本開示は、高周波信号を増幅するための利得を切り替える高周波増幅回路、無線通信装置、及び高周波増幅回路の制御方法に関する。

ミリ波帯を用いた無線通信では、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスを用いてＲＦ（Radio Frequency）回路を製造することで、商用化に向けたＲＦ回路の小型化及び低消費電力化が検討されている。

また、利得可変機能を有し、広帯域において動作するＲＦ回路は、ミリ波帯の無線通信の通信品質を確保するために重要である。

小型化及び低消費電力化したＲＦ回路の一例として、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとがカスコード接続された高周波増幅回路が挙げられる。 高周波増幅回路は、トランジスタのカスコード接続により、トランジスタに入出力される高周波信号のアイソレーションを改善でき、高利得を得ることができる。

カスコード接続されたトランジスタを含む高周波増幅回路の利得可変方法として、例えば、ソース接地トランジスタ又はゲート接地トランジスタのゲートバイアスを調整することで、利得を変更する高周波可変利得増幅器が知られている（例えば特許文献１参照）。

また、広帯域において動作するＲＦ回路の一例として、カスコード接続されたゲート接地ＦＥＴ（Field Effect Transistor）のゲート端子に、インダクタンス成分と抵抗成分とが挿入されたカスコード型分布増幅器が知られている（例えば特許文献２参照）。

しかし、特許文献１及び２の各増幅器では、高周波信号（例えばミリ波帯）を用いる場合には、増幅素子としてのトランジスタの周波数特性が劣化するので、動作周波数の帯域において利得の周波数偏差が生じるという課題があった。

本開示は、上記した従来の課題を解決するために、動作周波数の帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減する高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法を提供することを目的とする。

本開示は、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとがカスコード接続された高周波増幅回路であって、前記ゲート接地トランジスタのゲート端子に直列接続され、前記高周波増幅回路外から入力される制御信号に応じて、インダクタンス値を変更する可変インダクタを備える、高周波増幅回路である。

また、本開示は、ベースバンド信号を生成するベースバンド処理回路と、局部発振信号を生成する局部発振回路と、前記ベースバンド信号と前記局部発振信号とを用いて高周波信号を生成するミキサ回路と、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとが接続され、前記ゲート接地トランジスタに直列接続された可変インダクタに応じて、前記高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、前記高周波増幅回路の出力を検波する検波回路と、前記検波回路の検波出力信号を基に、前記可変インダクタのインダクタンス値を調整する制御回路と、を備える、無線通信装置である。

更に、本開示は、高周波信号を入力するステップと、ソース接地トランジスタとゲート接地トランジスタとが接続され、前記ゲート接地トランジスタに可変インダクタが直列接続された高周波増幅回路において前記高周波信号を増幅するステップと、増幅された前記高周波信号を検波するステップと、前記高周波信号の検波出力信号を基に、前記可変インダクタのインダクタンス値を調整するステップと、を有する、高周波増幅回路の制御方法である。

本開示によれば、動作周波数の帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減できる。

第１の実施形態の高周波増幅回路の回路構成を示す図

第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタのインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフ

第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタの具体的な第１構成例を示す図

（Ａ）全てのスイッチがＯＦＦである場合の可変インダクタの等価回路の構成を示す図、（Ｂ）２つのスイッチがＯＮした場合の可変インダクタの等価回路の構成を示す図

第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタの具体的な第２構成例を示す図

第１の実施形態の高周波増幅回路の可変インダクタの具体的な第３構成例を示す図

第２の実施形態の無線通信装置の回路構成を示す図

高周波信号の検波出力としての出力電圧の周波数特性の一例を示す図

第２の実施形態の無線通信装置における高周波増幅回路の可変インダクタのインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフ

従来の高周波利得可変増幅器の回路構成を示す図

従来の高周波利得可変増幅器のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフ

従来のカスコード型分布増幅器の回路構成を示す図

従来のカスコード型分布増幅器のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフ

（各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係る高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法の各実施形態を説明する前に、各実施形態の内容に至る経緯について図１０〜図１３を参照して説明する。

先ず、特許文献１の高周波利得可変増幅器について説明する。

図１０は、従来の高周波利得可変増幅器１００の回路構成を示す図である（特許文献１参照）。 図１１は、従来の高周波利得可変増幅器１００のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性のシミュレーション結果を示すグラフである。

図１０に示す高周波利得可変増幅器１００は、入力整合回路１０２と、ソース接地ＦＥＴ１０３と、ゲート接地ＦＥＴ１０４と、出力整合回路１０５と、キャパシタ１０７と、電圧制御回路１０８とを含む。 ソース接地ＦＥＴ１０３とゲート接地ＦＥＴ１０４とはカスコード接続されている。

次に、図１０に示す高周波利得可変増幅器１００の動作を説明する。

図１０において、入力端子１０１から入力された高周波信号は、入力整合回路１０２を介して、ソース接地ＦＥＴ１０３に入力される。 入力された高周波信号は、ソース接地ＦＥＴ１０３及びゲート接地ＦＥＴ１０４において順次増幅され、出力整合回路１０５を介して、出力端子１０６から出力される。 ゲート接地ＦＥＴ１０４のドレインにはバイアス電圧Ｖｄ１が供給され、ゲート接地ＦＥＴ１０４のドレインにはバイアス電圧Ｖｄが供給される。

図１０に示す高周波利得可変増幅器１００では、ソース接地ＦＥＴ１０３及びゲート接地ＦＥＴ１０４の各ゲート端子間に電圧制御回路１０８が接続されている。 電圧制御回路１０８は、例えばゲート接地ＦＥＴ１０４のゲートバイアスＶｃを小さくして利得を減少させた場合には、ソース接地ＦＥＴ１０３のゲートバイアスＶｇを小さくする。 これにより、高周波利得可変増幅器１００は、高周波信号の通過位相の変化を抑制でき、更に、利得を変更できる。

図１１では、カスコード接続されたトランジスタの最大有能利得（ＭＡＧ：Maximum Available Gain）又は最大安定利得（ＭＳＧ：Maximum Stable Gain）の周波数特性が示されている。 高周波利得可変増幅器１００は、ゲートバイアスＶｃに応じたゲートバイアスＶｇを調整することで、カスコード接続されたトランジスタの周波数特性の劣化を抑制し、利得を変更できる。

次に、特許文献２のカスコード型分布増幅器について説明する。

図１２は、従来のカスコード型分布増幅器の回路構成を示す図である。 図１３は、従来のカスコード型分布増幅器のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフである。

図１２に示すカスコード型分布増幅器は、ソース接地トランジスタＱ１とゲート接地トランジスタＱ２とがカスコード接続された単位回路を複数有する。 図１２に示す矩形ブロックは伝送線路のインダクタ成分を示し、抵抗Ｒ１，Ｒ２は伝送線路の終端抵抗を示す。

次に、図１２に示すカスコード型分布増幅器の動作を説明する。

図１２に示すカスコード型分布増幅器では、入力端子ＩＮに入力された高周波信号は、ソース接地トランジスタＱ１とゲート接地トランジスタＱ２とがカスコード接続された複数の単位回路において順次増幅されて、出力端子ＯＵＴから出力される。

ゲート接地トランジスタＱ２は、入力容量Ｃｇａｔｅを介して接地されている。 ソース接地トランジスタＱ１及びゲート接地トランジスタＱ２の周波数特性は、各トランジスタの配線（伝送線路）に起因する配線インダクタンス値ｌｃｇ，ｌｓｄと入力容量Ｃｇａｔｅの容量値とに依存して、特定の周波数帯においてピーキング特性を有する（図１３参照）。 ピーキング特性は、カスコード型分布増幅器の不安定動作の要因の１つである。 なお、配線インダクタンス値ｌｃｇ，ｌｓｄ及び入力容量Ｃｇａｔｅの容量値は固定値である。

そこで、回路動作を安定させるために、図１２に示すカスコード型分布増幅器では、ゲート接地トランジスタＱ２のゲートにダンピング抵抗Ｒｇａｔｅが直列に挿入されている。 これにより、図１２に示すカスコード型分布増幅器は、ある周波数帯において生じるピーキング特性を抑制でき、高周波信号を安定して増幅できる（図１３参照）。

しかし、特許文献１に示す高周波利得可変増幅器１００はゲートバイアスを調整することで利得を変更するが、ゲートバイアスが調整されてもトランジスタの周波数特性自身は変化しない。

そのため、例えば高周波利得可変増幅器１００を６０ＧＨｚ帯のミリ波帯にて用いる場合には、トランジスタの周波数特性が劣化するので高周波利得可変増幅器１００を含む無線通信装置においても、同様に無線通信装置全体の周波数特性が劣化するという課題がある。

また、特許文献２に示すカスコード型分布増幅器は、ゲート接地トランジスタＱ２のゲートにダンピング抵抗Ｒｇａｔｅが挿入されているので、トランジスタのＭＡＧ／ＭＳＧ特性が劣化する。

このため、特許文献２に示すカスコード型分布増幅器では、トランジスタのＭＡＧ／ＭＳＧの特性劣化に応じて利得が小さくなるので、例えば既定の利得を得るためにはカスコード型分布増幅器に流す電流値を増大させる必要があり、カスコード型分布増幅器における消費電力が大きくなるという課題がある。

そこで、以下の各実施形態では、動作周波数帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減する高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法の例を説明する。

以下、本開示に係る高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法の各実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の回路構成を示す図である。 図１に示す高周波増幅回路１は、入力整合回路３と、カスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５と、出力整合回路６と、可変インダクタ８と、接地容量素子９と、ダンピング抵抗１０とを含む。

入力整合回路３は、入力端子２ａに入力される高周波信号の入力インピーダンスを整合する。 入力整合回路３は、ソース接地トランジスタ４のゲート端子に接続される。

ソース接地トランジスタ４のゲート端子には、ＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１が、制御端子２ｂ及び入力整合回路３を介して印加される。 ソース接地トランジスタ４のドレイン端子とゲート接地トランジスタ５のソース端子とは縦続接続する。

ゲート接地トランジスタ５のゲート端子には、可変インダクタ８が直列接続され、ＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ２が、制御端子２ｃ、ダンピング抵抗１０及び可変インダクタ８を介して印加される。

ソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５には、ドレイン電圧Ｖｄｄが出力整合回路６を介して印加される。

出力整合回路６は、出力端子２ｅから出力される高周波信号の出力インピーダンスを整合する。 出力整合回路６は、ゲート接地トランジスタ５のドレイン端子に接続される。

可変インダクタ８は、高周波増幅回路１外から入力される制御信号ＣＮＲＴに応じて、インダクタンス値を変更する。 可変インダクタ８の具体的な構成例については、図２〜図６を参照して後述する。

接地容量素子９は、可変インダクタ８に並列接続され、高周波増幅回路１のインピーダンスを低下する。

ダンピング抵抗１０は、不図示の電源電圧生成回路のインピーダンスの影響を受けない程の大きな抵抗値を有し、高周波増幅回路１のＱ値を低減してノイズを減衰する。

なお、図１に示す高周波増幅回路１では、入力整合回路３にソース接地トランジスタ４のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１が、出力整合回路６にゲート接地トランジスタのドレイン電圧Ｖｄｄが与えられている。 但し、各電圧（ＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１又はドレイン電圧Ｖｄｄ）を供給するための回路が入力整合回路又は出力整合回路に含まれても良いし、各電圧を供給するためのバイアス回路が別に設けられても良い。

次に、図１に示す高周波増幅回路１の動作を説明する。

入力端子２ａに入力された高周波信号は、入力整合回路３を介してカスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５において増幅され、出力整合回路６を介して出力端子２ｅから出力される。

ソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５の各ゲート端子と各ソース端子との間には、各トランジスタに応じた固定の容量値を有する寄生容量が生じる。 このため、高周波増幅回路１の動作周波数の帯域が高周波帯域になるほど、各トランジスタの利得の周波数特性が劣化する。

特に、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子とソース端子との間に生じる寄生容量Ｃｇｓは、高周波増幅回路１の動作周波数の帯域が高周波帯域になるほど、ゲート接地トランジスタ５の利得の周波数特性を劣化させるので、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を劣化させる。

本実施形態の高周波増幅回路１は、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子に直列接続された可変インダクタ８と寄生容量Ｃｇｓとを共振させることで、ゲート接地トランジスタ５の周波数特性にピーキング特性、即ち極大値（ピーク値）を有する特性を与える。

これにより、高周波増幅回路１は、高周波（例えばミリ波）を用いる無線通信の帯域において、ゲート接地トランジスタ５の周波数特性を改善でき、高周波増幅回路１の利得の周波数偏差を低減できる。

図２は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８のインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフである。 具体的には、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が小さい値（３０ｐＨ）、中程度の値（６０ｐＨ）、大きい値（９０ｐＨ）の３種類である場合のゲート接地トランジスタ５のＭＡＧ／ＭＳＧ特性が示されている。

図２では、可変インダクタ８のインダクタンス値の変化に応じて、可変インダクタ８と寄生容量Ｃｇｓとの共振周波数（ピーキング周波数）が変化し、カスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５の利得の各周波数特性が変化する。

例えば、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が３０ｐＨでは共振周波数が１００ＧＨｚを超えるが、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が３０ｐＨから大きくなるほど共振周波数は下がり、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が９０ｐＨでは共振周波数は７０ＧＨｚ付近となる。

また、高周波増幅回路１を特定の動作周波数の帯域、例えば５７ＧＨｚ〜６６ＧＨｚ帯において用いる場合には、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）の変化に応じて周波数特性（図２の各曲線）が変化するため、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を最適値に調整することで、帯域内の利得の周波数特性を一定に保持できる。 即ち、高周波増幅回路１は、動作周波数の帯域内において、利得の周波数偏差を低減できる。

また、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を調整することで、高周波信号の共振周波数を変更でき、動作周波数の帯域において利得を変更できる。 更に、高周波増幅回路１は、ソース接地トランジスタ４のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１又はゲート接地トランジスタ５のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ２を更に調整することで、各トランジスタの利得の周波数特性を調整し、更に、利得を一定に保持できる。

次に、本実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な回路構成例について、図３〜図６を参照して説明する。 図３〜図６の説明では、可変インダクタ８の回路構成例以外の内容は図１と同一であるため、説明を省略する。

図３は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な第１構成例を示す図である。 図４（Ａ）は、全てのスイッチがＯＦＦである場合の可変インダクタ８ａの等価回路の構成を示す図である。 図４（Ｂ）は、２つのスイッチがＯＮした場合の可変インダクタ８ａの等価回路の構成を示す図である。

図３に示す可変インダクタ８ａは、折り返し構造を有するＣＭＯＳプロセス上の伝送線路としてのメタル配線１１と、メタル配線１１間の互いに対向する複数のペアの箇所を短絡するための複数の高周波スイッチ１２１，１２２〜１２ｎとを含む構成である。 ｎは２以上の整数である。

図３に示す可変インダクタ８ａにおいて、例えば全ての高周波スイッチ１２１〜１２ｎがＯＦＦした場合、可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、図４（Ａ）に示すインダクタ８１，８２，８３の直列合成インダクタンス値として等価的に表せる。

具体的には、図３に示すメタル配線１１は図４（Ａ）に示すメタル配線８Ｌ１，８Ｌ２，８Ｌ３が直列接続した構成と考えられるので、図３に示す可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、各メタル配線８Ｌ１〜８Ｌ３に対応するインダクタ８１〜８３の各インダクタンス値の直列合成インダクタンス値となる。

また、図３に示す可変インダクタ８ａにおいて、例えば高周波スイッチ１２１及び１２２がＯＮした場合、可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、図４（Ｂ）に示すインダクタ８１のインダクタンス値と、インダクタ８３のインダクタンス値と、３つのインダクタ８３，８４，８５の並列合成インダクタンス値との直列合成インダクタンス値として等価的に表せる。

具体的には、図３に示すメタル配線１１は図４（Ｂ）に示すメタル配線８Ｌ１，８Ｌ３，８Ｌ４が直列接続した構成と考えられるので、図３に示す可変インダクタ８ａのインダクタンス値は、各メタル配線８Ｌ１，８Ｌ３，８Ｌ４に対応するインダクタ８１のインダクタンス値，３つのインダクタ８３，８４，８５の並列合成インダクタンス値，インダクタ８３のインダクタンス値の直列合成インダクタンス値となる。

これにより、高周波増幅回路１は、図３に示す可変インダクタ８ａのインダクタンス値を、図４（Ａ）又は図４（Ｂ）に示すスイッチのＯＮ又はＯＦＦの数に応じて変更できるので、インダクタンス値を小さい値に調整（変更）することで、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を改善できる。

また、メタル配線１１はＣＭＯＳ上のどのレイヤを用いても良く、例えばＣＭＯＳ上の内層配線を用いる場合には伝送線幅を細くできるので、同じインダクタンス値を得るためのメタル配線１１の長さを短くできる。 これにより、可変インダクタ８のインダクタンス値を小さくできるので、可変インダクタ８の回路面積を低減できる。

また、内層配線を用いることで伝送線路の配線抵抗が大きくなるが、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子に生じる寄生抵抗成分は図１３に示すピーキング特性を打ち消さない程度の値（例えば数Ω程度）であれば、高周波増幅回路１の各トランジスタの周波数特性は劣化しない。

図５は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な第２構成例を示す図である。

図５に示す可変インダクタ８ｂは、折り返し構造を有するＣＭＯＳプロセス上の伝送線路としての１対の伝送線路としてのメタル配線１１ａ，１１ｂと、１対のメタル配線１１ａ，１１ｂ間の互いに対向する複数のペアの箇所を短絡するための複数の高周波スイッチ１２１，１２２〜１２ｎ，１２（ｎ＋１）とを含む構成である。 ｎは２以上の整数である。

可変インダクタ８ｂは、高周波スイッチ１２１〜１２（ｎ＋１）のＯＮ又はＯＦＦした数に応じて、インダクタンス値を変更する。 なお、高周波スイッチ１２１〜１２（ｎ＋１）のＯＮ又はＯＦＦした数に応じた可変インダクタ８ｂの等価回路は、図３に示す可変インダクタ８ａの等価回路（図４（Ａ）又は図４（Ｂ）参照）と同一なので、説明を省略する。

これにより、可変インダクタ８ｂは、インダクタンス値を変更する場合には高周波スイッチ１２１〜１２（ｎ＋１）のうち少なくとも１つをＯＮすることになるので、高周波スイッチのＯＮ抵抗成分を含めた可変インダクタ８ｂの寄生抵抗成分を一定に保持した状態において、インダクタンス値を変更できる。

図６は、第１の実施形態の高周波増幅回路１の可変インダクタ８の具体的な第３構成例を示す図である。

図６に示す可変インダクタ８ｃは、複数の固定インダクタ１３ａ，１３ｂ，１３ｃと、各固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの間に配置された高周波スイッチ１４ａ，１４ｂと、高周波スイッチ１４ａ，１４ｂとグランドとの間に挿入された接地容量素子としてのキャパシタ１５，１５ｂとを含む。 固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの各インダクタンス値は既定の固定値である。 図６では、可変インダクタ８ｃは３つの固定インダクタ１３ａ〜１３ｃを含むが、固定インダクタの数は３つに限定されない。

図６に示す可変インダクタ８ｃは、例えば高周波スイッチ１４ａ及び１４ｂがＯＦＦである場合には、可変インダクタ８ｃのインダクタンス値を固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの直列合成インダクタンス値に変更でき、固定インダクタ１３ａ〜１３ｃの直列合成インダクタンス値に応じたピーキング特性を有する。

また、可変インダクタ８ｃは、例えば高周波スイッチ１４ａをＯＮした場合には、可変インダクタ８ｃのインダクタンス値を固定インダクタ１３ａのインダクタンス値に変更でき、固定インダクタ１３ａのインダクタンス値に応じたピーキング特性を有する。

これにより、可変インダクタ８ｃは、各高周波スイッチ１４ａ，１４ｂのＯＮ又はＯＦＦの数に応じて、インダクタンス値を変更できるため、インダクタンス値毎のピーキング特性を有する。

以上により、本実施形態の高周波増幅回路１は、ソース接地トランジスタ４とゲート接地トランジスタ５がカスコード接続され、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子に直列接続された可変インダクタ８のインダクタンスを変更することで、ゲート接地トランジスタ５のゲート端子とソース端子との間に生じる寄生容量Ｃｇｓと可変インダクタ８のインダクタンス値とによる共振周波数を変更する。

これにより、高周波増幅回路１は、所定の動作周波数の帯域において、高周波信号の共振周波数を調整でき、高周波増幅回路１の利得を切り替えでき、更に、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を補正して利得の帯域内偏差を低減できる。

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態の無線通信装置１６の回路構成を示す図である。 無線通信装置１６は、例えば高周波信号（例えばミリ波）を送信アンテナ（不図示）から送信する。 図７に示す無線通信装置１６は、ベースバンド処理回路１７と、局部発振回路１８と、ミキサ回路１９と、高周波増幅回路１と、検波回路２０と、ＡＤ（Analog Digital）コンバータ２１と、制御回路２２とを含む。

ベースバンド処理回路１７は、所定の周波数（例えば後述する周波数Ｆ _ＢＢ１ ，Ｆ _ＢＢ２ ）のベースバンド信号を生成してミキサ回路１９に出力する。

局部発振回路１８は、無線通信装置１６の動作周波数の帯域内における周波数Ｆ _ＬＯの局部信号（ローカル信号）を生成してミキサ回路１９に出力する。

ミキサ回路１９は、ベースバンド処理回路１７が生成したベースバンド信号と局部発振回路１８が生成した局部発振信号とをミキシングすることで、高周波信号（例えばミリ波）を生成して高周波増幅回路１に出力する。

高周波増幅回路１は、上述した第１の実施形態において説明した方法により、カスコード接続されたソース接地トランジスタ４及びゲート接地トランジスタ５によって、ミキサ回路１９が生成した高周波信号を増幅して出力端子７に出力する。 なお、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の一部は検波回路２０に入力される。

検波回路２０は、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の一部を抜き出して高周波信号の電力を検波処理し、検波出力としてのアナログの出力電圧信号をＡＤコンバータ２１に出力する。

ＡＤコンバータ２１は、検波回路２０の検波出力としてのアナログの出力電圧信号をデジタルの出力電圧信号に変換して制御回路２２に出力する。

制御回路２２は、ＡＤコンバータ２１の変換出力としての出力電圧信号を基に、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号のレベルを推定し、推定された高周波信号のレベルを既定の所望レベルになるように、共振周波数を調整するための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８においてインダクタンス値を変更して共振周波数を調整できるので、高周波信号を増幅するための利得を切り替えできる。

また、制御回路２２は、ベースバンド処理回路１７又は局部発振回路１８に、ベースバンド信号又は局部発振信号の周波数を少なくとも２回変化して出力させることで、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の周波数（例えばＦ _ＢＢ１ ＋Ｆ _ＬＯ、 Ｆ _ＢＢ２ ＋Ｆ _ＬＯ ）に応じた検波回路２０の検波出力を用いて、無線通信装置１６の利得の周波数特性を推定できる。

図８は、高周波信号の検波出力としての出力電圧の周波数特性の一例を示す図である。 図８では、例えばベースバンド信号の周波数がＦ _ＢＢ１ 、Ｆ _ＢＢ２と変化した場合に、局部発振信号の周波数Ｆ _ＬＯと掛け合わされた周波数成分（Ｆ _ＢＢ１ ＋Ｆ _ＬＯ 、Ｆ _ＢＢ２ ＋Ｆ _ＬＯ ）の高周波信号の出力電力（又は検波回路２０の検波出力（＝出力電圧））が示されている。

なお、図８では、ベースバンド信号の周波数がＦ _ＢＢ１ 、Ｆ _ＢＢ２と変化した場合に、局部発振信号の周波数Ｆ _ＬＯと掛け合わされた周波数成分（Ｆ _ＬＯ −Ｆ _ＢＢ１ 、Ｆ _ＬＯ −Ｆ _ＢＢ２ ）の高周波信号の出力電力が示されても良い。

図８では、ベースバンド信号の周波数がＦ _ＢＢ１ 、Ｆ _ＢＢ２と変化した場合、高周波信号の周波数（Ｆ _ＢＢ１ ＋Ｆ _ＬＯ 、Ｆ _ＢＢ２ ＋Ｆ _ＬＯ ）の出力電力が一定でなく、周波数（Ｆ _ＢＢ２ ＋Ｆ _ＬＯ ）の高周波信号の出力電力が、周波数（Ｆ _ＢＢ１ ＋Ｆ _ＬＯ ）の高周波信号の出力電力より低い。

制御回路２２は、図８に示す無線通信装置１６における出力電力、即ち高周波増幅回路１の利得の周波数特性に応じて、高周波増幅回路１の共振周波数を調整するための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。 可変インダクタ８は、制御信号ＣＮＲＴに応じて、インダクタンス値を変更する。

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８においてインダクタンス値を変更して共振周波数を調整でき、高周波信号を増幅するための利得を切り替えできるので、無線通信装置１６の出力電力、即ち高周波増幅回路１の利得の周波数特性を改善できる。

図９は、第２の実施形態の無線通信装置１６における高周波増幅回路１の可変インダクタ８のインダクタンス値毎のＭＡＧ／ＭＳＧの周波数特性を示すグラフである。

例えば初期状態の可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が８０ｐＨであり、高周波増幅回路１の出力電力が低い場合には、制御回路２２は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を９０ｐＨに切り替えるための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから９０ｐＨに変更し、高周波増幅回路１の利得を２ｄＢ増加できる（図９の点線参照）。

一方、初期状態の可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が８０ｐＨであり、高周波増幅回路１の出力電力が高い場合には、制御回路２２は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を６０ｐＨに切り替えるための制御信号ＣＮＲＴを可変インダクタ８に出力する。

これにより、高周波増幅回路１は、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから６０ｐＨに変更し、高周波増幅回路１の利得を２ｄＢ減少できる（図９の点線参照）。

以上により、本実施形態の無線通信装置１６は、高周波増幅回路１が増幅した高周波信号の電力に応じて、制御回路２２において可変インダクタ８のインダクタンス値を変更するための制御信号ＣＮＲＴを生成して可変インダクタ８に出力する。

無線通信装置１６は、高周波増幅回路１が制御信号ＣＮＲＴに応じて高周波信号の共振周波数を変更することで、高周波増幅回路１の利得を調整でき、利得の周波数特性を補正できるので、所望の動作周波数の帯域における利得の周波数偏差を低減できる。

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。 当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

第２の実施形態において、無線通信装置１６は、ベースバンド信号又は局部発振信号の周波数を変化させた場合に、高周波増幅回路１が増幅した各高周波信号の出力電力に応じて、高周波増幅回路１の利得の周波数特性を推定できた（図８参照）。 また、無線通信装置１６は、図８に示す周波数特性に応じて、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性を補正できる。

例えば図９において可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）が８０ｐＨであり、ミキサ回路１９の利得の周波数特性が高周波になるほど低くなる場合、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性も高周波になるほど低くなる（図８参照）。

無線通信装置１６は、制御回路２２が生成する制御信号ＣＮＲＴに応じて可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから増加する。 これにより、無線通信装置１６は、所望の動作周波数の帯域（例えば５７ＧＨｚ〜６６ＧＨｚ）における高周波増幅回路１の利得の周波数特性はインダクタンス値（Ｌ値）が高いと利得が大きくなるので、ミキサ回路１９の利得の周波数特性と高周波増幅回路１の利得の周波数特性とを相殺することで、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性を一定に保持できる。

なお、ミキサ回路１９の利得の周波数特性が高周波になるほど高い場合には、無線通信装置１６は、同様に、制御回路２２が生成する制御信号ＣＮＲＴに応じて可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を８０ｐＨから減少する。 これにより、無線通信装置１６は、所望の動作周波数の帯域（例えば５７ＧＨｚ〜６６ＧＨｚ）における高周波増幅回路１の利得の周波数特性はインダクタンス値（Ｌ値）が低いと利得が小さくなるので、ミキサ回路１９の利得の周波数特性と高周波増幅回路１の利得の周波数特性とを相殺することで、無線通信装置１６全体の利得の周波数特性を一定に保持できる。

なお、可変インダクタ８のインダクタンス値（Ｌ値）を調整することで、高周波増幅回路１の利得が変化する。 このため、利得を一定に保持したい場合、高周波増幅回路１は、ソース接地トランジスタ４のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ１とゲート接地トランジスタ５のＤＣゲートバイアス電圧Ｖｇ２とのうち少なくとも１つのゲート電圧を調整することで、可変インダクタ８のインダクタンス値を調整して利得の周波数特性を調整し、更に、利得を一定に保持できる。

本開示は、動作周波数帯域において、高周波信号を増幅するための利得を変更することで、利得の周波数偏差を低減する高周波増幅回路、無線通信装置及び高周波増幅回路の制御方法として有効である。

１ 高周波増幅回路３ 入力整合回路４ ソース接地トランジスタ５ ゲート接地トランジスタ６ 出力整合回路８ 可変インダクタ９ 接地容量１０ ダンピング抵抗１１ａ、１１ｂ メタル配線１２１、１２２、１２ｎ、１２（ｎ＋１）、１４ａ、１４ｂ 高周波スイッチ１３ａ、１３ｂ、１３ｃ 固定インダクタ１５ａ、１５ｂ キャパシタ１６ 無線通信装置１７ ベースバンド処理回路１８ 局部発振回路１９ ミキサ回路２０ 検波回路２１ ＡＤコンバータ２２ 制御回路