技术领域
[0001] 本
发明属于脉冲功率技术领域，涉及一种双电压源脉冲调制器电路及快前沿脉冲调制器，特别适用于固态
微波功率
放大器的快前沿脉冲调制器。
背景技术
[0002] 脉冲调制器主要为固态微波
功率放大器提供脉冲电源，为了保证放大器在大功率条件下高效率工作，要求脉冲调制器在放大器两端输出脉冲具有较快的前后沿、较小的过冲和顶降。脉冲调制器主要由直流电源、充电
电阻、储能电容、
半导体开关、开关控
制模块及其负载组成，负载即为固态微波功率放大器。脉冲调制器的工作流程为：直流电源通过充电电阻将
能量储存在储能电容；开关
控制模块产生重复
频率几十kHz、脉冲宽度几十ns～几十us连续可调的脉冲控制
信号，控制
半导体开关导通与关断；储能电容通过半导体开关通断，在负载端输出与
控制信号同相的调制脉冲信号。
[0003] 在脉冲调制器设计中，为了获得较快的脉冲前后沿及减小调制器热损耗，半导体开关一般选择导通与关断时间在ns量级、导通电阻在mΩ量级的GaN半导体NMOS管；储能电容容值一般设计在几百uF以上，以保持调制脉冲在高电压、大
电流、us级脉宽输出时，具有较小的脉冲顶降。
[0004] 在实际应用中，为了防止微波功率放大器输出微波耦合至脉冲调制器，通常在两者之间设计一段四分之一
波长传输线，并在脉冲调制器端连接一个微波接地电容，使得放大器向调制器的微波传输通道阻抗为“开路”，以实现两者之间微波传输的有效隔离。微波接地电容主要用于微波传输接地，其集总电容值在pF量级，在脉冲调制器电路中可忽略。由于四分之一波长传输线的引入，增加了脉冲调制器与放大器之间的接线电感，该电感使得放大器端调制脉冲前沿严重恶化。以目前国内外普遍采用的GaN半导体微波功率放大器为例，其导通电阻约为700mΩ，工作于X波段时，四分之一波长传输线的引入电感约为40nH。放大器脉冲前沿的时间常数为τ＝L/R，其中L为传输线引入电感，R为放大器导通电阻，计算得到τ约为60ns，脉冲前沿上升时间一般为时间常数τ的3～4倍。因此，即使调制器输出为理想的“方波”，在放大器两端的调制脉冲上升沿也在200ns以上，难以满足使用要求。
发明内容
[0005] 本发明针对目前X波段微波功率放大器调制脉冲前沿小于30ns的研制要求，提出一种双电压源脉冲调制器电路及快前沿脉冲调制器，解决了脉冲调制器与微波功率放大器之间传输线电感对调制脉冲前沿的恶化问题，可将脉冲前沿陡化至30ns以内，具有重要的实用价值。
[0006] 传统的脉冲调制器一般由直流电源、充电电阻、储能电容、半导体开关、开关控制模块及其负载组成，其中负载包括传输线电感、接地电容及放大器导通电阻(X波段微波接地电容的集总参数在亚pF量级，在脉冲调制器电路中可忽略)。本发明在传统脉冲调制器
基础上，增加了高电压源单元，包括高电压电源、高电压充电电阻、高电压储能电容，并增加了两个
二极管，以实现两路电源之间的隔离。
[0007] 本发明的技术方案如下：
[0008] 一种双电压源脉冲调制器电路，包括开关单元和负载单元，所述的开关单元包括半导体开关；其特征在于，还包括直流电压源单元和高电压源单元；
[0009] 所述的直流电压源单元包括直流电源、充电电阻、储能电容和隔离二极管，直流电源和充电电阻
串联后，与储能电容并联后组成直流电压源供电模块，直流电压源供电模块与隔离二极管串联后跨接在半导体开关的漏极D和地之间；
[0010] 所述的高电压源单元包括高电压电源、高电压充电电阻、高电压储能电容和高压隔离二极管，高电压电源和高电压充电电阻串联后，与高电压储能电容并联构成高电压源供电模块，高电压源供电模块与高压隔离二极管串联后跨接在半导体开关的漏极D和地之间。
[0011] 所述的高电压电源的
输出电压高于直流电源的输出电压。
[0012] 上述双电压源脉冲调制器电路中，高电压电源的输出电压是直流电源输出电压的1.5至10倍。
[0013] 上述双电压源脉冲调制器电路中，高电压电源的输出电压是直流电源输出电压的3倍。
[0014] 上述双电压源脉冲调制器电路中，所述的负载单元包括传输线电感、接地电容及放大器导通电阻；传输线电感和放大器导通电阻串联，再与接地电容并联构成负载单元，跨接在半导体开关的源极S和地之间。
[0015] 上述双电压源脉冲调制器电路中，所述的开关单元还包括开关控制模块，开关控制模块设置在半导体开关的栅极G和源极S之间。
[0016] 上述双电压源脉冲调制器电路中，开关控制模块由信号发生器、放大器和
驱动器串接而成。
[0017] 上述双电压源脉冲调制器电路中，半导体开关为N
沟道MOSFET器件。
[0018] 一种快前沿脉冲调制器，包括上述的双电压源脉冲调制器电路。
[0019] 上述快前沿脉冲调制器中，80V脉冲电压信号的前沿为25ns。
[0020] 本发明具有的技术效果如下：双电压源快前沿脉冲调制器的电源模块由两路组成，其中一路为高电压源单元，另一路为直流电压源单元，高电压源单元的电压高于直流电压源单元的电压，高电压源单元主要用于将脉冲前沿快速拉升，在几十ns之内将放大器调制脉冲前沿迅速拉升至规定幅值；直流电压源单元用于产生调制脉冲维持电压，在脉内保持一定的电压幅值并将脉冲顶降控制在要求范围内。
附图说明
[0021] 图1传统脉冲调制器组成示意图；
[0022] 图2传统80V电压源脉冲调制器输出电压
波形；
[0023] 图3传统80V电压源脉冲调制器在放大器两端输出调制脉冲电压波形；
[0024] 图4本发明双电压源快前沿脉冲调制器组成示意图；
[0025] 图5本发明双电压源快前沿脉冲调制器输出电压波形；
[0026] 图6本发明双电压源脉冲调制器在放大器两端输出调制脉冲电压波形；
[0027] 附图标记如下：1—直流电源、2—充电电阻、3—储能电容、4—半导体开关、5—开关控制模块、6—接地电容、7—传输线电感、8—放大器导通电阻、9—地、10—高电压电源、11—高电压充电电阻、12—高电压储能电容、13—高压隔离二极管、14—隔离二极管。
具体实施方式
[0028] 下面结合附图对本发明做进一步描述。
[0029] 如图1所示，传统的脉冲调制器一般由直流电压源单元、开关单元和负载单元组成。其中直流电压源单元包括直流电源1、充电电阻2、储能电容3；开关单元包括半导体开关4和开关控制模块5；负载单元包括传输线电感7、接地电容6及放大器导通电阻8。其中直流电源1和充电电阻2串联，再与储能电容3并联后，跨接在半导体开关4的漏极D和地9之间；传输线电感7和放大器导通电阻8串联，再与接地电容6并联后，跨接在半导体开关4的源极S和地9之间。半导体开关4采用N沟道MOSFET器件，型号为IPB060N15N5，输出电压达到数百伏、电流数百安。
[0030] 半导体开关4的栅极G和源极S之间设置有开关控制模块5，开关控制模块由信号发生器、74LVC1G125型放大器和2EDF7235K型专用NMOS管栅极驱动器串接组成。信号发生器产生重复频率几十kHz、脉冲宽度几十ns～几十us连续可调的TTL脉冲控制信号，经放大器形成电压幅值为18V的脉冲控制信号，然后通过2EDF7235K型专用NMOS管栅极驱动器加载在半导体开关4的栅极G和源极S之间，控制半导体开关4快速导通与关断。
[0031] 以某课题要求研制的80V、120A脉冲调制器为例，其主要技术指标要求为：调制脉冲电压80V，脉冲峰值电流120A，脉冲前沿小于30ns，前沿过冲小于10％，脉宽100ns～5us，脉冲顶降小于2％。传统的脉冲调制器参数可设计为：直流电源1输出电压80V，充电电阻2阻值1Ω，储能电容3容值500uF，半导体开关4导通与关断时间4ns，微波功率放大器为GaN半导体器件，其导通电阻8阻值R约为700mΩ。工作于X波段时，脉冲调制器与放大器之间四分之一波长传输线的引入电感7电感值L约为40nH，接地电容6主要用于微波传输接地，其集总电容值在pF量级，在脉冲调制器电路中可忽略。微波放大器端调制脉冲前沿和后沿的时间常数L/R约为60ns，脉冲前沿和后沿一般为时间常数τ的3～4倍。因此，即使调制器输出为比较理想的方波，在放大器电阻8两端的调制脉冲前后沿也在200ns以上，很难达到技术指标要求。图2给出了传统脉冲调制器在半导体开关4源极S端输出电压波形，图3给出了放大器电阻8两端的调制脉冲波形。
[0032] 本发明在传统脉冲调制器基础之上，增加了高电压源单元和二极管13、14，如图4所示。高电压源单元包括高电压电源10、高电压充电电阻11和高电压储能电容12，其联接关系为高电压电源10和高电压充电电阻11串联，再与高电压储能电容12并联。高电压电源10的输出电压要高于直流电源1的输出电压。使用中高电压源单元与高压隔离二极管13串联，跨接在半导体开关4的漏极D和地9之间，直流电压源单元与半导体开关4的漏极D之间串接隔离二极管14，高压隔离二极管13和隔离二极管14的作用在于对直流电压源单元与高电压源单元进行隔离。
[0033] 通常高电压电源10的输出电压是直流电源1的输出电压的1.5至10倍，优选3倍，在满足前沿要求的同时，尽可能降
低电压值，避免器件或电路避免击穿。在本设计中，高电压电源10输出电压设计为240V，高电压储能电容12容值设计一般在几十nF，需要在具体设计中优化，容值太大会使储能过剩而在脉冲前沿产生过冲；容值太小会使储能欠缺而使前沿变缓。
[0034] 半导体开关4接收到开关控制模块5的脉冲触发信号后迅速导通，高电压源单元在半导体开关4源极S端输出240V电压，由于微波接地电容6可忽略，因此在放大器电阻8端调制脉冲幅值达到240V的前沿上升时间约为200ns(负载时间常数L/R约为60ns，脉冲前沿上升时间一般为时间常数τ的3～4倍)，达到80V的前沿上升时间约为24ns。在具体参数设计时，高电压储能电容12容值须优化选取：放大器电阻8端调制脉冲前沿在0～80V上升过程中，高电压储能电容12电压随着电流泄放而降低，当放大器电阻8端脉冲前沿电压升至80V时，高电压储能电容12电压也恰好降至80V，满足此条件的高电压储能电容12容值设计为最佳。通过理论与仿真，高电压储能电容12容值设计为25nF。储能电容3容值则越大越好，有利于保持脉内电压恒定，提高脉冲峰值电压
稳定性。
[0035] 高电压源单元将调制脉冲前沿拉升至80V后，直流电压源单元产生的80V电压对脉冲平顶进行维持。图5给出了双电压源脉冲调制器在半导体开关4源极S端输出电压波形，图6给出了双电压源脉冲调制器在放大器电阻8两端的脉冲上升沿电压波形。通过对图3和图6波形比较可以看出，双电压源脉冲调制器在微波放大器上的调制脉冲前沿得到极大改善，约为25ns，达到了技术指标要求。
