[技术领域]
[0001] 本
发明涉及单光子灵敏探测技术，具体涉及一种利用正负双极性的
门脉冲配合正负双极性偏
压实现高速单光子探测的系统。[背景技术]
[0002] 单光子探测技术是超灵敏光
信号检测的诸多技术之一，在物理学、化学、
生物学等学科以及工程应用领域有着十分广泛的应用。近年来，随着量子信息科学的兴起以及超灵敏
光谱学的发展，单光子探测器技术在其中扮演着越来越重要的作用。
[0003] 在众多波段的单光子探测技术中，
近红外单光子探测技术由于其应用的广泛性和重要性引起了更多的关注，尤其是在具有重要应用价值的量子保密通信系统中，通信波段的近红外单光子探测器作为核心器件，直接决定了系统的通信距离、成码率和误码率；同时近红外单光子探测器在激光测距，灵敏红外光谱检测方面也有着重要的应用。因此如何提高单光子探测器的工作
频率、
量子效率、降低探测器的噪声成为现阶段众多学科和领域的热门课题。
[0004] 在单光子探测中，
雪崩光电
二极管APD一般是工作在所谓的“门模式”下，在这种模式中，APD的偏置
电压只会在有可能由光子到达的很短的一个时间内高于雪崩电压，在其他时间偏置电压都将低于雪崩电压。由于APD只有在有可能有光子到达的时候才会处于工作状态，因此在其他时间APD的增益系数比较低，产生的噪声信号很低，也不会因为噪声信号导致APD处于“死状态”而不能探测真正的光子使APD的量子效率下降。在量子保密通信中，因为光路信息是已知的，即光子到达探测器的时间也是可以预测的，所以“门模式”的APD在量子保密通信系统中得到了非常广泛的应用。
[0005] 相对于传统的被动抑制和主动抑制
电路，“门模式”有着显著的优点。在被动抑制电路中，对雪崩
电流的释放是通过
串联一个
电阻来完成的。APD的恢复时间由APD的分布电容和串联电阻的大小决定，通常情况下，串联电阻的大小都在数十千欧姆量级，使得恢复时间较长，因此，采用被动抑制电路的单光子探测速率较低。
[0006] 而在主动抑制的电路中，利用雪崩信号的上升沿作为触发信号，在一次雪崩产生之后，迅速做出反应，形成一个电压脉冲，将APD的
阴极电压拉低，使得雪崩在很短的时间内得到抑制。由于采用了迅速关断的方式，主动抑制电路克服了被动抑制电路恢复时间长的缺点，而且雪崩时间短，后脉冲概率较低。但是由于没有光子时，APD仍处于盖格模式，使得主动抑制电路下暗计数相对于后面介绍的门脉冲模式较高。主动抑制电路通常用于连续探测模式的单光子探测。
[0007] 因此，有必要解决如上问题。[发明内容]
[0008] 本发明克服了上述技术的不足，提供了一种高速高效的单光子探测技术和APD激励模
块，该模块摒弃了传统的单极性偏压的雪崩模式，采用双极性门脉冲配合双极性直流偏压来激励雪崩
光电二极管，并对正负两部分雪崩信号进行探测，正负门脉冲偏压等效与在APD上加置二个门脉冲绝对幅值之和的单极偏压，有利于在较低的直流偏置电压和较高的门脉冲幅度下激励APD的单光子雪崩，从而减低暗计数和后脉冲的影响，提高探测效率和单光子探测器的工作频率。
[0009] 另一方面，正负门脉冲偏压加置于APD上也有利于方便地控制APD结电容的容性噪声，采用电容平衡抑制的方法消除尖锋噪声的影响，能实现单光子探测的高重复频率运行，而双极性直流偏压有利于降低直流电压的纹波的影响，提高单光子雪崩电流与尖锋噪声抑制后的
信噪比，特别有利于改善高速单光子探测的工作特性。
[0010] 以及通过精密控制双极性门脉冲的相对延时，也可方便地调节尖锋噪声的幅值，有利于进一步提升尖锋噪声的抑制比。相对较低的双极性门脉冲配合双极性直流偏压，在降低单光子符合计数的超短脉冲门设计的苛刻要求同时，也提升了单光子探测器件的在各种不同运行条件下的长期
稳定性。
[0011] 为实现上述目的，本发明采用了下列技术方案：
[0012] 双极性偏压的APD单光子探测系统，包括有用于感应外来极弱光的雪崩光电管电路1，所述雪崩光电管电路1两端并联有用于提供正负双极性高偏压的正负双极性偏压产生电路2和用于提供双极性门脉冲的双极性门脉冲产生电路3，所述雪崩光电管电路1包括有串联连接的雪崩光电管D3和取样电阻R36，所述取样电阻R36两端连接有并联有用于取样隔离输出的第一传输线
变压器电路41，所述雪崩光电管电路1两端并联有经过容性噪声模拟后再取样输出的第二传输线变压器电路42，所述第一传输线变压器电路41输出端与第二传输线变压器电路42输出端分别与用于噪声抵消的差分运放器5连接，所述差分运放器5输出端连接有用于雪崩
鉴别的高速比较器电路6。
[0013] 所述正负双极性偏压产生电路2为可提供正负双极性高压的外部可控电源。
[0014] 所述双极性门脉冲产生电路3包括有顺次连接的时钟脉冲发生器30、微分电路31、用于在特定的比较
阈值情况下输出正负双极性脉冲的高速比较器电路32、用于对比较后输出的两路脉冲的宽度分别进行压缩的
脉冲压缩电路33、用于对两路压宿后脉冲的幅度进行放大的
放大器电路34、以及用于将脉冲的基准电平钳位在零点位的钳位电路35，经过钳位电路35钳位后的正负两路门脉冲加载在雪崩光电管电路1两端。
[0015] 所述第一传输线变压器电路41包括有传输线变压器T2和电阻R37，所述传输线变压器T2初级绕组并联在电阻R36两端，所述电阻R37并联在传输线变压器T2次级绕组两端后其一端接地，另一端与差分运放器5一输入端连接。
[0016] 所述第二传输线变压器电路42包括有用于噪声模拟的可调电容C19、电阻R26、传输线变压器T1、以及电阻R27,所述可调电容C19与电阻R26串联连接后并联在雪崩光电管电路1两端，所述传输线变压器T1初级绕组并联在电阻R26两端，所述电阻R24并联在传输线变压器T1次级绕组两端后其一端接地，另一端与差分运放器5另一输入端连接。
[0017] 所述差分运放器5采用的型号是AD8351。
[0018] 所述高速比较器电路6采用高速比较器AD96685BR。
[0019] 本发明的有益效果是：
[0020] 1、利用正负双极性的门脉冲替代传统的单极性门脉冲，配合正负双极性的直流偏压，加载在
雪崩光电二极管两端，降低对门脉冲的要求，有利于在较低的直流偏置电压和较高的门脉冲幅度下激励APD的单光子雪崩，提高探测效率和单光子探测器的工作频率。
[0021] 2、用正负双极性门脉冲去代替传统的单门脉冲模式，双极性门加载在雪崩光电管上可以等效为一个幅度为两个门幅度的绝对值
叠加，从而能轻松的获得高幅度的门脉冲，并且在在探测效率基本不变的情况下所需的直流偏置会更低，这就能很好的抑制暗计数率和后脉冲概率，使得探测器的性能进一步提高。
[0022] 3、相对较低的双极性门脉冲配合双极性直流偏压，有利于提升单光子探测器件在各种不同运行条件下的长期稳定性。
[0023] 4、通过精确调节正负两脉冲之间的延时和相对宽度，可以使得等效后的门脉冲具有更加平缓的上升沿，从而令APD响应的容性噪声相对减小，降低后级噪声平衡电路的难度，提高平衡效果。
[0024] 5、双极性偏压驱动雪崩光电二极管，与脉冲同时加载在用于模拟APD容性特性的可调电容上，其产生的容性噪声与APD产生的非常相似，两信号同时进入差分
运算放大器，APD的容性噪声就和可调电容产生的模拟噪声相互抵消，雪崩信号就被很好的显露出来。
[0025] 6、经由电容平衡抑制，单光子探测的重复工作频率可自由调谐。
[0026] 7、利用双极性门脉冲偏压控制APD结电容噪声，有利于提升尖锋噪声的抑制比。[
附图说明]
[0027] 图1是本发明系统结构原理图。
[0028] 图2是本发明的正负双极性脉冲等效为一个幅度更高的门脉冲示意图。
[0029] 图3是本发明优化调节正负脉冲延时与宽度。
[0030] 图4是本发明双极性脉冲产生原理图。
[0031] 图5是本发明双极性门脉冲产生电路电路图。
[0032] 图6是本发明雪崩信号提取电路电路图。[具体实施方式]
[0033] 下面结合附图与本发明的实施方式作进一步详细的描述：
[0034] 如图1所示，双极性偏压的APD单光子探测系统，包括有用于感应外来极弱光的雪崩光电管电路1，所述雪崩光电管电路1两端并联有用于提供正负双极性高偏压的正负双极性偏压产生电路2和用于提供双极性门脉冲的双极性门脉冲产生电路3，所述雪崩光电管电路1包括有串联连接的雪崩光电管D3和取样电阻R36，所述取样电阻R36两端连接有并联有用于取样隔离输出的第一传输线变压器电路41，所述雪崩光电管电路1两端并联有经过容性噪声模拟后再取样输出的第二传输线变压器电路42，所述第一传输线变压器电路41输出端与第二传输线变压器电路42输出端分别与用于噪声抵消的差分运放器5连接，所述差分运放器5输出端连接有用于雪崩鉴别的高速比较器电路6。
[0035] 本发明所述正负双极性偏压产生电路2为可提供正负双极性高压的外部可控电源。
[0036] 如图2所示，本发明的核心思想就是用正负双极性门脉冲去代替传统的单门脉冲模式，双极性门加载在雪崩光电管上可以等效为一个幅度为两个门幅度的绝对值叠加，从而能轻松的获得高幅度的门脉冲，在探测效率基本不变的情况下所需的直流偏置会更低，这就能很好的抑制暗计数率和后脉冲概率，使得探测器的性能进一步提高。
[0037] 如图3所示，通过精确调节正负两脉冲之间的延时和相对宽度，可以使得等效后的门脉冲具有更加平缓的上升沿，从而令APD响应的容性噪声相对减小，降低后级噪声平衡电路的难度，提高平衡效果。
[0038] 如图4所示为双极性脉冲产生原理图，双极性门脉冲产生电路3包括有顺次连接的时钟脉冲发生器30、微分电路31、用于在特定的比较阈值情况下输出正负双极性脉冲的高速比较器电路32、用于对比较后输出的两路脉冲的宽度进行压缩的脉冲压缩电路33、用于对两路压宿后脉冲的幅度进行放大的放大器电路34、以及用于将脉冲的基准电平钳位在零点位的钳位电路35。
[0039] 如图5是双极性门脉冲产生电路电路图，其中，时钟脉冲发生器30的
时钟信号通过C2和R10组成的微分电路31形成微分信号再进入高速比较器AD96685BR的正相输入端，其
反相输入端由外部提供的精准电压作为比较阈值，可以由电阻分压获得，也可以由电压源提供，比较器输出的脉冲宽度就是由比较阈值决定。比较器有两相输出Q和 ，为对称的、正负相反的脉冲，它们分别通过两个相同的脉冲压缩电路，其中一路由电阻R2、R3、R4、R5,固定电容C1和可调电容C9组成，另一路由电阻R12、R13、R15、R16，固定电容C5和可调电容C10组成。压缩后的两路脉冲再分别通过放大电路提高其幅度，其中一路由宽带放大器AD8009和电阻R1、R6、R7组成，另一路由另一个宽带放大器AD8009和电阻R9、R17、R18组成。最终输出A、B两路窄脉冲。
[0040] 然后，A、B两路双极性门脉冲经过由
肖特基二极管D1、D2和电容C8、C6组成的钳位电路35，将其基准电平钳制在零点位。
[0041] 如图6所示为本发明雪崩信号提取电路电路图，VCC和VEE是由外部提供的正负双极性高压，他们分别通过限流电阻R21和R41与两门脉冲汇合，共同加载在雪崩光电二极管APD两端。
[0042] R36是取样电阻，用于将APD产生的雪崩电流转变为电压，所述第一传输线变压器电路41包括有传输线变压器T2和电阻R37，所述传输线变压器T2初级绕组并联在电阻R36两端，所述电阻R37并联在传输线变压器T2次级绕组两端后其一端接地，另一端与差分运放器5一输入端连接，将
信号传输到差分运放器5。
[0043] 所述第二传输线变压器电路42包括有用于噪声模拟的可调电容C19、电阻R26、传输线变压器T1、以及电阻R27,所述可调电容C19与电阻R26串联连接后并联在雪崩光电管电路1两端，所述传输线变压器T1初级绕组并联在电阻R26两端，所述电阻R24并联在传输线变压器T1次级绕组两端后其一端接地，另一端与差分运放器5另一输入端连接。
[0044] 如上所述，双极性高压与脉冲同时也加载在用于模拟APD容性特性的可调电容C19上，其产生的容性噪声与APD产生的非常相似，两信号同时进入差分运算放大器AD8351。
[0045] 这样一来，APD的容性噪声就和可调电容C19产生的模拟噪声相互抵消，雪崩信号就被很好的显露出来，夹杂着少量噪声的雪崩信号再通过高速比较器AD96685进行鉴别，从而得到高效的单光子计数。
[0046] 如上所述，本发明保护的是一种高速高效的单光子探测技术和APD激励模块，该模块摒弃了传统的单极性偏压的雪崩模式，采用双极性门脉冲配合双极性直流偏压来激励雪崩光电二极管，并对正负两部分雪崩信号进行探测，正负门脉冲偏压等效与在APD上加置二个门脉冲绝对幅值之和的单极偏压，有利于在较低的直流偏置电压和较高的门脉冲幅度下激励APD的单光子雪崩，从而减低暗计数和后脉冲的影响，提高探测效率和单光子探测器的工作频率。一切与本发明结构相同以及是本发明具体电路的等同变换的技术方案都认为落入本发明的保护范围内。
