技术领域
[0001] 本
发明涉及一种
电荷泵驱动电路，具体地说，是涉及一种多相位电荷泵的驱动电路。
背景技术
[0002] 电荷泵是利用电容存储
能量的
开关变换器，其中，利用开关使得电容在供电和放电状态之间切换，从而可以提升或降低供电
电压。在移动终端或便携式
电子设备中，供电电源的电压可能低于工作电压，电荷泵可以将供电电源的电压提供之后系统工作，例如，电荷泵产生的电压在3.3V至4.0V范围内，从而满足电子设备的工作需要。
[0003] 如图1所示为电荷泵的电路原理图，四个功率管管分为两个相位Φ1和Φ2分别导通，在没有负载的理想情况下，VX＝2*VY。最常见的应用是将VX作为输入电源，从而得到近似一半的
输出电压VY。类似的，如果将VY作为输入电源，那么就会得到近似两倍的输出电压VX。
[0004] 通常为了让输出纹波变小，会有多个支路，每个支路之间错开相等的相位。图2所示的是一个四相电荷泵，每个支路的相位如图3
波形所示，相隔90度相位。
[0005] 如图4所示为现有的电荷泵驱动方案，这里以多相电荷泵中的一相为例说明。在每一相电荷泵支路的四个功率管中，Q4在低边最容易驱动，通常由芯片内部的VCC供电驱动电路。难点在Q1/Q2/Q3，特别是Q1.如果电荷泵输出电压OUT比较高(高于5V),那么Q2/Q3的驱动电路可以直接从输入IN处供电，如图3的左图所示。对Q1驱动电路的供电，则需要添加一个芯片管脚和一个CBoot电容。CBoot电容在Q2/Q4导通时从IN充电，Q1/Q3导通时来为驱动电路供电。如果电荷泵输出电压OUT比较低，那么Q1/Q2/Q3都要从BT来供电，如图5所示。该驱动电路电路简单直观，特别是适用于高输出电压的单相电荷泵。
[0006] 但是，其缺点也十分显著如果VOUT电压比较低，那么Q1管得到的最大驱动电压为VIN-VOUT＝VOUT(理想情况下)，Q1管得不到足够大的驱动电压导致Q1管的导通电
阻变大，利用效率低。
[0007] 对于单相电荷泵，图4的方案外部器件很少，只需要一个芯片管脚(BT)和一个片外电容(CBoot)。但是对于多相电荷泵，由于每相电荷泵支路导通关断时间不同，所以不同相支路的片外器件不能复用。如果是四相电荷泵，就需要四个芯片管脚和四个片外电容，成本难以接受。
[0008] 同时电荷泵电路的广泛使用是因为它电压变换的高效率(通常可以达到97％以上，比普通的buck或boost要高很多)，所以高效率对电荷泵结构非常重要。通常电荷泵电路的损耗来自两方面，一个是功率管的导通损耗，另一个就是驱动功率管开关的损耗。在低VOUT应用下，图3方案导致Q1导通损耗增加,更致命的是，为了支持低VOUT应用，Q1/Q2/Q3的驱动电路都是由CBoot供电。由图4的原理可知，CBoot的
电流来自于Q2/Q4导通时输入IN的充电。所以这部分热损耗为P_loss_gatedrive＝Q_charge_q1q2q3*VIN。
[0009] 并且CBoot电容的刷新(从IN充电)完全与功率管的开关绑定在一起。如果电荷泵工作在轻载降频时(负载很小，为了减小
开关损耗，需要降低电荷泵的开关损耗)，功率管开关
频率能够下降的最低频率将由CBoot电容的刷新限制住(驱动电路一直在耗电，所以需要定时刷新以补充电荷)。更不用说，如果需要将电荷泵工作在Q1/Q2常导通，Q3/Q4常关断的直传开关模式时，CBoot电容完全不能够刷新，导致Q1/Q2没有办法驱动，不得不还要另外再搞一个电荷泵来驱动Q1/Q2。
发明内容
[0010] 本发明的目的在于提供一种多相位电荷泵的驱动电路，主要解决现有电荷泵驱动电路需要太多的外部器件，且对于需要支持低VOUT的电荷泵，Q1/Q2/Q3的驱动损耗太大，轻载降频的最低频率被CBoot刷新频率限制住，不支持直传开关模式的问题。
[0011] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
[0012] 一种多相位电荷泵的驱动电路，包括每个单相位电荷泵芯片中的NMOS管Q1、Q2、Q3的栅极G对应相连的钳压电路A1、A2、A3，每个单相位电荷泵芯片中与NMOS管Q4相连的输入
缓冲器BUF4，与钳压电路A1、A2、A3均相连的Vhighest电压产生电路，以及与Vhighest电压产生电路和NMOS管Q1的漏极D均相连的线性稳压电路；其中，输入缓冲器BUF4的输出端与NMOS管Q4的栅极G相连，输入缓冲器BUF4的负相输入端与NMOS管Q4的源极S相连。
[0013] 进一步地，所述Vhighest电压产生电路包括一端与电荷泵芯片的GND_PAD引脚相连另一端与电荷泵芯片的CDRVL_PAD引脚相连的MOS管开关S1，一端与电荷泵芯片的CDRVL_PAD引脚相连另一端与电荷泵芯片的CDRVH_PAD引脚相连的电容C1，一端与电荷泵芯片的CDRVH_PAD引脚相连另一端与线性稳压电路相连的MOS管开关S2，一端与电荷泵芯片的CDRVH_PAD引脚相连另一端与钳压电路A1、A2、A3均相连的MOS管开关S3，一端与MOS管开关S3和钳压电路A1、A2、A3均相连且另一端与电荷泵芯片的PMID_PAD引脚相连的电容C2，以及一端与电荷泵芯片的PMID_PAD引脚相连且另一端与电荷泵芯片的CDRVL_PAD引脚和MOS管开关S1均相连的MOS管开关S4。
[0014] 进一步地，所述线性稳压电路包括线性稳压器LDO，以及均与线性稳压器相连的开关K1、K2、K3；其中，开关K1的另一端与MOS管开关S2的另一端和输入缓冲器BUF4的正相输入端相连，开关K2的的另一端与电荷泵芯片的PMID_PAD引脚和NMOS管Q1的漏极D相连，开关K3的另一端与电荷泵芯片的OUT_PAD引脚相连。
[0015] 进一步地，所述钳压电路A1包括漏极D与MOS管开关S3和电容C2均相连的NMOS钳压管Q_clamp1，正极与NMOS钳压管Q_clamp1的栅极G相连的寄生
二极管D1，以及正相输入端与NMOS钳压管Q_clamp1的源极S相连且负相输入端与二极管D1的负极相连的输入缓冲器BUF1；其中，输入缓冲器BUF1的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q1的栅极G相连。
[0016] 进一步地，所述钳压电路A2、钳压电路A3与钳压电路A1的电路结构相同；其中，输入缓冲器BUF2、BUF3的输出端分别对应与电荷泵芯片上的NMOS管Q2、Q3的栅极G相连。
[0017] 与
现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0018] (1)本发明通过Vhighest电压产生电路产生一个PMID+VCC的最高电压Vhighest，利用这个最高电压Vhighest驱动NMOS管Q1、Q2、Q3。由于Vhighest的刷新频率独立于功率管的开关，所以多相电荷泵可以共用一个Vhighest电压，所以再多相的电荷泵都只需要一个片外电容和两个芯片管脚，大大降低电荷泵驱动电路的片外电容和芯片管脚的使用数量，节约成本。
[0019] (2)本发明中VCC电压不由VOUT决定，那么低VOUT电压时，Q1的驱动电压为VCC，仍然可以有足够高的驱动电压让其的导通
电阻最小，降低了导通损耗。同时VCC的电压完全可以由芯片外部提供，以确保自己产生的热量小。
[0020] (3)本发明的VCC也可以由电荷泵的VOUT供电。当VCC由电荷泵的VOUT供电时，产生的功率管驱动热损耗为P_loss_gatedrive＝Q_charge_q1q2q3*VOUT。由于稳态时VOUT电压为VIN电压的一半，所以这部分热损耗仅为现有方案的一半。当VOUT很低时，VCC可以再切换到由PMID供电，以确保VCC足够高，使Q1管始终有足够高的驱动电压。
[0021] (4)本发明由于Vhighest电压的产生与功率管的开关完全独立。所以当负载很轻时，可以让功率管工作在极低的频率下，Vhighest可以按能够维持CBoot电容电压所需的频率刷新。如果功率管完全不开关，工作在直传开关模式时，新方案也完全支持。
附图说明
[0022] 图1为电荷泵的电路示意图。
[0023] 图2为现有四相电荷泵的驱动电路的电路原理图。
[0024] 图3为图2中四相电荷泵每个支路的相位波形图。
[0025] 图4为图2中输出电压OUT较高时四相电荷泵中的一相电荷泵的驱动电路示意图。
[0026] 图5为图2中输出电压OUT较低时四相电荷泵中的一相电荷泵的驱动电路示意图。
[0027] 图6为本发明的电路结构示意图。
具体实施方式
[0028] 下面结合附图说明和
实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。
[0029] 实施例
[0030] 如图6所示，本发明公开的一种多相位电荷泵的驱动电路，包括每个单相位电荷泵芯片中的NMOS管Q1、Q2、Q3的栅极G对应相连的钳压电路A1、A2、A3，每个单相位电荷泵芯片中与NMOS管Q4相连的输入缓冲器BUF4，与钳压电路A1、A2、A3均相连的Vhighest电压产生电路，以及与Vhighest电压产生电路和NMOS管Q1的漏极D均相连的线性稳压电路；其中，输入缓冲器BUF4的输出端与NMOS管Q4的栅极G相连，输入缓冲器BUF4的负相输入端与NMOS管Q4的源极S相连。
[0031] 本发明所示的电路中需要额外一个片外电容和两个芯片管脚，产生一个PMID+VCC的最高电压Vhighest，利用这个最高电压Vhighest驱动NMOS管Q1、Q2、Q3。由于Vhighest的刷新频率独立于功率管的开关，所以多相电荷泵可以共用一个Vhighest电压，所以再多相的电荷泵都只需要一个片外电容和两个芯片管脚。本发明所述Vhighest电压产生电路包括一端与电荷泵芯片的GND_PAD引脚相连另一端与电荷泵芯片的CDRVL_PAD引脚相连的MOS管开关S1，一端与电荷泵芯片的CDRVL_PAD引脚相连另一端与电荷泵芯片的CDRVH_PAD引脚相连的电容C1，一端与电荷泵芯片的CDRVH_PAD引脚相连另一端与线性稳压电路相连的MOS管开关S2，一端与电荷泵芯片的CDRVH_PAD引脚相连另一端与钳压电路A1、A2、A3均相连的MOS管开关S3，一端与MOS管开关S3和钳压电路A1、A2、A3均相连且另一端与电荷泵芯片的PMID_PAD引脚相连的电容C2，以及一端与电荷泵芯片的PMID_PAD引脚相连且另一端与电荷泵芯片的CDRVL_PAD引脚和MOS管开关S1均相连的MOS管开关S4。
[0032] 所述线性稳压电路包括线性稳压器LDO，以及均与线性稳压器相连的开关K1、K2、K3；其中，开关K1的另一端与MOS管开关S2的另一端和输入缓冲器BUF4的正相输入端相连，开关K2的的另一端与电荷泵芯片的PMID_PAD引脚和NMOS管Q1的漏极D相连，开关K3的另一端与电荷泵芯片的OUT_PAD引脚相连。
[0033] 所述钳压电路A1包括漏极D与MOS管开关S3和电容C2均相连的NMOS钳压管Q_clamp1，正极与NMOS钳压管Q_clamp1的栅极G相连的寄生二极管D1，以及正相输入端与NMOS钳压管Q_clamp1的源极S相连且负相输入端与二极管D1的负极相连的输入缓冲器BUF1；其中，输入缓冲器BUF1的输出端与电荷泵芯片上的NMOS管Q1的栅极G相连。并且所述钳压电路A2、钳压电路A3与钳压电路A1的电路结构相同；其中，输入缓冲器BUF2、BUF3的输出端分别对应与电荷泵芯片上的NMOS管Q2、Q3的栅极G相连。
[0034] 本发明通过Vhighest电压产生电路产生一个PMID+VCC的最高电压Vhighest，利用这个最高电压Vhighest驱动NMOS管Q1、Q2、Q3。此外，VCC也可以由电荷泵的VOUT供电。当VCC由电荷泵的VOUT供电时，产生的功率管驱动热损耗为P_loss_gatedrive＝Q_charge_q1q2q3*VOUT。由于稳态时VOUT电压为VIN电压的一半，所以这部分热损耗仅为现有方案的一半。当VOUT很低时，VCC可以再切换到由PMID供电，以确保VCC足够高，Q1管始终有足够高的驱动电压。由于Vhighest的刷新频率独立于功率管的开关，所以多相电荷泵可以共用一个Vhighest电压，所以再多相的电荷泵都只需要一个片外电容和两个芯片管脚。大大降低电荷泵驱动电路的片外电容和芯片管脚的使用数量，节约成本。同时，如果VCC电压不由VOUT决定，那么低VOUT电压时，Q1的驱动电压为VCC，仍然可以有足够高的驱动电压让其的导通电阻最小，降低了导通损耗。并且，由于Vhighest电压的产生与功率管的开关完全独立。所以当负载很轻时，可以让功率管工作在极低的频率下，Vhighest可以按能够维持CBoot电容电压所需的频率刷新。如果功率管完全不开关，本发明也完全支持工作在直传开关模式。因此，本发明具有突出的实质性特点和显著的进步。
[0035] 上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。
