频信号、数据信号以及空闲处信号。
公式(2)表示在导频子载波集Ω(v)≡{v，v+Nf，…，v+(Mf-1)Nf}的那些子 载波上安插导频信号pilot(其中，v是第v根发送天线，Mf＝N/Nf是每根发 送天线上插入导频符号的个数，Nf是相邻两个导频的间隔，Nc是系统子载波 总数，N是系统实际使用子载波总数，这里认为N＝Nc)；在有可能在接收端 发生混叠(overlap)的那些子载波上不发送任何数据或导频(即zero)；在其 他的子载波上发送有用数据(data)。
下面结合图3对上述导频结构做进一步说明：如图3所示，图中横向每 一行表示OFDM符号中的每个子载波上的数据，纵向的列代表各发射天线， N表示系统实际使用子载波总数，NT表示发送天线数，Nf表示相邻两个导频 的间隔。图中黑色的实心圆圈表示插入导频信号的子载波，空心圆圈表示不 发送任何数据和导频信号的子载波，网格的圆圈表示发送有用数据的子载波。 图3中，NT＝3，在发送天线1上的子载波1处插入导频信号，在发送天线2 上的子载波2处插入导频信号，在发送天线3上的子载波3处插入导频信号。 为了保证接收端导频信号在空间上频域上不发生混叠，在第1至第3列剩余 的子载波上都不发送任何数据或导频信号，所以数据信号从第4列开始发送。 图3中Nf＝4，所以在第1行中的第5列开始再次插入导频信号，以此类推， 即可构造导频结构图。
图3所示仅为可用于本发明的一种导频结构图，按照上述导频结构的构 造方法，还可以构造其它很多种导频结构。并且，可用于本发明的导频并不 限于通过上述方法所构造的导频。
在接收端，信道估计模块从OFDM逆处理模块的输出信号中提取导频信 号进行信号估计，利用最小二乘(LS)准则，将接收的导频信号除以相应的 发送导频信号就可以得到有噪信道估计值，即：
${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^{\left(v\right)}={\left(s^{\left(v\right)}\right)}^{-1}r={[\frac{Y_v}{X_v^{\left(v\right)}},\frac{Y_{v+N_f}}{X_{v+N_f}^{\left(v\right)}},···,\frac{Y_{v+(M_f-1)N_f}}{X_{v+(M_f-1)N_f}^{\left(v\right)}}]}^T$
其中， 表示通过LS准则得到的导频处的信道响应向量，s(v)表 示发送的导频信号向量，r表示接收到的导频信号向量，Y表示各个导频插入 处的所接收到的导频信号，X表示各个导频插入处的所发送的导频信号。
再利用线性最小均方误差(LMMSE)准则，对上面得到的LS信道估计 值进行处理，尽量去除噪声的影响，得到LMMSE信道估计值。
LMMSE信道估计如下式：
${\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}^{\left(v\right)}=R_{H^{\left(v\right)}{H}^{\left(v\right)}}{(R_{H^{\left(v\right)}{H}^{\left(v\right)}}+\frac{\beta }{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^{\left(v\right)}---\left(4\right)$
其中， 表示通过LMMSS准则得到的导频处的信道响应向量， RH(v)H(v)为信道传递函数的自相关矩阵，β是由星座图确定的常数，SNR是平 均信噪比，I是单位方阵。
通过上述算法，得到的只是各个导频子载波的信道特性，两个导频中间 子载波的信道传递函数需要通过插值得到。这里可以采用线性的一阶、二阶 多项式插值和非线性的DFT、变换域插值等方法。下面以线性插值法为例进 行插值：线性插值法利用前后两个相邻的导频子信道的信息来确定位于它们 之间的数据子信道的信道响应。对于第k个子信道，mMf＜k＜(m+1)Mf， 应用一阶线性插值法得出的信道频率响应为：
$H_k^{\left(v\right)}=H_{m{M}_f+k^{\prime }}^{\left(v\right)}=(1-\frac{k^{\prime }}{M_f})H_{{\mathrm{mM}}_f}^{\left(v\right)}+\frac{k^{\prime }}{M_f}{H}_{(m+1)M_f}^{\left(v\right)}0\le k^{\prime }\le M_f---\left(5\right)$
或者，应用二阶线性插值法得出的信道频率响应为：
$H_k^{\left(v\right)}=H_{{\mathrm{mM}}_f+k^{\prime }}^{\left(v\right)}=c_1{H}_{(m-1)M_f}^{\left(v\right)}+c_0{H}_{{\mathrm{mM}}_f}^{\left(v\right)}+c_{-1}{H}_{(m+1)M_f}^{\left(v\right)}0\le k^{\prime }\le M_f---\left(6\right)$
式中 $C_1=\frac{\alpha (\alpha +1)}{2},$ C0＝-(α+1)(α-1)， $C_{-1}=\frac{\alpha (\alpha -1)}{2},$ $\alpha =\frac{k^{\prime }}{M_f}$
通过以上计算，可以得到所有子信道的信道响应，即信道估计值H，利 用上述信道估计值以及解调模块的输出信号，在MIMO译码模块中进行空间 分集和空间复用的联合译码。通常，在接收端进行空间复用译码处理，需要 接收天线数大于或等于发送天线数，由于本发明增加了空间分集模块后，接 收天线数等于发送天线数的一半。有鉴于此，在进行联合译码时，必须对发 送信号、接收信号以及信道做相应的改造。
空间分集有空时编码(STC)和空频编码(SFC)两种，如果发射信号是 由各子载波承载的，则可以用SFC进行编码；如果发射信号是基于时间序列 的，则用STC进行编码，两种编码方式的结构是完全一样的。下面以STC 中的STBC为例来说明如何进行改造，SFC可以同理进行：
对于2×1天线配置的STBC，在发射端，经过STBC编码后的OFDM 符号如表1所示，其中i和i+1表示前后两个OFDM符号的时间序号；k为 载波序号，sk *(i)表示sk(i)的共轭信号。
    时间     天线1     天线2     i     sk(i)     sk(i+1)     i+1     -sk *(i+1)     sk *(i)
表1
对于2×1天线配置的STBC编码，在发送端，sk(i)和sk(i+1)这两个 OFDM符号是通过两根天线在两个时间间隔进行发送，而在接收端，是一根 天线在两个时间间隔接收。在本发明MIMO-OFDM通信系统中接收端做空间 复用检测时，其实是把两个OFDM符号引入，进行跨时间间隔的空时检测。
根据STBC结构，要得到一个行大于或等于列，即虚拟接收天线数大于 或等于发射天线数的信道矩阵，在接收端，必须对接收信号、发送信号以及 信道进行改造。其中，对接收信号的改造，是使其从NR×1维向量变为2NR ×1维向量，改造方式如下：
$r^{\prime }={\left[\begin{array}{cccc}{r}_1& r_2& ···& r_{N_R}\end{array}\right]}^T$ ，由 $r={\left[\begin{array}{cccc}{r}_1& r_2& ···& r_{N_R}\end{array}\right]}^T$ 改造而来，其中，r′ 的元素rk为：
$r_k=\left[\begin{array}{c}{r}_k\left(i\right)\\ {r_k}^{*}(i+1)\end{array}\right],k=\mathrm{1,2},···,N_R---\left(7\right)$
发送信号也要相应做改变：
$s^{\prime }={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& ···& s_{N_T/2}\end{array}\right]}^T$ ，由 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& ···& s_{N_T}\end{array}\right]}^T$ 改造而来，其中，s′的 元素sj为：
$s_j=\left[\begin{array}{c}{s}_j\left(i\right)\\ s_j(i+1)\end{array}\right],j=\mathrm{1,2},···,N_T/2---\left(8\right)$
上述发送信号的改造是在成对发送天线进行的，而接收信号的改造是在 单天线上进行。
同时，需要对信道以及噪声进行改造，信道改造方式如下：
$H^{\prime }={\left(H_{\mathrm{ij}}\right)}_{N_R\times N_T/2}$ ，由MIMO信道响应矩阵HNR×NT改造而来，其中，Hij为：
$H_{\mathrm{ij}}=\left[\begin{array}{cc}H(i,2j-1)& -H(i,2j)\\ H{(i,2j)}^{*}& H{(i,2j-1)}^{*}\end{array}\right]---\left(9\right)$
其中，i＝1，2，...，NR，j＝1，2，...，NT/2。
噪声改造方式如下：
$n^{\prime }={\left[\begin{array}{cccc}{n}_1& n_2& ···& n_{N_R}\end{array}\right]}^T$ ，由 $n={\left[\begin{array}{cccc}{n}_1& n_2& ···& n_{N_R}\end{array}\right]}^T$ 改造而来，其中，nk为：
$n_k=\left[\begin{array}{c}{n}_k\left(i\right)\\ n_k(i+1)\end{array}\right],k=\mathrm{1,2},···,N_R$
经过上述改造后发送接收关系可以表示为：
r′＝H′×s′+n′    (10)
公式10中，r′为2NR×1维向量，H′为2NR×NT维向量，s′为NT×1维向 量。
由于噪声是一个随机过程，在实际译码中，公式10可以表示为r′＝H′×s′。 在接收端的MIMO译码模块，将由信道估计模块得到的信道估计值H按公式 9改造成H′，将由OFDM逆处理模块中FFT模块输出的解调后的接收信号r按 公式7改造成r′，利用上述改造后的信道、信号参数以及解调模块的输出， 通过迭代检测译码进行空间分集和空间复用的联合译码。
图4为迭代检测译码流程示意图，迭代检测译码是由MIMO译码模块和 解调模块相互配合完成：在MIMO译码模块中，根据上述改造后的信道和信 号参数以及解调模块的输出进行迭代译码，并在解调模块中对译码后信号进 行解调及量化检测，量化检测所得到的信号输出到解复用模块，同时输出到 MIMO译码模块用于迭代译码。迭代译码算法可以采用迫零干扰删除(ZF-IC， Zero Forcing-Interference Cancellation)或者最小均方误差干扰删除 (MMSE-IC，Minimum Mean Square Error-Interference Cancellation)。下面介 绍迭代译码算法，迭代检测译码包括初始化和迭代译码两部分：
1.译码的初始化：首先根据信道估计值得到信道的伪逆，然后选出信号 最强(对应信道伪逆范数最大的那一行，也就是信噪比最大的子载波)的那 个子载波作为译码的第一序位，即：
采用ZF-IC译码时：
n←1
G′1＝G′ZF＝(H′HH′)-1H′H
$k_1=\arg \underset{i}{\min }\{1-{\left({G^{\prime }}_{\mathrm{ZF}}\right)}_i{\left[H^{\prime }\right]}_i\};$
或者，采用MMSE-IC译码时：
n←1
${G^{\prime }}_1={G^{\prime }}_{\mathrm{MMSE}}={(H^{\prime H}{H}^{\prime }+{\sigma }^2{I}_{N_T})}^{-1}{H}^{\prime H}$
$k_1=\arg \underset{i}{\min }\{1-{\left({G^{\prime }}_{\mathrm{MMSE}}\right)}_i{\left[H^{\prime }\right]}_i\}$
以上各式中，G′表示改造后信道H′的伪逆，H′H表示H′的共轭转置，G′1 表示第一次迭代需要用到的G′，G′ZF表示用ZF译码方式得到的G′，G′MMSE表 示用MMSE译码方式得到的G′，σ2表示噪声功率，I表示行列均为NT的单位 方阵，k1表示第一次迭代时的译码子载波的顺序号(行号)。
由上述步骤可以得到某个子载波的发射信号的估值k1：
$w_{k_1}={\left({G^{\prime }}_1\right)}_{k_1}$
$y_{k_1}=w_{k_1}{r^{\prime }}_n$
${\hat{s}}_{k_1}=Q\left(y_{k_1}\right)$
其中，wk1表示第1次迭代时译码滤波器的权重向量；(G′1)k1表示第1次 迭代时G′1的第k1行；yk1表示译码得到的第k1个信号； ${\hat{s}}_{k_1}=Q\left(y_{k_1}\right)$ 表示对yk1进行 判决量化。
2.进行反复的迭代译码：用信道传递函数将上述发射信号变为接收信号 后，从总的接收信号中减去；然后再次选出余下子载波中信号最强的信号作 为第二序位进行译码，如此类推，反复迭代下去，从而得到所有的发射信号 的估计值
$w_{k_n}={\left({G^{\prime }}_n\right)}_{k_n}$
$y_{k_n}=w_{k_n}{r^{\prime }}_n$
${\hat{s}}_{k_n}=Q\left(y_{k_n}\right)$
${r^{\prime }}_{n+1}={r^{\prime }}_n-{\hat{s}}_{k_n}{\left[H^{\prime }\right]}_{k_n}$
${G^{\prime }}_{n+1}={H^{\prime }}_{{\bar{k}}_n}^{+}$ $k_{n+1}=\arg \underset{i\notin \{k_1,k_2,...,k_n\}}{\min }\{1-{\left({G^{\prime }}_{n+1}\right)}_i{\left[H^{\prime }\right]}_i\}$
n←n+1
以上各式中，wkn表示第n次迭代时译码滤波器的权重向量；(G′n)kn表示 第n次迭代时G′n的第kn行；ykn表示译码得到的第kn个信号； 表示第kn个输 入信号的估值，它由ykn量化检测后得到；r′n表示用作第n次迭代的接收信号 向量yk1；r′n+1表示用作第n+1次迭代的接收信号向量；[H′]kn表示H′的第kn列； G′n+1表示用作第n+1次迭代的G′，它等于将H′第kn列置零后再取伪逆，即 kn+1表示第n+1次迭代时的译码子载波的顺序号(行号)； 表 示当使Z最小的x值，(G′n+1)i表示G′n+1的第i行，[H′]i指H′的第i列。
迭代检测译码输出的信号最后经过解复用模块完成并串变换后即恢复成 发射端的发送信号。
以上说明了本发明空间分集复用的方法以及本发明MIMO-OFDM系统 结构以及工作流程，从上述说明可以看出，本发明有机结合了空间分集和空 间复用两种技术，同时在接收端通过对接收信号、发送信号以及信道进行改 造，通过迭代检测译码实现了对空间分集和空间复用的联合译码。由于在空 间复用OFDM系统中引入空间分集(包括STC、SFC)技术，并将空间复用 与空间分集有机地结合起来，本发明可以同时得到复用增益、分集增益、编 码增益，从而使得系统在较高的数据速率下仍能有较好的误码性能。