技术领域
[0001] 本
发明属于光电探测器技术领域，具体涉及连续变量量子光学实验中非经典光场探测的平衡零拍光电探测器，具体是一种用于锁定非经典光场和本地光场之间的相对位相，探测宽带范围内对应位相非经典光场
正交分量的光电探测器。
背景技术
[0002] 在连续变量量子光学中，压缩态光场是最重要的非经典光场之一。压缩态光场由于在某一
正交分量上能够突破散粒噪声基准，具有极低的噪声，广泛应用于
量子计算、引
力波探测、量子雷达、量子信息等领域。高的压缩度能够增强量子计算的容错率，提高
引力波探测和量子雷达的灵敏度，增加量子信息的信道容量。压缩度的另一重要参数是压缩带宽。在量子雷达中，宽的压缩带宽能够探测高速运动的目标。在量子信息中，宽的压缩带宽能够增加信道的容量。因此，在量子雷达和量子信息的应用中，压缩态光场不仅要具有高的压缩度，而且要有宽的压缩带宽。
[0003] 目前，采用光学参量振荡技术，通过尽可能降低压缩态制备与探测中的损耗和位相起伏，能够实现高压缩度压缩态光场的制备。在该技术中，尽量缩短光学参量振荡腔的腔长和增加输出镜的透过率能够增加压缩带宽。
[0004] 为了准确探测宽带宽的高压缩度压缩态光场，就需要探测器在宽的带宽范围内具有高的
信噪比。而目前探测器的研究主要集中在音频段和几MHz的范围内，对于宽带探测器的研究相对较少。为了实现压缩光的准确探测，需要锁定压缩光和本地光之间的相对位相。位相锁定通常采用边带锁频的方法，该方法较低频锁相
放大器锁频具有高的
稳定性。在边带锁频系统中，在本地光上加载一个
频率为几十MHz的调制
信号，通过探测压缩光与本地光干涉后的信号来解调两者之间位相锁定的误差信号，该信号反馈给本地光光路中导光镜的压电陶瓷，实现压缩光和本地光的位相锁定。在之前的锁定系统中，受限于探测器带宽，误差信号极容易饱和，不能从探测器的交流输出中提取信号，通常是将压缩光和本地光干涉后的信号通过99/1分束镜分出1％的光输入到锁相探测器中，然后经分立的
混频器、低通
滤波器和放大器用于锁定。然而，压缩光对损耗极其敏感，该方法会降低探测的压缩度。而且，增加分束镜和锁相探测器等器件使得整个装置布局复杂，接线繁琐。
发明内容
[0005] 本发明目的在于针对宽带压缩态光场特定正交分量的探测问题提供一种具有低噪声、高增益、宽带宽的平衡零拍探测器，其能够实现在压缩光和本地光位相锁定下对宽带范围内压缩光特定正交分量的测量。为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
[0006] 一种集成锁定支路的平衡零拍探测器，包括第一PIN光电
二极管和第二PIN
光电二极管，所述第一
PIN光电二极管的
阳极与第二PIN光电二极管
阴极连接，且结点为a，所述第一PIN光电二极管的阴极接+15V
电压，第二PIN光电二极管阳极接-15V电压，所述结点a分别与交流耦合电容和直流耦合电感的一端连接，所述交流耦合电容的另一端与高频跨阻放大
电路的
反相输入端连接，所述高频跨阻放大电路的输出端与SMA头输出端连接，且结点为b，所述直流耦合电感的另一端与低频直流放大电路的同相输入端连接，所述低频直流放大电路的输出端与SMA头输出端连接，所述结点b与高频同相比例放大电路的正相输入端连接，所述高频同相比例放大电路的输出端与混频器的RF端连接，所述混频器的LO端与
变压器耦合高频同相比例放大电路的输出端连接，所述变压器耦合高频同相比例放大电路9的输入端与SMA头输入端连接，所述混频器的输出端与四阶切比
雪夫滤波低频反相比例放大电路的正相输入端连接，所述四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路的输出端与SMA头输出端连接，当光场分别入射到第一PIN光电二极管和第二PIN光电二极管后，光电二极管将
光信号转换成相对应的
电流信号，电流信号经交流耦合电容和直流耦合电感分成高频信号和低频直流信号两部分；高频信号频率为大于MHz的交流信号，低频信号为小于MHz的低频直流信号；低频直流信号经低频直流放大电路放大后，由DC端输出；高频信号经高频跨阻放大电路放大后，分为两路，一路由AC端输出；另一路经高频同相比例放大电路放大后，输入到混频器的RF端；外部输入的本地高频信号经变压器耦合高频同相比例放大电路放大后输入到混频器的LO端；混频器的输出经四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路放大后由Demod端输出。
[0007] 进一步，所述第一PIN光电二极管和第二PIN光电二极管为结电容为1pF且
量子效率高于99％的定制光电二极管，所述第一PIN光电二极管和第二PIN光电二极管的性能参数尽可能相同，根据工作波段，可以从Laser Components专
门定制。
[0008] 再进一步，所述高频跨阻放大电路包括跨阻放大芯片OPA847，所述跨阻放大芯片OPA847具有高的增益带宽和低的输入电压噪声，所述交流耦合电容的另一端与跨阻放大芯片OPA847的引脚2连接，所述跨阻放大芯片OPA847的引脚3接地，在所述跨阻放大芯片OPA847引脚2和引脚6之间并联有反馈电容C9和反馈
电阻R4，所述跨阻放大芯片OPA847引脚6与输出电容C10的输入端连接，所述输出电容C10的输出端与输出电阻R7连接，且结点为b，所述结点b与输出电阻R8的一端连接，所述跨阻放大芯片OPA847的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0009] 更进一步，所述低频直流放大电路包括低噪声精密放大芯片OP27，所述低噪声精密放大芯片OP27具有高的速度，低的输入电压噪声和低的输入失调电压，所述直流耦合电感的另一端分别与
采样电阻R1、滤波电容C7和输入电阻R2的一端连接，所述采样电阻R1的另一端与滤波电容C7的另一端均接地，所述输入电阻R2的另一端与低噪声精密放大芯片OP27的引脚3连接，所述低噪声精密放大芯片OP27的引脚2与接地电阻R3连接，在所述低噪声精密放大芯片OP27引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R5，所述低噪声精密放大芯片OP27的引脚6与输出电阻R6连接，所述低噪声精密放大芯片OP27的引脚4和引脚7分别与经滤波的-15V和+15V电源连接。
[0010] 更进一步，所述高频同相比例放大电路包括低失真电流反馈放大芯片THS3201，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201具有高的单位增益带宽，高的压摆率和低的输入电压电流噪声，所述输出电阻R8的另一端与输入电容C11的一端连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚3分别与输入电容C11的另一端和接地电阻R9连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201引脚2与电阻R10的一端连接，所述电阻R10的另一端与接地电容C12连接，在所述低失真电流反馈放大芯片THS3201引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R11，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚6与输出电阻R12的一端连接，所述输出电阻R12的另一端与输出电容C13的输入端连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0011] 更进一步，所述四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路包括极低噪声放大芯片AD797，所述极低噪声放大芯片AD797具有极低的噪声和低的失真度，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚2分别与接地电阻R14、接地电阻R15和电感L3的一端连接，所述电感L3的另一端分别与接地电容C15和电感L2的一端连接，所述电感L2的另一端分别与接地电容C14和电阻R13的一端连接，在所述极低噪声放大芯片AD797的引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R16，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚6与输出电阻R17连接，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚3接地，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0012] 更进一步，所述的混频器为混频器TUF-3MH，所述混频器TUF-3MH具有宽的带宽，低的转换损耗和高的隔离度，所述混频器TUF-3MH的引脚1与输出电容C13的输出端连接，所述混频器TUF-3MH的引脚4与输出电容C16的输出端连接，所述混频器TUF-3MH的引脚3接地，所述混频器TUF-3MH的引脚2与电阻R13的一端连接。
[0013] 更进一步，所述变压器耦合高频同相比例放大电路包括低失真电流反馈放大芯片THS3201和射频变压器T1-1T，所述射频变压器T1-1T具有宽的带宽和高的回波损耗，所述射频变压器T1-1T的引脚6分别与本地高频信号的输入和电阻R20的一端连接，所述射频变压器T1-1T的引脚4分别与电阻R20的另一端和本地高频信号的地连接，所述射频变压器T1-1T的引脚3接地，所述射频变压器T1-1T的引脚1与低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚3连接，低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R19，低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚2与电阻R21的一端连接，所述电阻R21的另一端与接地电容C17连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚6与输出电阻R18的一端连接，所述输出电阻R18的另一端与输出电容C16的输入端连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0014] 更进一步，所述所有电路均印刷在
电路板上，电路板采用双面板并且双面铺地，
正面和背面信号线避免平行。
[0015] 更进一步，所述集成锁定支路的平衡零拍探测器采用抗
电磁干扰技术，将电路板封装在密封的
铝质金属壳内，输入
输出信号采用高频SMA接头，电源采用锂
电池供电。
[0016] 与
现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0017] 1.本发明与现有技术相比具有以下优点和效果：现有探测器的带宽主要集中在在音频段和几MHz的范围内，很少有100MHz的平衡零拍光电探测器。在压缩光的准确探测中，需要锁定压缩光和本地光之间的相对位相。常常采用低频
锁相放大器锁频的方法，然而该方法相对边带锁频的方法，其稳定性较差，无法实现对压缩光的准确探测。在边带锁频方法中，为了不影响压缩光的探测，在本地光上加载的高频调制信号频率通常为几十MHz，由于探测器的带宽有限，误差信号极容易饱和，不能从探测器的交流输出直接提取信号。通常是将压缩光和本地光干涉后的信号通过99/1的分束镜分出1％的光输入到锁相探测器中，然后经分立的混频器、
低通滤波器和放大器用于锁定。但是，压缩光对损耗极其敏感，该方法会降低探测的压缩度。而且，增加分束镜和锁相探测器等器件使得整个装置布局复杂，接线繁琐。
[0018] 2.本发明正好弥补以上现有技术的不足之处，探测的带宽得到了极大的提升，能够同时实现压缩光的探测和压缩光与本地光之间的位相锁定。通过将本地信号变压器耦合电路与放大电路、混频器、低通滤波放大电路集成到探测器中，在探测器内部可实现几十MHz调制信号的探测、解调、滤波和放大输出。同时，本发明的探测器具有直流放大功能，能够用于监视两束光是否完全打进光电二极管，并且保证两个光电二极管产生的光电流相等，此外，还能够输出位相锁定的参考信号，用于监视位相锁定状态的输出。与之前通过99/1分束镜提取信号，然后经分立的混频器、低通滤波器和放大器用于锁定的方法相比，本发明提高了测量的压缩度，简化了实验装置。
[0019] 3.本发明具有低噪声、高增益、宽带宽、交直流监测和位相锁定等优点。能够很好地用于在压缩光和本地光之间相对位相锁定后压缩光正交分量的探测。
附图说明
[0020] 图1为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍探测器的原理示意图；
[0021] 图2为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍探测器的电路图；
[0022] 图3为本发明应用于压缩光光场平衡零拍探测的工作原理图；
[0023] 图4为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍探测器交流输出端在不同光功率下的输出
功率谱；
[0024] 图5为本地光光路导光镜的压电陶瓷上加三
角波扫描信号，输入两个光电二极管的总光功率为10mW时，本发明所述集锁定的宽带平衡零拍探测器解调输出端的输出误差信号和直流输出端输出的参考信号；
[0025] 图6为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍探测器压缩测量结果图；
[0026] 图中：1-第一PIN光电二极管、2-第二PIN光电二极管、3-交流耦合电容、4-直流耦合电感、5-高频跨阻放大电路、6-低频直流放大电路、7-高频同相比例放大电路、8-混频器、9-变压器耦合高频同相比例放大电路、10-四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路。
具体实施方式
[0027] 下面将结合本发明
实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0028] 实施例
[0029] 一种集成锁定支路的平衡零拍探测器，包括第一PIN光电二极管1和第二PIN光电二极管2，所述第一PIN光电二极管1的阳极与第二PIN光电二极管阴极连接，且结点为a，所述第一PIN光电二极管1的阴极接+15V电压，第二PIN光电二极管阳极接-15V电压，所述结点a分别与交流耦合电容3和直流耦合电感4的一端连接，所述交流耦合电容3的另一端与高频跨阻放大电路5的反相输入端连接，所述高频跨阻放大电路5的输出端与SMA头输出端连接，且结点为b，所述直流耦合电感4的另一端与低频直流放大电路6的同相输入端连接，所述低频直流放大电路6的输出端与SMA头输出端连接，所述结点b与高频同相比例放大电路7的正相输入端连接，所述高频同相比例放大电路7的输出端与混频器8的RF端连接，所述混频器8的LO端与变压器耦合高频同相比例放大电路9的输出端连接，所述变压器耦合高频同相比例放大电路9的输入端与SMA头输入端连接，所述混频器8的输出端与四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10的正相输入端连接，所述四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10的输出端与SMA头输出端连接。
[0030] 所述第一PIN光电二极管1和第二PIN光电二极管2为结电容为1pF且量子效率高于99％的定制光电二极管。
[0031] 所述高频跨阻放大电路5包括由TI公司生产的跨阻放大芯片OPA847，所述交流耦合电容3的另一端与跨阻放大芯片OPA847的引脚2连接，所述跨阻放大芯片OPA847的引脚3接地，在所述跨阻放大芯片OPA847引脚2和引脚6之间并联有反馈电容C9和反馈电阻R4，所述跨阻放大芯片OPA847引脚6与输出电容C10的输入端连接，所述输出电容C10的输出端与输出电阻R7连接，且结点为b，所述结点b与输出电阻R8的一端连接，所述跨阻放大芯片OPA847的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0032] 所述低频直流放大电路6包括由AD公司生产的低噪声精密放大芯片OP27，所述直流耦合电感4的另一端分别与采样电阻R1、滤波电容C7和输入电阻R2的一端连接，所述采样电阻R1的另一端与滤波电容C7的另一端均接地，所述输入电阻R2的另一端与低噪声精密放大芯片OP27的引脚3连接，所述低噪声精密放大芯片OP27的引脚2与接地电阻R3连接，在所述低噪声精密放大芯片OP27引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R5，所述低噪声精密放大芯片OP27的引脚6与输出电阻R6连接，所述低噪声精密放大芯片OP27的引脚4和引脚7分别与经滤波的-15V和+15V电源连接。
[0033] 所述高频同相比例放大电路7包括由TI公司生产的低失真电流反馈放大芯片THS3201，所述输出电阻R8的另一端与输入电容C11的一端连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚3分别与输入电容C11的另一端和接地电阻R9连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201引脚2与电阻R10的一端连接，所述电阻R10的另一端与接地电容C12连接，在所述低失真电流反馈放大芯片THS3201引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R11，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚6与输出电阻R12的一端连接，所述输出电阻R12的另一端与输出电容C13的输入端连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0034] 所述四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10包括极低噪声放大芯片AD797，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚2分别与接地电阻R14、接地电阻R15和电感L3的一端连接，所述电感L3的另一端分别与接地电容C15和电感L2的一端连接，所述电感L2的另一端分别与接地电容C14和电阻R13的一端连接，在所述极低噪声放大芯片AD797的引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R16，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚6与输出电阻R17连接，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚3接地，所述极低噪声放大芯片AD797的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0035] 所述的混频器8为mini-circuits公司生产的混频器TUF-3MH，所述混频器TUF-3MH的引脚1与输出电容C13的输出端连接，所述混频器TUF-3MH的引脚4与输出电容C16的输出端连接，所述混频器TUF-3MH的引脚3接地，所述混频器TUF-3MH的引脚2与电阻R13的另一端连接。
[0036] 所述变压器耦合高频同相比例放大电路9包括由TI公司生产的低失真电流反馈放大芯片THS3201和mini-circuits公司生产的射频变压器T1-1T，所述射频变压器T1-1T的引脚6分别与本地高频信号的输入和电阻R20的一端连接，所述射频变压器T1-1T的引脚4分别与电阻R20的另一端和本地高频信号的地连接，所述射频变压器T1-1T的引脚3接地，所述射频变压器T1-1T的引脚1与低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚3连接，低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚2和引脚6之间并联有反馈电阻R19，低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚2与电阻R21的一端连接，所述电阻R21的另一端与接地电容C17连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚6与输出电阻R18的一端连接，所述输出电阻R18的另一端与输出电容C16的输入端连接，所述低失真电流反馈放大芯片THS3201的引脚4和引脚7分别与经滤波的-5V和+5V电源连接。
[0037] 所述所有电路均印刷在电路板上，电路板采用双面板并且双面铺地，正面和背面信号线避免平行。
[0038] 所述集成锁定支路的平衡零拍探测器采用抗电磁干扰技术，将电路板封装在密封的铝质金属壳内，输入输出信号采用高频SMA接头，电源采用锂电池供电。
[0039] 如图1所示的是本发明所述集锁定的宽带平衡零拍光电探测器的原理示意图，可用于在压缩态光场和本地光位相锁定下，测量宽带范围内压缩态光场的特定正交分量，同时还能监测单个光电管输入光强的变化以及两个光电管产生光电流是否相等。具体是基于一种高增益带宽积、低输入噪声和低输入电容的跨阻放大芯片，将两个光电二极管电流信号差经跨阻放大后转换为电压信号，该信号分为两路，一路用于压缩态光场特定正交分量的测量，一路经由低噪声的电流反馈放大芯片构成的高频同相比例放大电路放大后输入到混频器的RF端；混频器的LO端是本地高频解调信号经由低噪声的电流反馈放大芯片构成的变压器耦合高频同相比例放大电路放大后输入的；混频器的输出经四阶切比雪夫滤波器滤波和低频反相比例放大电路放大后输出误差信号，用于两束光的位相锁定。包括第一PIN光电二极管1，第二PIN光电二极管2，交流耦合电容3，直流耦合电感4，高频跨阻放大电路5，低频直流放大电路6，高频同相比例放大电路7，混频器8，变压器耦合高频同相比例放大电路9，四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10。该光电探测器交流输出具有低噪声、高增益、宽带宽的特点，直流输出能够监视入射光功率和提供位相锁定的参考信号，同时解调输出可锁定两束光信号之间的相对位相。
[0040] 本实施例第一PIN光电二极管1和第二PIN光电二极管2均选择定制的低结电容、高量子效率的光电二极管。在压缩光的探测中，低量子效率的光电二极管会引入损耗，降低测量的压缩度。对于不同波段压缩光的探测，需要特别定制对应波段的高效率光电二极管。高频跨阻放大电路5选用的放大芯片为高增益带宽积、低输入噪声和低输入电容的跨阻放大芯片OPA847。高频同相比例放大电路7和变压器耦合高频同相比例放大电路9选用的放大芯片为高带宽、低输入噪声的电流反馈放大芯片THS3201，选用的变压器为宽带宽、低回波损耗的射频变压器T1-1T-X65。该芯片的带宽不受增益带宽积的限制，其性能与所选的外围电阻有关，通常根据其
说明书来选择相应的外围电阻。混频器8为高隔离度、低转换损耗的混频器TUF-3+。四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10选用的放大芯片为极低失真、极低噪声的放大芯片AD797。该探测器通过交流耦合电容3和直流耦合电感4将交直流分开并用不同的放大芯片放大，所以该探测器具有高的饱和光功率。
[0041] 图2为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍光电探测器的电路图。该电路中两个光电二极管
反向偏置，供电电压分别为+15V和-15V，两者相连结点为a，结点a分别与交流耦合电容3和直流耦合电感4相连，交流耦合电容3为100nF，直流耦合电感为330μH。高频跨阻放大电路5的反馈电阻R4为10kΩ，反馈电容C9为0.2pF，输出电容C10为100nF，输出电阻R7和R8为51Ω。高频同相比例放大电路7中电容C11和接地电阻R9构成
高通滤波器，电容C11和电阻R9的值根据截止频率而定，其截止频率要低于施加到本地光上的调制频率。反馈网络中电阻R10、电阻R11和电容C12的值分别为51Ω、464Ω、220pF，输出电阻R12和输出电容C13分别为51Ω和100nF。变压器耦合高频同相比例放大电路9中反馈网络电阻电容的值和输出电阻电容的值与高频同相比例放大电路7中对应的电阻电容值相同。变压器初级线圈并联的电阻R20为62Ω。四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10中组成低通滤波器的电阻R13和R15分别为38.6Ω和51Ω，电容C14和电容C15分别为15nF和12nF，电感L2和电感L3都为22μH。反馈网络中电阻R14和R16分别为16.9Ω和316Ω。输出电阻R17为51Ω。低频直流放大电路6中100Ω采样电阻R1将直流光电流转换成电压信号，与采样电阻R1并联的100nF电容C7滤除直流中剩余的交流成分，经1kΩ电阻R2输入到运放中，反馈网络中电阻R3和R5分别为51Ω和1kΩ，输出电阻R6为51Ω。
[0042] 图3为本发明应用于压缩光光场平衡零拍探测的工作原理图。其中11为带有压电陶瓷的导光镜，用于在两束光位相锁定过程中，接收反馈信号；12为50/50分束镜，用于两束光的干涉和平衡输出；13为集锁定的宽带平衡零拍光电探测器；14为示波器，用于监视两个光电二极管输入光功率的变化和两个光电二极管产生光电流相减后直流变化的情况，还能提供位相锁定的参考信号；15为
频谱仪，当只打入本地光时，测量不同本地光光功率交流信号在测量
频率范围内的功率谱，同时打入压缩光和本地光时，测量压缩光的压缩度；16为高频信号源，其输出有两路，一路加到
相位调制器的RF端，另一路输入到探测器的LO-In端；17为电光
相位调制器，用于调制本地光，在本地光主频的对称两边产生幅度相等、相位相反的两个边带，与主频的频率间隔等于调制器上所加调制信号的频率；18为高压放大器，扫描过程中用于放大25Hz的三角波信号，锁定过程中用于放大误差信号，其输出加到压电陶瓷上控制压电陶瓷的长短；19为比例积分微分
控制器，用于处理产生的误差信号。
[0043] 将光路搭好后，只打入本地光，不打压缩光，调节50/50分束镜角度，使50/50分束镜输出两束光的光功率相等，可观察示波器14的显示，示波器为直线，且在零点，表明两束光的光功率相等，然后从2mW成倍增加本地光光功率，通过频谱仪15记录不同光功率时的激光功率谱。
[0044] 只打入10mW本地光，不打压缩光，通过频谱仪15记录散粒噪声基准。同时打入10mW本地光和压缩光，比例积分微分控制器输出的25Hz三角波通过高压放大器加到压电陶瓷上，高频信号源16输出35MHz的正弦信号，调节信号源其中一路的相位，通过观察示波器上误差信号的峰峰值，直到峰峰值最大为止，然后将比例积分微分控制器
开关拨到锁定档，此时频谱仪15用来测量压缩光的噪声功率，其与之前记录的散粒噪声基准差值即测量的压缩度。
[0045] 图4为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍光电探测器交流输出端在不同光功率下的输出功率谱。谱线从下到上依次为谱频仪本底噪声，探测器
电子学噪声，输入光功率依次为2mW，4mW，8mW，16mW时的功率谱。
[0046] 图5为本地光路导光镜上的压缩陶瓷加三角波扫描信号，输入两个光电二极管的总光功率为10mW时，本发明所述集锁定的宽带平衡零拍光电探测器直流输出端输出的参考信号(上面的线)和解调输出端的误差信号经PID放大后输出的误差监测信号(下面的线)。
[0047] 图6为本发明所述集锁定的宽带平衡零拍探测器压缩测量结果图。上面的谱线为只打入10mW本地光，不打压缩光，频谱仪测量的散粒噪声基准。下面的谱线为同时打入本地光和压缩光，在锁定状态下，频谱仪测量的压缩光的噪声功率。通过比较两条谱线的差值即可获得在测量频率范围内的压缩度，为10.3dB。
[0048] 本发明的第一PIN光电二极管1、第二PIN光电二极管2、交流耦合电容3、直流耦合电感4、高频跨阻放大电路5、低频直流放大电路6、高频同相比例放大电路7、混频器8、变压器耦合高频同相比例放大电路9、四阶切比雪夫滤波低频反相比例放大电路10均为通用标准件或本领域技术人员知晓的部件，其结构和原理都为本技术人员通过技术手册得知或通过常规实验方法获知。
[0049] 以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点,对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附
权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
[0050] 此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
