一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法
阅读：0发布：2022-09-04
专利汇可以提供一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种消除 频谱 泄漏 的高准确度正弦 信号 测量装置，它由 模拟信号 预处理单元、 数据采集 单元、 数字信号 处理单元、测量结果显示单元、通信 接口 单元组成，模拟信号预处理单元和数据采集单元通过多路信号线连接，数字 信号处理 单元通过SPI总线分别与数据采集单元、测量结果显示单元、 通信接口 单元连接。其测量方法的步骤是：一、对待测信号连续 采样 ，得到序列S1、S2；二、对S1进行快速 傅立叶变换 ，提取峰值频谱和经过递推得到S2的峰值频谱；三、运用S1和S2峰值频谱算出待测信号的 频率 ；四、根据S1和S2的峰值频谱相 角 信息算出待测信号的 相位 ；五、解关于正、负频率频谱幅度方程组得到待测信号幅值的测量值；六、去除频谱泄漏的影响，得到 直流分量 精确测量值。，下面是一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法专利的具体信息内容。
1.一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法，其特征在于：该方法具体步骤如下：
步骤一：对正弦信号连续采样，得到N点数字序列S1，以及将其延迟一个采样周期后的数字序列S2；S1： n=0,1,…,N-1S2：
n=0,1,…,N-1N为采样点数，A为正弦信号的幅度，D为直流分量，f为正弦信号频率，T为采样周期， 为采样频率； 为归一化数字频率；
采样满足Nyquist采样定理；其中[]表示整数部分；
步骤二：对序列S1进行快速傅立叶变换即FFT，提取峰值频谱，并经过一步递推得到序列S2的峰值频谱；
S1 的 频 谱 k=0,1,…,N-1 上 式 写 成
(1)
其中：第一项为正频率
成分频谱；第二项为负频率成分频谱；第三项 为直流分量频
谱，前两项共同构成了交流成分的频谱；交流成分峰值频谱为
S2的峰值频谱X2(q)不需要对序列S2作FFT运算，只需利用S1的峰值频谱X1(q)经过一步递推得到
S1交流峰值频谱用正、负频率成分频谱表示为
X1(q)=A1·exp(jα1)+A2·exp(-jβ1) (4)
其中正、负频率成分频谱幅值分别为A1、A2，对应的相位分别α1、(-β1)；
S2交流峰值频谱用正、负频率成分频谱表示为
X2(q)=A1·exp(jα2)+A2·exp(-jβ2) (5)
其中正、负频率成分频谱幅值分别为A1、A2，对应的相角分别α2、(-β2)；
α2=α1+ω
β2=β1+ω
由上得出
当频谱峰值下标确定时，λ为一个已知量；
步骤三：综合运用S1和S2峰值频谱的幅度和相角之间的耦合关系精确计算出待测信号的频率；
S1和S2正、负频率成分的幅度和相角之间不是彼此独立的，而是存在耦合关系的；
令
则对S1有
同理，对S2有
由式(7)和式(9)得到
由
将式(11)整理为
令
式(13)即为
得到
频谱峰值处频率点对应的归一化数字频率
正弦信号归一化数字频率测量值
正弦信号频率精确测量值
则θ的精确测量值
步骤四：根据S1和S2的峰值频谱相角信息用几何向量方法精确计算出待测信号的相位；
记δ1=Arg[X1(q)],δ2=Arg[X2(q)]，则
由式(19)和式(20)，消去kA得
sin(2α1+λ+ω)sin(δ2-δ1)=sin(δ1+δ2+λ)sinω (21)即
上式揭示了S1和S2交流分量频谱峰值的相角与信号的频率、相位的关系；
正弦信号相位精确测量值
步骤五：运用几何向量方法，通过解关于正、负频率频谱幅度的二元一次方程组得到待测信号幅值的精确测量值；
由(4)式得出
解得
峰值频谱中正、负频率成分的相角精确计算值为
由 得到
交流分量幅度精确测量值
步骤六：去除频谱泄漏对直流分量频谱的影响，得到直流分量的精确测量值；
由(1)式考虑
直流分量的精确测量值
一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法
一、技术领域
[0001] 本发明涉及一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法与装置，属于信号测量技术领域。二、背景技术
[0002] 在电工测量、电网监测、振动噪声测量、音频处理和雷达信号处理等工业领域中，经常需要对正弦信号的各参数进行高精度测量。如精密的电能计量需要精确测量正弦信号的幅值，监测电网的频率波动需要实时精确测量正弦波的频率，用科氏流量计检测液体的流量以及雷达精确测距需要精确测量正弦信号的相位差，计算变压器直流损耗需要测量信号中的直流分量。
[0003] 正弦信号测量方法可分为硬件测量法和软件测量法。传统的测量方法和装置主要通过硬件电路实现，其测量精度取决于测量电路的性能。软件测量法，是将模拟信号转换成数字信号后用计算机对数字信号进行处理，它是当今信号检测新的发展趋势，其测量精度和性能主要取决于数字信号处理算法。
[0004] 1、传统的正弦信号测量装置的主要问题
[0005] 用于检测正弦信号参数的传统测量装置主要存在以下问题：
[0006] (1)传统测量装置主要由硬件电路实现，易受到噪声干扰，测量精度较低，已经不能满足越来越高的工业测量要求。
[0007] (2)传统测量装置对硬件依赖程度大，时钟稳定度、器件对信号的延迟等硬件特性严重制约了传统测量装置的测量精度。
[0008] (3)传统测量装置自动化程度低，对输入信号幅度适应能力差，不能根据待测信号的大小自动调节信号放大器的增益系数。当信号幅度较大时可能超出测量范围，如图4a和图4b所示；当信号幅度较小时采样得到的信号量化误差较大，如图5a和图5b所示。 [0009] 2、目前主要的正弦信号测量算法及其存在的问题
[0010] 本发明中的信号处理算法属于频谱分析法的范畴。频谱分析法最基本的原理是对信号进 行离散傅立叶变换(DFT)，从频率域获取信号的参数信息。离散傅立叶变换早已经有成熟的快速算法FFT，即快速傅立叶变换。在非整周期采样条件下，直接运用FFT方法会产生频谱泄漏，所得的频谱不能真实反映信号的频率成分，而是包含了短范围泄漏和长范围泄漏两部分误差，如图6b和图6d所示。
[0011] 短范围泄漏是由于非整周期采样条件下由连续频谱抽样得到的离散频谱峰值不在连续谱的峰值频率处，造成了频谱幅度失真。目前克服短范围泄漏的主要方法有两种：频谱插值和加窗截取。长范围泄漏是频谱中的负频率成分造成的，它在以下两种情况下引起的误差不可忽略。第一，当待测信号频率远小于采样频率或接近Nyquist频率(采样频率的一半)时；第二，当采样点数较小时。目前克服长范围泄漏的主要方法有简化近似法和解析法。这两种误差严重影响了FFT方法的测量精度。
[0012] 运用插值方法和加窗截取方法可以克服短范围泄漏的影响。韩国专利数据库中，专利号为KR20030089995A，名称为“采用频率和相移插值提高离散傅立叶变换或快速傅立叶变换精度的方法”(METHOD FOR INTERPOLATING FREQUENCY AND PHASE OFFSET TO IMPROVE RESOLUTION OF DFT OR FFT)的专利和文献《基于加窗双峰谱线的高精度FFT谐波分析》【刘敏，王克英.[J].电测与仪表，2006，43(4)：20-23】都采用双峰谱线插值的方法来克服短范围泄漏的影响，但是都忽略了负频率成分，因而无法克服长范围泄漏的影响。尽管后者采用加窗技术抑制了负频率对频谱的影响，测量精度高于前者，但仍无法从根本上消除负频率的影响，尤其是当待测信号频率远小于采样频率或接近Nyquist频率时测量误差较明显。而且加窗插值方法的精度主要取决于窗函数，当待测信号参数变化时，窗函数的参数也需要随之变化，需要根据信号参数确定窗函数的参数，实现方法较复杂。 [0013] 长范围泄漏是制约正弦信号测量精度的瓶颈。世界专利数据库中，专利号为WO03058261A1，名称为“消除非整周期采样信号离散傅立叶变换频谱泄漏的方法”(DFT LEAKAGE REMOVAL FOR NON-COHERENTLY SAMPLED SIGNALS)考虑了负频率的影响，在精确预知待测信号频率时给出了正弦信号幅度的精确测量方法。但是在待测信号频率未知的情况下完全不适用。
[0014] 美国专利数据库中，专利号为US6965068B2，名称为“输入信号频谱估计的系统和方法”(SYSTEM AND METHOD FOR ESTIMATING TONES IN AN INPUT SIGNAL)的专利采用了迭代算法，首先在忽略负频率影响的情况下利用频谱的三根谱线近似估计出正弦信号的幅值、频率、相位参数，然后根据估计出的参数重构负频率成分频谱，从原频谱中减去重构的负频率 频谱得到新的频谱，再用三根频率谱线估计正弦信号的参数，反复迭代，直到达到设定的精度为止。上述方法存在以下缺点：第一，迭代过程需要反复重构负频率频谱，计算量较大。第二，需要用到三根谱线才能进行测量，因而无法分辨出第一和第三根谱线之间频率的信号，降低了算法的频率分辨率。
[0015] 文献《改进相位测量的频域插值方法》【Dusan Agrez.[J].测量，2008，41(2)：151-159】(《Interpolation in the frequency domain to improve phase measurement》【Dusan Agrez.[J].Measurement，2008，41(2)：151-159】)提出了在考虑负频率的情况下利用三根谱线近似插值的方法，可以克服短范围泄漏和长范围泄漏的影响，提高了测量精度。
但此方法有以下缺点：第一，需要用到三根谱线才能进行测量，因而无法分辨出第一和第三根谱线对应频率点之间频率的信号，降低了算法的频率分辨率。第二，此方法是近似算法，只适用于采样点数较大的情况，当采样点数较少时，算法误差较大。
但此方法有以下缺点：第一，需要用到三根谱线才能进行测量，因而无法分辨出第一和第三根谱线对应频率点之间频率的信号，降低了算法的频率分辨率。第二，此方法是近似算法，只适用于采样点数较大的情况，当采样点数较少时，算法误差较大。
[0016] 本发明采用一种易于实现的解析方法，能够完全消除短范围泄漏和长范围泄漏的影响，从根本上解决了非整周期截断引起的频谱泄漏问题。对连续采样的N点数字序列进行FFT得到频谱峰值，通过简单的代数运算一步递推得到延迟一个采样间隔后信号的频谱峰值，利用两个频谱峰值以及直流成分频谱解析出准确的正弦信号的幅值、频率、相位及直流分量。
[0017] 名称为“正弦信号四参数检测方法和虚拟仪器信号检测装置”，专利号为ZL200810101338.0的中国专利公开了一种同时考虑短范围泄漏和长范围泄漏影响的简化近似测量方法，与本发明提出的方法有以下区别。第一，上述专利是将2N-1点数字序列分裂为两段，分别进行FFT，实际上要进行两次N点的FFT，本发明只需要进行一次N点FFT。第二，上述专利采用了简化近似的方法，而本发明采用的是精确方法，未经简化，因而测量结果精度高于上述发明，见表1。第三，上述发明进行简化近似的前提条件是采样点数N较大，本发明不受此条件限制。N越大，FFT的运算量也就越大。此外，上述发明要进行两次FFT运算，计算量约为本发明的两倍。第四，上述发明特征之一为采样点数“N取2的正整数次幂”，而本方法中的采样点数没有此限制。
[0018] 名称为“高准确度正弦信号测量方法”，申请号为200910089315.7的中国专利也公开了一种同时考虑短范围泄漏和长范围泄漏影响的测量方法，测量过程也未进行近似简化。但是与本发明有明显的区别。第一，上述专利的特征之一在于“所述采样为非整周期采样，即采样周期与正弦信号周期之间不是整数倍关系”，而本发明既适用于整周期采样，又适用于非整周期采样，不受上述测量条件的限制。第二，上述专利方法利用的是频谱中的幅值最大和 次大的两根谱线，因而无法分辨出这两根谱线对应频率点之间频率的信号，降低了算法的频率分辨率。而本发明利用的是同一个离散频率点的两根峰值频谱，不会降低对信号频率的测量分辨率。第三，用上述专利方法测量低频信号，当采样点数较低时会出现奇异，导致数据溢出，无法测量信号的参数，而本方法不会出现此类奇异情况，仍能保持高的准确度，如表2a、表2b和表2c所示。第四，上述专利方法没有给出直流分量的测量方法，运用本发明方法能得到正弦信号全部四个参数的高准确度测量值。
[0019] 名称为“欠采样下的正弦信号频率的高效测量方法及装置”，申请号201010162687.0的中国专利公开了一种欠采样条件下测量正弦信号频率的方法。上述方法与本发明方法有以下不同点。第一，上述方法特征之一是适用于欠采样条件，即不满足采样定理的情况，本发明方法适用于满足采样定理的情况。第二，上述方法仅提供了正弦信号频率的测量方法，而本发明方法能测量出正弦信号全部的参数；第三，上述方法另一特征是“用长为(2N-1)的卷积窗Wc对中心样点x(0)前、后(2N-1)个数据进行加权，然后将间隔为N的数据两两进行重叠相加，再对重叠相加后的数据进行DFT”，而本发明方法不需要对数据进行加窗处理，直接对N点数据作FFT运算。第四，要达到同样的频率分辨率，本发明方法所需采样的数据长度小于上述方法。例如，采样频率都为fs时，要达到fs/128的频率分辨率，上述方法需要采样255点数据，而本发明方法只需采样129点数据。 三、发明内容
[0020] 1、目的：针对国内外现有正弦信号测量方法和装置的不足，本发明的目的是提供一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法与装置，它能实现对正弦信号幅值、频率、相位和直流分量高准确度的测量。
[0021] 2、技术方案：
[0022] (1)本发明一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量装置，它是由模拟信号预处理单元、数据采集单元、数字信号处理单元、测量结果显示单元、通信接口单元组成，如图1所示。它们之间的位置连接关系是：模拟信号预处理单元和数据采集单元之间通过多路信号线进行连接，数字信号处理单元通过SPI总线分别与数据采集单元、测量结果显示单元、通信接口单元进行连接。
[0023] 所述模拟信号预处理单元由隔离电路和滤波电路组成，其隔离电路和滤波电路之间由多路信号线连接；该隔离电路采用精密隔离放大器ISO124，它通过封装在器件内部的隔离电 容来实现输入级和输出级信号的隔离；该滤波电路采用连续时间滤波器MAX274，它的功能是滤除经过隔离电路时产生的高频噪声；该单元主要对模拟信号进行隔离和低通滤波。
[0024] 所述数据采集单元由多路模拟选择开关、可编程增益放大器、可编程控制器CPLD和AD转换器组成。多路模拟选择开关输入端接滤波电路出来的多路信号线，输出端为一路信号线，连接至可编程增益放大器输入端，可编程增益放大器输出端由一路信号线连接至AD转换器。该多路模拟选择开关采用DG201，用于从多路模拟信号中选择所要采样的信号；该可编程增益放大器采用AD256实现，它可以根据可编程控制器送来的控制码改变放大器的增益系数；该可编程控制器CPLD用于完成采样控制与调节的功能，根据各输入的量程控制可编程增益放大器的增益系数；该AD转换器采用AD677，用于将预处理过的模拟信号转化为数字信号。
[0025] 所述数字信号处理单元，采用DSP芯片TMS320C5402，在DSP的内置RAM内设置信号测量程序，主要包括FFT运算和少量的代数运算，用于实现本发明所提出的信号测量算法。
[0027] 所述通信接口单元，采用异步通信接口芯片16C550，使测量装置通过RS232总线接口与PC机进行通信，实现对测量装置的调试，也可将信号测量数据及结果从测量装置送到PC机。
[0028] 一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量装置，其工作过程如下： [0029] 待测多路信号由多路信号线送至隔离器进行外部噪声隔离，经过滤波器滤除信号中的高频杂波干扰，然后送至多路模拟选择开关。可编程控制器CPLD和AD677通过SPI总线与DSP芯片进行数据交换。CPLD发送控制指令到多路模拟选择开关和AD转换器，使AD转换器以固定采样频率采样输入的多路信号，然后AD转换器把采样的数据由SPI总线和DSP内固化设置的多通道缓冲串口McBSP送到DSP中。DSP根据接收数据的大小范围计算出合适的放大器增益系数，通过SPI总线发送给CPLD，CPLD产生控制指令送到可编程增益放大器，改变其增益系数，同时CPLD将修改后的增益系数通过SPI总线送至DSP。DSP运行信号处理算法所得到的测量结果经过SPI总线送至液晶显示器进行显示，同时可通过RS232异步通信接口芯片16C550，将信号测量数据及结果经由标准串行接口送到PC机，进行可视化处理并显示。
[0030] (2)本发明一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法，采用一种易于实现的解析方法，能够完全消除短范围泄漏和长范围泄漏的影响，从根本上解决了非整周期截断引起的频谱泄漏问题。它首先对连续采样的N点数字序列进行FFT得到频谱峰值，然后通过简单的代数运算一步递推得到延迟一个采样周期后信号的频谱峰值，再根据两个频谱峰值利用几何向量法解析出准确的正弦信号的幅值、频率、相位及直流分量。如图2所示，该方法的具体 步骤如下：
[0031] 步骤1：对待测信号连续采样，得到N点数字序列S1，以及将其延迟一个采样周期后的数字序列S2；
[0032]
[0033]
[0034] N为采样点数，f为正弦信号频率，T为采样周期， 为采样频率。 为归一化数字频率。 采样满足Nyquist采样定理。其中[ ]表示整数部分。
[0035] 步骤2：对序列S1进行快速傅立叶变换(FFT)，提取峰值频谱，并经过一步递推得到序列S2的峰值频谱；
[0036] S1的频谱
[0037] 上式可写成
[0038]
[0039] 其中：第一项为正频率成分频谱；第二项为负频率成分频谱；第三部分 为直流分量频谱。前两项共同构成了交流成分的频谱。
[0040] 交流成分峰值频谱为
[0041]
[0042] S2的峰值频谱X2(q)不需要对序列S2作FFT运算，只需利用S1的峰值频谱X1(q)经过一 步递推得到
[0043]
[0044] S1交流峰值频谱用正、负频率成分频谱表示为
[0045] X1(q)＝A1·exp(jα1)+A2·exp(-jβ1) (4) [0046] 其中正、负频率成分频谱幅值分别为A1、A2，对应的相位分别α1、(-β1)。 [0047] S2交流峰值频谱用正、负频率成分频谱表示为
[0048] X2(q)＝A1·exp(jα2)+A2·exp(-jβ2) (5) [0049] 其中正、负频率成分频谱幅值分别为A1、A2，对应的相角分别α2、(-β2)。 [0050]
[0051]
[0052]
[0053]
[0054] α2＝α1+ω
[0055] β2＝β1+ω
[0056] 由上可得
[0057] 当频谱峰值下标确定时，λ为一个已知量。
[0058] 步骤3：综合运用S1和S2峰值频谱的幅度和相角之间的耦合关系精确计算出待测信号的频率；
[0059] S1和S2正、负频率成分的幅度和相角之间不是彼此独立的，而是存在耦合关系的。
[0060] 令
[0061] 则对S1有
[0062]
[0063]
[0064] 同理，对S2有
[0065]
[0066]
[0067] 由式(7)和式(9)得到
[0068]
[0069]
[0070] 由
[0071]
[0072] 可将式(11)整理为
[0073]
[0074] 令
[0075] 式(13)即为
[0076]
[0077] 可得
[0078]
[0079] 频谱峰值处频率点对应的归一化数字频率
[0080] 正弦信号归一化数字频率测量值
[0081] 正弦信号频率精确测量值
[0082] 则θ的精确测量值
[0083] 步骤4：根据S1和S2的峰值频谱相角信息用几何向量方法精确计算出待测信号的相位，如图3所示；
[0084] 记δ1＝Arg[X1(q)]，δ2＝Arg[X2(q)]，则
[0085]
[0086]
[0087] 由式(19)和式(20)，消去kA得
[0088] sin(2α1+λ+ω)sin(δ2-δ1)＝sin(δ1+δ2+λ)sinω (21) [0089] 即
[0090]
[0093] 步骤5：运用几何向量方法，通过解关于正、负频率频谱幅度的二元一次方程组得到待测信号幅值的精确测量值；
[0094] 由(4)式可得
[0095]
[0096] 解得
[0097]
[0098] 峰值频谱中正、负频率成分的相角精确计算值为
[0099]
[0100] 由 可得
[0101] 交流分量幅度精确测量值
[0102]
[0103] 步骤6：去除频谱泄漏对直流分量频谱的影响，得到直流分量的精确测量值； [0104] 由(1)式考虑
[0105]
[0106] 直流分量的精确测量值
[0107]
[0108] (3)优点及功效：
[0109] 本发明一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法和装置有以下优点： [0110] 1)测量方法可以在待测信号完全未知的条件下测量出正弦信号的幅值、频率、相位及直流分量全部四个参数。
[0111] 2)测量方法精度高，抗干扰能力强。
[0112] 3)测量方法计算量小。测量方法没有迭代过程，只需要进行一次FFT和少量的代数运算。其中最主要的计算量为FFT运算，已经有成熟的快速算法，经过实践检验本测量算法可实现 动态实时测量。
[0113] 4)测量条件宽松，测量方法对信号参数适应性好。
[0114] 5)要达到相同的频率分辨率，本方法所需采样的数据量少。
[0115] 在采样频率都为fS，算法的频率分辨率都为fS/128的条件下，将已有方法与本方法所需要采样的数据量进行比较。美国专利数据库中，专利号为US6965068B2，名称为“输入信号频谱估计的系统和方法”(SYSTEM AND METHOD FOR ESTIMATING TONES IN AN INPUT SIGNAL)的专利需要对信号采样384点。申请号为200910089315.7的中国专利“高准确度正弦信号测量方法”所公开的方法需要对信号采样256点。专利号为ZL200810101338.0的中国专利“正弦信号四参数检测方法和虚拟仪器信号检测装置”所公开的方法需要对信号采样255点。申请号201010162687.0的中国专利“欠采样下的正弦信号频率的高效测量方法及装置”所公开的方法需要对数据采样255点。而本方法只需要对信号采样129点。 [0116] 6)测量装置成本低，性价比高。
[0117] 7)测量装置抗外部噪声干扰能力强。
[0118] 8)测量装置自动化程度高，可以根据待测信号的大小自动调节信号放大器的增益系数，对输入信号幅度适应性好，量化误差小。
[0119] 传统测量装置放大器增益不可自动调节，当信号幅度较大时可能超出测量范围，如图4a和图4b所示；当信号幅度较小时采样得到的信号量化误差较大，信号失真严重，如图5a和图5b所示。而采用本装置测量可根据待测信号的大小自动调节信号放大器的增益系数，对输入信号幅度适应性好，量化误差小。四、附图说明
[0120] 图1是测量装置的硬件组成结构图
[0121] 图2是测量装置的测量算法结构示意图
[0122] 图3是峰值频谱各成分相平面示意图
[0123] 图4a是传统测量装置对大幅度信号的采样波形图
[0124] 图4b是本发明装置对大幅度信号的采样波形图
[0125] 图5a是传统测量装置对小幅度信号的采样波形图
[0126] 图5b是本发明装置对小幅度信号的采样波形图
[0127] 图6a是整周期采样条件下连续频谱
[0128] 图6b是非整周期采样条件下连续频谱
[0129] 图6c是整周期采样条件下离散频谱
[0130] 图6d是非整周期采样条件下离散频谱
[0131] 图中符号说明如下：
[0132] FFT 快速傅立叶变换；
[0133] Re 复数的实部；
[0134] Im 复数的虚部；
[0135] 频谱峰值向量
[0136] δ 频谱峰值向量的相角
[0137] 频谱峰值中正频率成分向量
[0138] α 频谱峰值中正频率成分向量的相角
[0139] 频谱峰值中负频率成分向量
[0140] β 频谱峰值中负频率成分向量相角的相反数五、具体实施方式
[0141] 以下结合附图和列举的实施例对本发明作进一步的说明。
[0142] (1)见图1，本发明一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量装置，它是由模拟信号预处理单元、数据采集单元、数字信号处理单元、测量结果显示单元、通信接口单元组成，如图1所示。它们之间的位置连接关系是：模拟信号预处理单元和数据采集单元之间通过多路信号线进行连接，数字信号处理单元通过SPI总线分别与数据采集单元、测量结果显示单元、通信接口单元进行连接。
[0143] 所述模拟信号预处理单元由隔离电路和滤波电路组成，其隔离电路和滤波电路之间由多路信号线连接；该隔离电路采用精密隔离放大器ISO124，它通过封装在器件内部的隔离电容来实现输入级和输出级信号的隔离；该滤波电路采用连续时间滤波器MAX274，它的功能是滤除经过隔离电路时产生的高频噪声；该单元主要对模拟信号进行隔离和低通滤波。
[0144] 所述数据采集单元由多路模拟选择开关、可编程增益放大器、可编程控制器CPLD和AD转换器组成。多路模拟选择开关输入端接滤波电路出来的多路信号线，输出端为一路信号线，连接至可编程增益放大器输入端，可编程增益放大器输出端由一路信号线连接至AD转换器。该多路模拟选择开关采用DG201，用于从多路模拟信号中选择所要采样的信号；该可编程增益放大器采用AD256实现，它可以根据可编程控制器送来的控制码改变放大器的增益系数； 该可编程控制器CPLD用于完成采样控制与调节的功能，根据各输入的量程控制可编程增益放大器的增益系数；该AD转换器采用AD677，用于将预处理过的模拟信号转化为数字信号。
[0145] 所述数字信号处理单元，采用DSP芯片TMS320C5402，在DSP的内置RAM内设置信号测量程序，主要包括FFT运算和少量的代数运算，用于实现本发明所提出的信号测量算法。
[0146] 所述测量结果显示单元，采用型号为LCM320240的液晶显示器显示信号波形和测量结果。
[0147] 所述通信接口单元，采用异步通信接口芯片16C550，使测量装置通过RS232总线接口与PC机进行通信，实现对测量装置的调试，也可将信号测量数据及结果从测量装置送到PC机。
[0148] (2)见图2，本发明一种消除频谱泄漏的高准确度正弦信号测量方法，该方法具体步骤如下：
[0149] 步骤1：对待测信号连续采样，得到N点数字序列S1，以及将其延迟一个采样周期后的数字序列S2；
[0150]
[0151]
[0152] N为采样点数，f为正弦信号频率，T为采样周期， 为采样频率。 为归一化数字频率。 采样满足Nyquist采样定理。其中[ ]表示整数部分。
[0153] 步骤2：对序列S1进行快速傅立叶变换(FFT)，提取峰值频谱，并经过一步递推得到序列S2的峰值频谱；
[0154] S1的频谱为X1(k)，k＝0，1，…N-1。其峰值频谱为X1(q)，q为峰值频谱对应的下标。
[0155] S2的峰值频谱
[0156] 步骤3：综合运用S1和S2峰值频谱的幅度和相角信息精确计算出待测信号的频率；
[0157] 令
[0158]
[0159]
[0160] 频谱峰值处频率点对应的归一化数字频率
[0161] 正弦信号归一化数字频率测量值
[0162] 正弦信号频率精确测量值
[0163] 步骤4：根据S1和S2的峰值频谱相角信息用几何向量方法精确计算出待测信号的相位，如图3；
[0164] X1(k)的相角 δ1＝Arg[X1(q)]
[0165] X2(k)的相角 δ2＝Arg[X2(q)]
[0166] 非整周期采样系数精确测量值
[0167] 正弦信号相位精确测量值
[0168] 步骤5：运用几何向量方法，通过解关于正、负频率频谱幅度的二元一次方程组得到待测信号幅值的精确测量值；
[0169] 峰值频谱中正、负频率成分的相角分别为α1、(-β1)
[0170] 其计算值为
[0171] 交流分量幅度精确测量值
[0172]
[0173] 步骤6：去除频谱泄漏对直流分量频谱的影响，得到直流分量的精确测量值； [0174]
[0175] (3)本发明测量方法与已有方法测量效果比较
[0176] 在不考虑噪声干扰和AD量化误差的条件下，采样频率为500Hz，采样点数为512点，对信号x(n)＝5cos(50.3t+160°)+1进行检测，将本发明方法同专利号为ZL200810101338.0的中国专利“正弦信号四参数检测方法和虚拟仪器信号检测装置”所公-4 -14开的方法的测量结果进行比较，上述方法测量精度为10 量级，本方法测量精度为10 量级，远远高于上述方法，说明本方法是一种精确测量方法。当其它条件不变，采样点数减少-2 -13
为32点时，上述方法测量精度降低为10 量级，而本方法测量精度为10 量级，说明本方法测量精度不会随采样点数的减少而降低。若考虑噪声干扰和AD量化误差且其它条件不变，采样点数为512点，信噪比为20dB，12位AD转换精度条件下对上述信号进行检测，上述方法幅值测量精度为0.03，本方法为0.005；上述方法频率测量精度为0.0004Hz，本方法为
0.0002Hz；上述方法相位测量精度0.1°，本方法为0.08°；上述方法直流分量测量精度为
0.003，本方法为0.0005。说明在实际测量过程中，本方法的抗干扰能力优于上述方法 [0177] 表1是不同测量条件下已有方法和本方法的测量结果
为32点时，上述方法测量精度降低为10 量级，而本方法测量精度为10 量级，说明本方法测量精度不会随采样点数的减少而降低。若考虑噪声干扰和AD量化误差且其它条件不变，采样点数为512点，信噪比为20dB，12位AD转换精度条件下对上述信号进行检测，上述方法幅值测量精度为0.03，本方法为0.005；上述方法频率测量精度为0.0004Hz，本方法为
0.0002Hz；上述方法相位测量精度0.1°，本方法为0.08°；上述方法直流分量测量精度为
0.003，本方法为0.0005。说明在实际测量过程中，本方法的抗干扰能力优于上述方法 [0177] 表1是不同测量条件下已有方法和本方法的测量结果
[0178] 表1
[0179]
[0180] 在不考虑噪声干扰和AD量化误差的条件下，采样频率为1000Hz，采样点数从8到128，对信号x(n)＝10cos(44.75t+30°)+2进行检测，将本方法和申请号为200910089315.7的中国专利“高准确度正弦信号测量方法”所公开的方法的测量结果进行比较。当采样点数大于或等于32时，上述方法和本方法精度相当；但当采样点数小于32时，上述方法出现奇异，不能对信号参数进行测量，而本方法仍可对信号进行高精度测量。 [0181] 表2a是不同采样点数条件下已有方法和本方法的幅值测量结果
[0182] 表2b是不同采样点数条件下已有方法和本方法的频率测量结果
[0183] 表2c是不同采样点数条件下已有方法和本方法的相位测量结果
[0184] 表2a
[0185]
[0186] 表2b
[0187]
[0188] 表2c
[0189]
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