本发明涉及一种检测与处理信号波幅值与相位的过程，其中信号源产生一 调制的信号波，该信号波在其通过传输媒体或目标的路径中因反射和/或散射而 被修改，被接收设备接收后用一调制信号直接解调，该调制信号通过调制装置 (PMD、MMD)对信号波调制具有严格规定的关系而无需信号波载体，检测 后相对调制的信号波幅值和信号波的调制相位与调制信号的相位关系作评估， 其中在接收设备中对信号波敏感的传感器中，在与匹配调制信号的波能振荡器 的振荡过程中利用信号波能直接或间接产生的波能粒子，被馈给传感器上至少 两组可区分的接收元件，经检测和有选择的放大，由对应于成组接收元件的一 读出单元输出的至少一个读出以相加和/或相关信号的形式发射。

本发明还涉及一种检测与处理信号波值与相位的装置，配有产生调制的信 号波的信号源、用于在其通过传输媒体和/或目标的路径中因反射和/或散射而 被修改的信号波的接收设备、装载调制信号并与信号波调制具有严格规定关系 的接收设备的调制装置，以及接收设备中对信号波敏感并在其中由信号波能直 接或间接产生波能粒子的传感器，其中把调制装置设计成在与匹配调制信号的 波能振荡器的振荡过程中将波能粒子馈给传感器的至少两组接收元件，并且配 有至少一个读出单元输出用于发射相加和/或相关信号的相应读出。

由DE19635932.5已知一种相应的过程与相应的装置。根据这种目前的技 术水平，利用至少两个光门电路与读出将PMD中由入射调制的光波产生的光 电荷暴露于解调振荡过程并以推挽方式评估，与以前同类作用的已知装置相 比，接收机的费用与尺寸减少了若干量级，可构成一种由众多像素型接收机生 成三维图像的阵列。除了这种优异的进展外，此类PMD像素接收机还有改进 余地。

在工业生产与自动化、道路交通、安全工程和许多其它领域中，一项重要 的技术任务包括通过信号波的传播，即利用波传播的非接触方式获得有关被发 射与被反射信号波的信息。用于此类任务的测量系统早已众所周知，尤其是用 于光信号波的激光雷达、用于微波的微波雷达和用于X射线的计算机层析术。 对于自发生的信号波，以合适方式调制信号源。对发射与反射的信号波作合适 的解调，可得到目标信息。有关的接收设备极其昂贵，一般只含一台接收机。 但为了测量信号波的许多测量点，可应用扫描器。例如在“Computer Vision” (Vol.1，Academic Press，ISBM-0-12-379771-3，pp.474ff)中，已描述过光信号 波的目前技术水平。该文描述的一种新方法简化了一种光接收机即“光子混频 器”(PMD)的相位/周期测量，在上述DE1996 35 932.5中首次作了描述。

PMD的固有调制所必需的光门电路造成入射光衰减，而且调制电偏移场并 不优化地导入光电荷的流动方向。这种调制光门电路的光电流分布调制的调制 带宽，实际上限于约1GHz。

对不带调制光门电路的光子混频器寻找了若干新方法，尤其是有更高的调 制带宽、更高的精度与更高的灵敏度。

本发明的目的是提供一种开头提及类型的过程与装置，可对提到的信号波 应用新颖而有利的PMD接收机原理，还要推荐若干性能好、用途广而且具备 新颖性能特点的PMD传感器。

对电磁波选用的二维检测器，应能以可能最高的时间分辨度与带宽在其相 位与幅值中检测编码/调制的信号波，同时能避免检测器特性受到调制器信号本 身和与之有关的结构上缺点造成的负面影响。它应能固有地解调、译码与有选 择地相关，同时具有高转换传导性和高的带宽与灵敏度。接收信号波的相关信 号波部分应该低哭声而且以高灵敏度测定，同时要尽量抑制非相关的信号波部 分，如背景辐射。

为了对该过程实现该目的，建议对至少一组接收元件直接装载调制信号。

对于该装置，本发明的目的将至少一组接收元件直接与调制装置连接而实 现的。

检测器被有利地分成若干合作检测器条(接收元件)而形成“指状结构”， 其中通过附加调制指状结构，不引入混频所需的调制信号，但接收元件自身引 入至少一个调制信号，尤其在光检测器的场合中，为了用短的光电荷路径实现 高切换速度，而且对于要求的像素尺寸灵活性来说，以指状结构实现是一种特 别有效的措施。

微波信号也是如此，由于波长极短，为了获得足够大的横截表面和相应的 高接收性能，必须有若干接收元件。这一目的通常用按信号波偏振而对准的矩 形/指状盖板天线形成指状结构实现。

作为信号波，不仅是从无线电范围到远紫外线的整个实际现有谱的电磁 波，而且在合适检测器的情况下，还要考虑到X或伽马辐射，例如还有声波， 尤其是超声波。

“波能粒子”通常是电极和/或空穴，例如它们可以作为光电子通过撞击光 敏半导体材料的辐射而直接产生，或在天线中例如通过微波引起的电荷传递或 在压电材料中通过电声互作用而间接产生。

相应地是电容器和/或二极管中对应于电荷生成和/或传递的元件/端子，检 测的最终载荷子被指示为电荷量或相应的电流。至少一组的配置、切换与调制 方法是在测量信号积分期间，基于对接收元件调制为非调制、不相关的信号波 关系到所有波能粒子，对测量信号无贡献，使调制的信号部分几乎只对测量结 果有贡献。

成组接收元件包括至少一个接收元件，但最好在每种场合中有若干接收元 件。

尽管已知PMD中的检测器电极通常仅用于读出被检信号，不过根据本发 明，检测器有“自调制”(SM)作用，因而有“自调制PMD”(SM-PMD)。 为实现这种自调制，根据检测器类型和测量任务，提供两条路径是有益的。

在图1中用肖特基/MSM(金属半导体金属)，其中SM-PMD为例代表的 对称XM-PMD(SSM-PMD)中，两类平行多路切换的电极如阳极或阴极，较 佳地通过耦合网络KN1与KN2的电容Cm用调制源M的推挽调制信号±Um(t) 控制成对称配置，通过扫描读出网络读出。

在不对称SM-PMD(ASM-PMD)中，如图2中A1的一类电极仅在一侧被 主动调制，而相对的另一类电极A2只是通过与评估电路AS有关的低阻读出 网络AN被动地涉及混频过程，同时表明，混频过程得出的电荷大部分可以不 受调制信号扰动地读出。

基于下述的较佳方式和有关附图，可以清楚地了解本发明的其它优点、特 征与可能的应用，其中：

图1是本发明通过一部分平面光子混频器PMD的部分，肖特基二极管工 艺的对称自调制与读出(SSM-PMD)作为具有扫描读出网络的指状结构。

图2是否发明在肖特基工艺中通过一部分平面光子混频器PMD的部分， 肖特基二极管工艺中的不对称自调制与读出(ASM-PMD)作为指状结构。

图3是本发明在PN工艺中对称自调制通过一部分平面光子混频器的部分， 以双相混合(0/90°/I/Q)执行光电子阴极读出和作为读出二极管屏蔽的屏蔽电 极ME的附加调制。

图4是以具有雪崩效应强场区的条形或半球形读出二极管截面代表的工作 于对称自调制模式的平面雪崩光子混频器(APD-PMD)。

图5是工作成“加倍PMD”的4相PMD的双面正交条形结构。

图6是一种MCP-PMD、真空PMD，具有下游微通道板放大作用。

图7是微波混频器(MMD)的框图，调制的反平行肖特基二极管对作为电 荷振荡器，具有对称自调制与附加混频放大作用(有源MMD)。

图8是一种无混频作用的MMD型式，具有不对称调制与读出的盖片天线 结构(无源MMD)。

图9是一种具有不对称调制与读出的盖片天线结构的有源MMD，有混频 放大作用，加倍构成的推挽混频器可补偿输出端的调制信号。

图1示出一种对称的SM-PMD(SSM-PMD)，具体以肖特基/MSM(金属 半导体金属)工艺为代表。此时，较佳地通过耦合网络KN1与KN2的电容Cm 用调制源M的推挽调制信号±Um(τ)，把两类平行多路切换的电极如阳极或 阴极控制成对称配置。入射信号波11，即这里的光信号Popt(t)，在读出电极 即这里作为过渡到光敏半导体材料3的肖特基阳极的金属电极之间进入同样的 材料3，产生光空穴和光电子。根据电极类型A1/A2的调制信号的相位/极性， 这些光空穴和光电子也被同样读出。通过配备同样电极的耦合网络KN1和KN3， 把相对高的调制电压±Um(τr)引入该对称电路配置，还通过读出网络AN1与 AN2并通过下游评估电路AS用同样的电极读出小若干量级的混频/相关信号， 以便以后尤其是相对信号波11与混频和/或±Um(t)的调制之间相位与周期差 加以评估。这种必要的连接代表着限制可以应用的严重的读出问题。

根据本发明，读出网络AN不通过谱分离网络(例如不通过低通)，而是 通过与可经端子9受控的评估电路AS有联系的扫描读出网络AN，将调制信号 与读出信号分开。在混频与相关处理的一段合适的积分周期之后，较佳地切断 调制，这样简短地读出直到此时存贮在耦合电容Cm中的反对称电荷，而且较 佳地将它们传到评估电路AS的差分放大器输入端，之后较佳地用复位电路将 涉及读出过程的该电路复位到下一测量周期的电气接地状态。

较佳地由图7所示的中央系统控制单元SST对许多平行的PMD像素执行 必要的扫描与复位控制操作。此外，有利的扫描读出过程意味着，对合适的信 号分离来说，调制信号的频率范围在理论上不受低通截止频率的限制，必须低 于该调制信号的频率范围若干量级。

由于必要的大电阻值与电容值及其必要的像素表面实际上不能经济地集 成为片上系统，故相对于半导体工艺，对读出网络与评估电路集成在一起的可 能性而言，取消低通具有更大的经济意义。此外，可避免高电阻噪声。

在不对称SM-PMD(ASM-PMD)的情况下，只在一侧主动地调制如图2 中A1的一种电极类型，而与之相对的另一电极类型A2只是通过与评估电路 AS有联系的低阻读出网络AN被动地涉及调制过程，同时表明，由混频过程得 出的电荷，读出时大部分不受调制信号的扰动。对A2上反调制信号作电容耦 合的补偿电路，可进一步减小A1的调制信号对读出电极A2的低电容串扰。图 2以肖特基工艺的ASM-PMD结构为例示出一种可执行该过程的装置。此时， 读出网络AN较佳地包括通常总是作为散射电容的对地电容和在倒相放大器反 馈支路中具有可重置电容Cf或并联RC电路的互阻抗放大器。

这种PMD型式的特定优点是能非周期地混频与相关，并不限于带宽中的 低频。

两种过程的共同点是在评估信号波11中寻找的相关信号部分方面都为高 的选择性与灵敏度，而且高度抑制了不相关的信号部分，诸如噪声与背景辐射： 通过以后按调制/扫描过程的频率分离而差示地形成评估电路，抑制了图1中两 个读出电极A1’、A2’上的共模电荷。

在SSM-PMD情况下，根据调制的信号波与推挽调制信号之间期望的相关 性，相关的信号部分自动地按自相关函数以一差值推挽电流/电荷。

在一侧的A1’接双极调制信号Um(t)的ASM-PMD的情况下，读出电极A2’ 上的不相关信号部分在中央产生同样大的正负电流，并在积分过程中相互抵 消。另一方面，根据信号波与调制信号之间期望的相关性，相关的信号部分自 动产生定向电流，而且/或者在积分以后，按自相关函数产生电荷/电压UΔ，

以图1与图2为例，在两种自调制变型中，以肖特基二极管工艺实现的混 频与相关原理，也可在其它工艺中实现，以有利于满足该问题集的特殊要求。

例如，若不要求高切换速度，就不需要肖特基二极管。相反地，根据本发 明，可对图1与2中的A1与A2使用PN结，如图3所示那样通过应用相应的 阴极条。这可用SSM-PMD为例来说明，这里指定为PN/ME-PMD，由此带来附加 的改进。此时，避免照射期间不希望的暗电流所需的读出阴极/阳极的金属屏 蔽，同时涉及到调制过程。因此，根据图3，阴极条K1/K2被金属电极ME1/ME2 覆盖以抵抗入射光干扰。与此同时，调制信号经Ck电容耦合至阴极条K1K2和 金属电极ME1、ME2二者。在图3中，为加速光电子的读出过程，把K1与K2 的平均电位选成略高于ME1与ME2的平均电位UME。其余电路部分基本上对应于 图1与2的电路部分。

其实肖特基与PN二极管型式的主要差异在于衬底/衬垫电极的影响。

在第一种情况中，利用肖特基接触条，实际上对高阻p或n外延层(3) 无影响，也可在图1的衬底上加一隔离层，这样电子与空穴二者都对混频过程 有贡献。

在带PN二极管的SM-PMD的情况中，两种可能性都存在：1.可以隔离衬 底，PN二极管条调制的极性颠倒导致空穴与电子光电流的方向变化。2.图3表 示的空穴被阳极A收集后以UA作负偏置，对混频过程无贡献，这样可实现更高 的切换速度。

图3的PN/ME-PMD加倍构建可同时作两种相关性测量，即左侧的同相(I) 测量和右侧的正交(Q)测量。根据I与Q值，可直接测定信号波11与调制信 号Um(t)的差动相位。

图4中，本发明对上述型式的另一种设计，是在合适偏置时附带用一强场 区包围板条K1与K2，以便通过雪崩效应实现光电流放大。为获得尽量均匀的 场，使阳极形状呈柱形适配阴极条。

图5示出的一种发明型式，可同时在光敏材料3的顶侧和下侧执行混频与 相关过程。图5的这种“成倍PMD”，由于阳极与阴极相对，具有至少两个较 佳地若干PIN二极管并联排列的结构，较佳地两种不同模式工作。

1.独立地调制相对的PMD，即运用两种不同的较佳地为推挽的调制信号， 由此像SMM-PMD一样执行混频过程，作成倍推挽混频。若两种推挽调制信号 正交，这两种混频过程就相互不影响。不管缺乏信号正交性，若相对电极的排 列为正交，它们也互不影响，如图5的实施例所示。此时，根据本发明，例如 相对于两种编码法，诸如在以CW调制作IQ测量或以PN编码法作鉴别器AKF 测量时通常要求的那样，可在复用操作中测量同样的信号波。

利用载体材料(衬底)顶侧的镜面电镀，可以提高量子效率。

在面对光的一侧，可对不同的被辐射光信号作谱分离，如靠近表面的通常 低吸收长度的主要蓝光信号产生“蓝”光电荷，而通常较长吸收长度的主要红 光信号渗透得更深，较佳地被反向层支持，主要在半导体结构面对离开光的一 侧产生“红”光电荷。

2.这种成倍PMD结构在像MSM-PMD结构的型式中特别有利。从参照图 1与2描述的肖特基/MSM结构开始，图5中上方的阴极条K1与K2和下方的 阳极条A3与A4均被n衬底上的金属条置换，能够独立地但较佳以上述合作的 方式特地工作于正交几何结构和正交调制，有极高的平行时间分辨率。

本发明另一种PMD型式的过程基于真空PMD执行。电位例如为Uk＝-100 伏的光阴极接收信号波，该信号波在真空中转换成光电子PEL相位的信号波。 并联的阳极条A1a与A2a在这种真空光电二极管中被对称地调制，而且能以本 发明的这种阳极电平a通过读出网络AN1，2，读出光阴极层K通过两种电极类 型A1a与A2a产生的光电流。若能附带实现高放大倍数，才可证实这一花费。 根据图6，这是利用前端在代替阳极条的相应条中金属化的微通道板MCP实现 的，它调制了对至今在推挽方式中通过Um(t)的两种电极类型的光电子分配。 在这一混频过程后，光电子PEL例如通过MCP微通道的二次电子效应条状倍 增1000倍，并被MCP相反一侧的两种阳极条类型A1b与A2b以第二阳极电 平b通过A1b与A2b读出。这种光子混频器MCP-PMD除了放大倍数高以外， 由于电子在微通道即基本混频过程之前极迅速的通道分配，还具有超过1GHz 的高带宽。

放大的光电子或者直接通过一种像素结构读出，成对读出的电荷接合至调 制阳极条，或者以后经加速，直接以像素形式或以电光方式通过带光学PMD 读出的荧光层读出，如按照图1或图2那样。

本发明以上的混频与相关原理仅参照约15THz以上的电磁信号波实例实 施，其中高能光电子可在技术上应用成对形成法。根据本发明，该原理还可延 伸到微波。

对低于约10THz的微波而言，没有这种光电效应，因而可以较佳地通过天 线表面位移电流所感应的天线电流来检测信号波。于是，本发明的混频与相关 原理通过一种合适的PMD电荷振荡器类型(下称微波混频器(MMD))而不 用微波的光子混频器(PMD)，也适用于微波。为对至今未揭示的极高频范围 寻求解决办法，盖片天线较为适宜，在指状结构中，可获得来自与波长比较相 对大的MMD像素直径的截面的能量，信号波能量经指状物的波长相干耦合传 到合适电荷振荡器的仅仅一个读出接触对。在SSM-PMD和ASM-PMD中，这 种电荷振荡器的一种可能的型式，例如用单个双二极管反并联电路代替图1a 的反串联光电二极管结构，以肖特基二极管为佳，这样就形成了 SSM-MMD/ASM-MMD。这样，整个盖片天线结构的推挽天线信号被缓冲，例 如较佳地电容耦合至图7中二极管D1与D2的诸端子。图7把相应的装置显示 为带SSM(对称自调制)MMD的框图。

为对微波应用本发明的过程，信号波首先被图7的天线转换成天线电流， 由于指状结构对有关调制信号较低频率范围的波长相干连接，该电流出现在D1 和D2的端子上。为了检测该信号波的相位与幅值，较佳地应用肖特基二极管 的推挽整流电路，在最简对称场合中，较佳地在许多独立天线元件的对称天线 输出端的一对及并联肖特基二极管D1与D2。在最简情况且无转换增益时，调 制信号Um(t)是例如数MHz的方波信号，调制频率适合精确到原来量级内的距 离测量。接通信号源SQ的微波载波，并经导线13切断。对于这种MMD电荷 振荡器的解调，通过耦合网络KNm1与KNm2，较佳地作为耦合电容Cm并与 诸频率匹配的感应性Lm串联以便微波的电感退耦，把对应的调制信号实施为 推挽方波电压+Um(t)，对称地加到二极管对上。这样，延迟了一段未知时间t 或相位Pm的输入信号波Ss(t-t)，将取决于二极管偏置的相位位置，使整流电 流通过二极管D1或D2，对两个耦合电容Cm充电。出于对称的原因，运用90 °相移，使同样的整流电流流入一个方向和另一个方向，因而相加电流造成积 分电荷为零。利用0°相移，最大整流电流流入一个方向，180°相移则流入另 一方向。该周期内的有关相关函数AKF具有已知的带方波调制的三角形式。通 过读出网络AN，较佳地实施为带复位的扫描电路，并且通过评估电路AS，对 耦合电容Cm的反对称电荷作电流读出。实施的积分时间如此短暂，而且在如 此低的电阻下，因而耦合电容上的积分电荷电压和通过二极管的相应反电流都 可予以忽略。出于对称的原因，不相关的背景辐射在耦合电容Cm上造成相互 补偿的电荷，这样可用图9示出的控制装置和电流补偿SK将其对可纠正的对 称故障自动控制，而且被抑制。

接收设备还包括天线，较佳地还有图像形成菲湿耳微波透镜，或至少一块 抛物形反射镜，较佳地一个MMD元件阵列并较佳地构成盖片天线的图像像素阵 列，还包括读出网络AN、评估电路AS、系统控制SST、由本振器LO的载频fT 馈电的发射机SQ，本振器LO通过相控(相位延迟)和导线13用Um(t)调制。 根据图7与9，它包括有源MMD，一种转换增益装置，较佳地配有产生频率位 移的连续扫描的相位级FS和用于较佳地由本振器LO导出的混频信号Isx＝(t) 的耦合网络KNx，将信号传给至少一个二极管对。在无转换增益的无源MMD情 况下以OOK(通-断键控)模式作测量，而有源模式以BPS(BI相移)键控模式 作测量，不过还有若干其它常用的调制型式。MMD阵列的直接混频结果Sa与 Sb及其导出量AKF、信号波的相位与振幅值，较佳地馈给后面的图像评估。

为确定无转换增益的静态周期，较佳地通过4相测量法决定相关函数AKF (t)和/或KKF(t)＝UΔ(t)的状况。为此，MMD混频器的调制信号按四级Pmd＝0 °/90°/180°和270°或 $\mathrm{td}=0/\frac{\mathrm{Tm}}{4}/\frac{\mathrm{Tm}}{3}/\frac{3\mathrm{Tm}}{4}$ 延迟。周期t＝0.25Tm(ΔIm/(ΔRe+ ΔIm)，ΔIm＝UΔ(90°)-UΔ(270°)，ΔRe＝UΔ(0°)-UΔ(180°)。

图8以简化形式示出无源MMD雷达单元一像素，即无转换增益但配有不对 称调制与读出的无源MMD像素，即无源ASM-MMD的MMD混频与相关原理的实施 例。

编码的信号波11＝SE(t)在例如10-1000GHz频率范围内撞击盖片天线指状 结构。调到谐振的指A1与A2的宽度为λ/2或其奇数倍。长度在实践中随先， 在期望的偏振独立性下，也可按二次方构成。调制源M的调制信号Um(t)在指 状结构A1上的Cm。调制源M最好有相对高的内阻，由im(t)等效电路和内阻 Ri表示。这里的混频与相关原理也基于调制的电荷振荡器，此时基于至少两个 肖特基二极管D1与D2的调制的导电率。

调制信号对读出网络AN输入的串扰，被电容CAN与电流补偿电路SK及电流 ikom补偿至最小串扰，电流ikom较佳地通过评估电路AS调节。

运用这种不对称自调制(ASM-MMD)，信号波中因混频过程造成的不相关部 分，又对读出网络AN积分为零的输入造成一交流电流，而相关部分造成的定 向电流被积分到自相关函数AKF里，并通过评估电路AS对AKF值、相位与周 期φm，x，y＝ωτm，x，y及幅值予以评估，此时，MMD像素阵列通过x、y提供三 维微波图像。

图9表示本发明过程对具有转换增益的微波信号的应用，定名为“有源MMD”， 仍构成不对称的MMD。推挽盖片天线大体上对应于图8中成倍的无源MMD的天 线，图9中连接了中间的指状结构A2、A1’。除了信号波11外，最好不调制的 混频信号Sλ(t)以同一偏振撞击下部，以及偏振(180°相移)撞击上部指状 结构。这一用途例如适用于图9的λ/2板10。利用接收信号SE(t)与混频信 号Sx(t)的同相外差作用，大大提高了MMD的灵敏度。

如图8所示，一体化指状结构A2通过调制源M用相对高的电阻调制。

混频结果作为推挽信号出现在A1与A1’指上，通过较佳地配有扫描型成倍 密勒积分器的读出网络AN读出，其中省去了正输入端的接地连接，且能有利 地代之以用高阻挤路接负输入端。上下调制信号以同极性落在AN输入端上， 从理论上讲不使UΔ(t)对输出侧造成调制。除了诸元件和电压的恒温与对称性 以外，有两种措施可实现不可避免的不对称性与过调制：

1.在校正测量中，电流补偿电路SK的那些不对称性与过调制通过至少一 种控制来调节，从而把输出端A1、A1’的故障信号减至最小。补偿电流ikom与 i’kom会有直流部分和补偿影响调制信号的交变部分。

2.扫描读出电路较佳地应用调节成基本上与信号幅值成反比的积分时间。 读出过程中，最好中断调制。

在目标不移动而且无多普勒位移时，为测定AKF例如发射目标的查找相位 状况，较佳地使混频信号频率相对发射的信号频率产生合适的频移，如先前对 相位步骤FS描述的那样。用有频移的分立相移单元FS高于Shannon速率连续 切换厢位，导致对AKF的周期扫描，从而通过像深作距离测定。

本发明上述的PMD方法与结构，相对于目前的技术水平尤其具有下述列举 的诸优点：

1.完全消除了调制已知PMD结构的光门电路而造成光信号的光学衰减。同 时，附加调制的金属电有ME对读出电极形成了必要的光保护，而作为金属电 极，能传递最高的调制频率。

2.本发明带扫描读出的SSM-PMD和带退耦读出的ASM-PMD的指型金属与半 导体结构，实际上更简单，能高度集成，高度敏感，几乎能扩展调制和有用信 号的带宽，而且与目前的技术水平相比，要求的生产加工步骤更少。

3.由于相反方向调制的电极之间(如A1、A2与ME1、ME2)不再要求干扰结 构，因而肯定缩小了电极间隙与光电荷周期。

4.调制场直接以期望的光电荷运送方向起作用，导致更有效地应用调制电 压，并具有提高漂移速度和相应更高调制宽度或者能明显降低调制性能的作 用。

5.PN/ME-PMD中光电二极管的阻塞电压可在达到饱和场强之前调节，几乎 支持光信号更大渗透深度的电荷运送，达到要求的空间电荷区扩展，明显加速 了从光敏半导体材料深处的电荷运送。这表明可实现对应于常用PIN光电二极 管的带宽，因而本发明的PN/ME-PND还适用于长的吸收长度。

6.肖特基PMD的光电二极管结构尤其有利于信号波小的渗透深度/吸收长 度。在吸收长度为1-10μm和条形结构的品格常数为5～10μm、电极宽度为 1-5μm时，调制带宽可达数GHz。

7.在各种工艺与本半导体材料中，可通过条宽与各自几乎与像素大小无关 的指长度，把平面条形结构灵活地调整到规定的PMD要求。

8.对于约4-7μm和8-12μm的谱范围，运用相对高的量子产量与足够 的快速性，在InSb(锑化铟)和HgCdTe工艺中按本发明冷却的PN/ME-PMD， 可实现对光学与相应安全的局部穿透烟雾的三维相机。

9.尤其在涉及周期测量而测量二维热图像的情况下，本发明的PMD相机可 用作实际冷却的二维相机(PMD冷却型热学相机)，因为进入的热信号波在PMD 辐射之前通过快门被调制，PMD像素阵列以同样的调制信号被调制，但由于不 测量周期，故调制频率相对小。这样，PMD热学相机的固有噪声与暗电流减小 了若干量级，可取消惯常的致冷。本发明的原理同样适用于未知微波信号11 的相应的二维微波相机。

10.描述的PN/ME-PMD结构有利地适用于负载载波流子倍增(雪崩效应) 的型式，原因在于诸如APD-PMD的强场区，通过光电流放大而实现10-100倍 的更高灵敏度。

11.提议的过程与PMD元件的优点以及基于此的用途，涉及到若干进展的 应用，例如

·锁相回路(PLL)与码分多址(CDMA)接收机

·三维测量与数字化的光与视频相机，以及电子三维机器眼与三维测距雷 达

·用于驾驶辅助与避免事故的组合式光微波三维相机系统，组合了改进三 维图像处理的惯性系统，还组合了有自动导航功能的GPS

·作为光学合成孔径雷达(SAR)干涉仪的三维PMD相机

·低调制频率的二维PMD相机，无周期测量，但有高度背景光抑制 仅举几例应用。