一种升压式直流变换器
阅读：413发布：2024-02-11
专利汇可以提供一种升压式直流变换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 属于直流电变换领域，提供了一种升压式直流变换器。本发明通过采用包括主电感L1、储能电容Cr、主 开关 管、 二极管 D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模 块 以及滤波电容的升压式直流变换器，其对负载的直流电 输出 电压 由 开关 控制器 调整主开关管的开关占空比决定，主开关管与辅助开关管在 开关控制器 的控制下交替导通以达到 软开关 的目的，进而减少 电磁干扰 的产生，而主开关管在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，从而实现了 零电压开关 ，同时还减小了 开关损耗 并提升了直流电转换效率。，下面是一种升压式直流变换器专利的具体信息内容。
1.一种升压式直流变换器，与直流电源及开关控制器连接，其特征在于，所述升压式直流变换器包括：
主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容C1；
所述主电感L1的第一端与所述辅助开关管的高电位端共接于所述直流电源的正输出端，所述主电感L1的第二端与所述储能电容Cr的第一端共接于所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助开关管的低电位端与所述主开关管的高电位端共接于所述储能电容Cr的第二端，所述开关辅助与续流模块的输出端与所述滤波电容C1的第一端共接于负载的正电源端，所述主开关管的低电位端与所述滤波电容C1的第二端均连接所述直流电源的负输出端和所述负载的负电源端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
2.如权利要求1所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述升压式直流变换器还包括滤波电容C2，所述滤波电容C2的第一端和第二端分别连接所述主电感L1的第一端和所述滤波电容C1的第一端。
3.如权利要求1或2所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述辅助电感Lr的第一端作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助电感Lr的第二端连接所述二极管D3的阳极，所述二极管D3的阴极为所述开关辅助与续流模块的输出端。
4.如权利要求1或2所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述二极管D3的阳极作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述二极管D3的阴极连接所述辅助电感Lr的第一端，所述辅助电感Lr的第二端作为所述开关辅助与续流模块的输出端。
5.一种升压式直流变换器，其与直流电源及开关控制器连接，其特征在于，所述升压式直流变换器包括：
主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块、滤波电容C1以及滤波电容C2；
所述主电感L1的第一端与所述辅助开关管的高电位端、所述滤波电容C1的第一端以及所述滤波电容C2的第一端共接于所述直流电源的正输出端，所述主电感L1的第二端与所述储能电容Cr的第一端共接于所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助开关管的低电位端与所述主开关管的高电位端共接于所述储能电容Cr的第二端，所述开关辅助与续流模块的输出端与所述滤波电容C2的第二端共接于负载的正电源端，所述主开关管的低电位端与所述滤波电容C1的第二端均连接所述直流电源的负输出端和所述负载的负电源端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
6.如权利要求5所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述辅助电感Lr的第一端作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助电感Lr的第二端连接所述二极管D3的阳极，所述二极管D3的阴极为所述开关辅助与续流模块的输出端。
7.如权利要求5所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述二极管D3的阳极作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述二极管D3的阴极连接所述辅助电感Lr的第一端，所述辅助电感Lr的第二端作为所述开关辅助与续流模块的输出端。
8.一种升压式直流变换器，其与直流电源及开关控制器连接，其特征在于，所述升压式直流变换器包括：
主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容C1；
所述主电感L1的第一端与所述辅助开关管的高电位端共接于所述直流电源的正输出端，所述主电感L1的第二端与所述储能电容Cr的第一端及所述滤波电容C1的第一端共接于负载的正电源端，所述辅助开关管的低电位端与所述主开关管的高电位端共接于所述储能电容Cr的第二端，所述开关辅助与续流模块的输入端与所述滤波电容C1的第二端共接于所述负载的负电源端，所述主开关管的低电位端与所述开关辅助与续流模块的输出端共接于所述直流电源的负输出端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
9.如权利要求8所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述升压式直流变换器还包括滤波电容C2，所述滤波电容C2的第一端和第二端分别连接所述主电感L1的第一端和所述滤波电容C1的第一端。
10.如权利要求8或9所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述辅助电感Lr的第一端作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助电感Lr的第二端连接所述二极管D3的阳极，所述二极管D3的阴极为所述开关辅助与续流模块的输出端。
11.如权利要求8或9所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述二极管D3的阳极作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述二极管D3的阴极连接所述辅助电感Lr的第一端，所述辅助电感Lr的第二端作为所述开关辅助与续流模块的输出端。
12.一种升压式直流变换器，其与直流电源及开关控制器连接，其特征在于，所述升压式直流变换器包括：
主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容C1；
所述主开关管的高电位端与所述滤波电容C1的第一端共接于负载的正电源端，所述滤波电容C1的第二端与所述开关辅助与续流模块的输入端共接于所述负载的负电源端，所述开关辅助与续流模块的输出端与所述主电感L1的第一端共接于所述储能电容Cr的第一端，所述主电感L1的第二端与所述辅助开关管的低电位端共接于所述直流电源的负输出端，所述辅助开关管的高电位端与所述主开关管的低电位端共接于储能电容Cr的第二端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
13.如权利要求12所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述辅助电感Lr的第一端作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助电感Lr的第二端连接所述二极管D3的阳极，所述二极管D3的阴极为所述开关辅助与续流模块的输出端。
14.如权利要求12所述的升压式直流变换器，其特征在于，所述开关辅助与续流模块包括辅助电感Lr和二极管D3，所述二极管D3的阳极作为所述开关辅助与续流模块的输入端，所述二极管D3的阴极连接所述辅助电感Lr的第一端，所述辅助电感Lr的第二端作为所述开关辅助与续流模块的输出端。
一种升压式直流变换器
技术领域
[0001] 本发明属于直流电变换领域，尤其涉及一种升压式直流变换器。
背景技术
[0002] 目前，现有的直流变换器常采用非隔离式升压电路拓扑实现升压式直流变换，升压电路在对直流电进行电压变换的过程中是通过硬开关方式对其中的器件进行控制的，这虽然能够达到直流变换的目的，但由于硬开关方式的开关损耗较大，会影响直流电转换效率，且同时还会产生电磁干扰。因此，现有的非隔离式升压电路拓扑存在直流电转换效率低且容易产生电磁干扰的问题。
发明内容
[0003] 本发明的目的在于提供一种升压式直流变换器，旨在解决现有的非隔离式升压电路拓扑所存在的直流电转换效率低且容易产生电磁干扰的问题。
[0006] 所述主电感L1的第一端与所述辅助开关管的高电位端共接于所述直流电源的正输出端，所述主电感L1的第二端与所述储能电容Cr的第一端共接于所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助开关管的低电位端与所述主开关管的高电位端共接于所述储能电容Cr的第二端，所述开关辅助与续流模块的输出端与所述滤波电容C1的第一端共接于负载的正电源端，所述主开关管的低电位端与所述滤波电容C1的第二端均连接所述直流电源的负输出端和所述负载的负电源端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
[0007] 所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
[0008] 本发明还提供了另一种升压式直流变换器，其与直流电源及开关控制器连接，所述升压式直流变换器包括：
[0009] 主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块、滤波电容C1以及滤波电容C2；
[0010] 所述主电感L1的第一端与所述辅助开关管的高电位端、所述滤波电容C1的第一端以及所述滤波电容C2的第一端共接于所述直流电源的正输出端，所述主电感L1的第二端与所述储能电容Cr的第一端共接于所述开关辅助与续流模块的输入端，所述辅助开关管的低电位端与所述主开关管的高电位端共接于所述储能电容Cr的第二端，所述开关辅助与续流模块的输出端与所述滤波电容C2的第二端共接于负载的正电源端，所述主开关管的低电位端与所述滤波电容C1的第二端均连接所述直流电源的负输出端和所述负载的负电源端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
[0011] 所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
[0012] 本发明还提供了又一种升压式直流变换器，其与直流电源及开关控制器连接，所述升压式直流变换器包括：
[0013] 主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容C1；
[0014] 所述主电感L1的第一端与所述辅助开关管的高电位端共接于所述直流电源的正输出端，所述主电感L1的第二端与所述储能电容Cr的第一端及所述滤波电容C1的第一端共接于负载的正电源端，所述辅助开关管的低电位端与所述主开关管的高电位端共接于所述储能电容Cr的第二端，所述开关辅助与续流模块的输入端与所述滤波电容C1的第二端共接于所述负载的负电源端，所述主开关管的低电位端与所述开关辅助与续流模块的输出端共接于所述直流电源的负输出端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
[0015] 所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
[0016] 本发明还提供了再一种升压式直流变换器，其与直流电源及开关控制器连接，所述升压式直流变换器包括：
[0017] 主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容C1；
[0018] 所述主开关管的高电位端与所述滤波电容C1的第一端共接于负载的正电源端，所述滤波电容C1的第二端与所述开关辅助与续流模块的输入端共接于所述负载的负电源端，所述开关辅助与续流模块的输出端与所述主电感L1的第一端共接于所述储能电容Cr的第一端，所述主电感L1的第二端与所述辅助开关管的低电位端共接于所述直流电源的负输出端，所述辅助开关管的高电位端与所述主开关管的低电位端共接于储能电容Cr的第二端，所述二极管D1的阳极和阴极分别连接所述主开关管的低电位端和高电位端，所述二极管D2的阳极和阴极分别连接所述辅助开关管的低电位端和高电位端，所述主开关管的控制端和所述辅助开关管的控制端均连接所述开关控制器；
[0019] 所述主开关管与所述辅助开关管在所述开关控制器的控制下交替导通以控制所述主电感L1和所述储能电容Cr的充放电操作，所述主开关管在所述二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，所述辅助开关管在所述二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，所述开关控制器调整所述主开关管的开关占空比以调整向所述负载输出的直流电的电压。
[0020] 本发明通过采用包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容的升压式直流变换器，其对负载的直流电输出电压由开关控制器调整主开关管的开关占空比决定，主开关管与辅助开关管在开关控制器的控制下交替导通以达到软开关的目的，进而减少电磁干扰的产生，而主开关管在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，从而实现了零电压开关，同时还减小了开关损耗并提升了直流电转换效率，解决了现有的非隔离式升压电路拓扑所存在的直流电转换效率低且容易产生电磁干扰的问题。附图说明
[0021] 图1是本发明第一实施例提供的升压式直流变换器的结构示意图；
[0022] 图2是本发明第一实施例提供的升压式直流变换器的另一结构示意图；
[0023] 图3是本发明第一实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0024] 图4是本发明第一实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0025] 图5是本发明第一实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0026] 图6是本发明第一实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0028] 图8是本发明第二实施例提供的升压式直流变换器的结构示意图；
[0029] 图9是本发明第二实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0030] 图10是本发明第二实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0031] 图11是本发明第二实施例提供的升压式直流变换器所涉及的电流电压波形图；
[0032] 图12是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器的结构示意图；
[0033] 图13是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器的另一结构示意图；
[0034] 图14是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0035] 图15是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0036] 图16是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0037] 图17是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0038] 图18是本发明第三实施例提供的升压式直流变换器所涉及的电流电压波形图；
[0039] 图19是本发明第四实施例提供的升压式直流变换器的结构示意图；
[0040] 图20是本发明第四实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0041] 图21是本发明第四实施例提供的升压式直流变换器的示例电路结构图；
[0042] 图22是本发明第四实施例提供的升压式直流变换器所涉及的电流电压波形图。
具体实施方式
[0043] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0044] 本发明实施例通过采用包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容的升压式直流变换器，其对负载的直流电输出电压由开关控制器调整主开关管的开关占空比决定，主开关管与辅助开关管在开关控制器的控制下交替导通以达到软开关的目的，进而减少电磁干扰的产生，而主开关管在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，从而实现了零电压开关，同时还减小了开关损耗并提升了直流电转换效率。
[0045] 以下结合具体实施例对上述的升压式直流变换器进行详细说明：
[0046] 实施例一：
[0047] 如图1所示，本发明第一实施例所提供的升压式直流变换器100与直流电源200及开关控制器300连接，升压式直流变换器100包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管101、二极管D1、辅助开关管102、二极管D2、开关辅助与续流模块103以及滤波电容C1。
[0048] 主电感L1的第一端与辅助开关管的高电位端共接于直流电源200的正输出端+，主电感L1的第二端与储能电容Cr的第一端共接于开关辅助与续流模块103的输入端，辅助开关管102的低电位端与主开关管101的高电位端共接于储能电容Cr的第二端，开关辅助与续流模块103的输出端与滤波电容C1的第一端共接于负载400的正电源端+，主开关管101的低电位端与滤波电容C1的第二端均连接直流电源200的负输出端-和负载400的负电源端-，二极管D1的阳极和阴极分别连接主开关管101的低电位端和高电位端，二极管D2的阳极和阴极分别连接辅助开关管102的低电位端和高电位端，主开关管101的控制端和辅助开关管102的控制端均连接开关控制器300。
[0049] 主开关管101与辅助开关管102在开关控制器300的控制下交替导通以控制主电感L1和储能电容Cr的充放电操作，主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，开关控制器300调整主开关管101的开关占空比以调整向负载400输出的直流电的电压。
[0050] 其中，开关控制器300可以是常用的脉冲调制器，其输出脉冲信号控制主开关管101和辅助开关管102的通断；本实施例通过滤波电容C1在升压式直流变换器100的输出端（即负载400的正电源端+）实现滤波功能。
[0051] 基于图1所示的升压式直流变换器100，为了进一步提升滤波效果，如图2所示，升压式直流变换器100还可进一步包括滤波电容C2，滤波电容C2的第一端和第二端分别连接主电感L1的第一端和滤波电容C1的第一端。
[0052] 对于图1或图2所示的升压式直流变换器100，开关辅助与续流模块103内部包括辅助电感Lr和二极管D3，辅助电感Lr和二极管D3串联连接。主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，此时电容Cr与辅助电感Lr谐振时在电容Cr上产生的谐振电压为零，所以主开关管101达到了零电压开关（即ZVS，Zero Voltage Switch）状态。同理，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通以达到零电压开关状态。此外，为了提升谐振效果并更好地达到零电压开关状态，还可以在主开关管101和/或辅助开关管102的两端并联谐振电容。
[0053] 进一步地，图3和图4分别对应图1和图2，如图3和图4所示，开关辅助与续流模块103中的辅助电感Lr和二极管D3之间的具体连接关系如下：
[0054] 辅助电感Lr的第一端作为开关辅助与续流模块103的输入端，辅助电感Lr的第二端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0055] 另外，图5和图6分别对应图1和图2，如图5和图6所示，开关辅助与续流模块103中的二极管D3和辅助电感Lr的连接关系可变换为：
[0056] 二极管D3的阳极作为开关辅助与续流模块103的输入端，二极管D3的阴极连接辅助电感Lr的第一端，辅助电感Lr的第二端作为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0058] 进一步地，在上述的升压式直流变换器100中，主开关管101和辅助开关管102可以为MOS管、BJT（Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管）或IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等全控半导体开关器件。当主开关管101和辅助开关管102为MOS管时，二极管D1和二极管D2还可以是MOS管的寄生二极管，例如，当主开关管101为NMOS管Q1，辅助开关管102为NMOS管Q2时，NMOS管Q1的漏极、源极及栅极分别为主开关管101的高电位端、低电位端及控制端，NMOS管Q2的漏极、源极及栅极分别为辅助开关管102的高电位端、低电位端及控制端，二极管D1和二极管D2可以分别是NMOS管Q1和NMOS管Q2的寄生二极管。
[0059] 由于图3、图4、图5及图6所示的升压式直流变换器100的工作原理相同，所以以下结合工作原理对图3所示的升压式直流变换器100作进一步说明：
[0060] 在升压式直流变换器100上电时，从以下步骤1开始顺序工作，工作过程如下：
[0061] 1、当主开关管101导通时，主电感L1和储能电容Cr开始充电；
[0062] 2、当主开关管101关断时，由于辅助电感Lr在主开关管101导通时并没有储能，所以此时主电感L1输出的直流电无法通过辅助电感Lr，则主电感L1通过二极管D2续流并继续对储能电容Cr进行充电；
[0063] 3、当辅助开关管102导通时，由于二极管D2在主开关管101关断时已经正向导通，所以此时直流电源200的正输出端+所输出直流电通过辅助开关管102流至储能电容Cr的第二端，则辅助开关管102在二极管D2正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了上述的零电压开关状态；
[0064] 4、在辅助开关管102继续导通过程中，相对于二极管D2而言，通过辅助开关管102的直流电的流向是反向的，所以在此过程中会驱使主电感L1和储能电容Cr同时通过辅助电感Lr和二极管D3对负载400放电；
[0065] 5、当辅助开关管102关断时，由于在辅助开关管102导通过程中，通过辅助电感Lr的电流是大于通过主电感L1的电流的，所以这种电流大小关系延续至此时会使辅助电感Lr通过二极管D1续流并同时对负载400进行放电；
[0066] 6、当主开关管101导通时，由于二极管D1在辅助开关管102关断时因续流而正向导通，而此时通过主开关管101的直流电则是从主电感L1通过储能电容Cr输出的，所以主开关管101在二极管D1正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了零电压开关状态；
[0067] 之后升压式直流变换器100又再回到步骤1开始循环工作，交替地使主开关管101和辅助开关管102导通并实现零电压开关，减少了开关损耗，并提升直流电转换效率，且上述控制主开关管101和辅助开关管102的交替通断是属于软开关控制状态，能够有效地减少电磁干扰；另外，在上述步骤4中，主电感L1和储能电容Cr同时释放电能为负载400供电的过程对主电感L1的体积要求明显降低，这样有助于在实际应用中使主电感L1的体积减小，有利于电路的小型化设计。
[0068] 在上述工作过程中，升压式直流变换器100的输入电压Vin（即直流电源200的正输出端+与负输出端-之间的电压）与输出电压Vout（即负载400的正电源端+与负电源端-之间的电压）的关系如下式所示：
[0069] Vout=Vin*(1+D)
[0070] 其中，D为主开关管101的开关占空比，通过开关控制器300调整D即可调整输出电压Vout（即主电感L1和储能电容Cr通过辅助电感Lr和二极管D3向负载400所输出的直流电的电压）。
[0071] 由于主开关管101与辅助开关管102之间是互补驱动的，两者在通断切换过程中会存在死区时间（例如主开关管101关断与辅助开关管102导通之间的时间），这个死区时间很短，此时主开关管101控制端的控制脉冲波形S1、辅助开关管102控制端的控制脉冲波形S2、流过主电感L1的电流波形IL1、辅助电感Lr的电流波形Iout、主开关管101的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS101、主开关管101的电流波形I101、辅助开关管102的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS102、辅助开关管102的电流波形I102以及升压式直流变换器100的输入电流波形Iin（即直流电源200的正输出端+的输出电流波形）如图7所示，其中，t0与t1之间的时间即为死区时间，t2与t3之间的时间也是死区时间。
[0072] 此外，如果需要使上述的升压式直流变换器100实现同步整流，则需要将二极管D3替换为同步整流开关管（其可为MOS管或其他具备开关特性的有源半导体器件），并由开关控制器300对该同步整流开关管和辅助开关管102进行同相驱动以实现同步整流的目的。
[0073] 实施例二：
[0074] 如图8所示，本发明第二实施例提供的升压式直流变换器100与直流电源200及开关控制器300连接，升压式直流变换器100包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管101、二极管D1、辅助开关管102、二极管D2、开关辅助与续流模块103、滤波电容C1以及滤波电容C2。
[0075] 主电感L1的第一端与辅助开关管102的高电位端、滤波电容C1的第一端以及滤波电容C2的第一端共接于直流电源200的正输出端+，主电感L1的第二端与储能电容Cr的第一端共接于开关辅助与续流模块103的输入端，辅助开关管102的低电位端与主开关管101的高电位端共接于储能电容Cr的第二端，开关辅助与续流模块103的输出端与滤波电容C2的第二端共接于负载400的正电源端+，主开关管101的低电位端与滤波电容C1的第二端均连接直流电源200的负输出端-和负载400的负电源端-，二极管D1的阳极和阴极分别连接主开关管101的低电位端和高电位端，二极管D2的阳极和阴极分别连接辅助开关管102的低电位端和高电位端，主开关管101的控制端和辅助开关管102的控制端均连接开关控制器300。
[0076] 主开关管101与辅助开关管102在开关控制器300的控制下交替导通以控制主电感L1和储能电容Cr的充放电操作，主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，开关控制器300调整主开关管101的开关占空比以调整向负载400输出的直流电的电压。
[0077] 其中，开关控制器300可以是常用的脉冲调制器，其输出脉冲信号控制主开关管101和辅助开关管102的通断；此外，相对于本发明第一实施例在升压式直流变换器的输出端实现滤波的方式，本实施例通过滤波电容C1和滤波电容C2结合在一起对升压式直流变换器100的输入端（即直流电源200的正输出端+）实现滤波功能。
[0078] 对于上述的升压式直流变换器100，开关辅助与续流模块103内部包括辅助电感Lr和二极管D3，辅助电感Lr和二极管D3串联连接。主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，此时电容Cr与辅助电感Lr谐振时在电容Cr上产生的谐振电压为零，所以主开关管101达到了零电压开关状态。同理，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通以达到零电压开关状态。此外，为了提升谐振效果并更好地达到零电压开关状态，还可以在主开关管101和/或辅助开关管102的两端并联谐振电容。
[0079] 进一步地，如图9所示，开关辅助与续流模块103中的辅助电感Lr和二极管D3之间的具体连接关系如下：
[0080] 辅助电感Lr的第一端作为开关辅助与续流模块103的输入端，辅助电感Lr的第二端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0081] 另外，如图10所示，开关辅助与续流模块103中的二极管D3和辅助电感Lr的连接关系可变换为：
[0082] 二极管D3的阳极作为开关辅助与续流模块103的输入端，二极管D3的阴极连接辅助电感Lr的第一端，辅助电感Lr的第二端作为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0083] 在本发明其他实施例中，二极管D3可以由MOS管的寄生二极管替代实现，或者由有源半导体器件（如MOS管）实现二极管功能以达到替代的目的。
[0084] 进一步地，在上述的升压式直流变换器100中，主开关管101和辅助开关管102可以为MOS管、BJT（Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管）或IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等全控半导体开关器件。当主开关管101和辅助开关管102为MOS管时，二极管D1和二极管D2还可以是MOS管的寄生二极管，例如，当主开关管101为NMOS管Q1，辅助开关管102为NMOS管Q2时，NMOS管Q1的漏极、源极及栅极分别为主开关管101的高电位端、低电位端及控制端，NMOS管Q2的漏极、源极及栅极分别为辅助开关管102的高电位端、低电位端及控制端，二极管D1和二极管D2可以分别是NMOS管Q1和NMOS管Q2的寄生二极管。
[0085] 由于图9及图10所示的升压式直流变换器100的工作原理相同，所以以下结合工作原理对图9所示的升压式直流变换器100作进一步说明：
[0086] 在升压式直流变换器100上电时，从以下步骤1开始顺序工作，工作过程如下：
[0087] 1、当主开关管101导通时，主电感L1和储能电容Cr开始充电；
[0088] 2、当主开关管101关断时，由于辅助电感Lr在主开关管101导通时并没有储能，所以此时主电感L1输出的直流电无法通过辅助电感Lr，则主电感L1通过二极管D2续流并继续对储能电容Cr进行充电；
[0089] 3、当辅助开关管102导通时，由于二极管D2在主开关管101关断时已经正向导通，所以此时直流电源200的正输出端+所输出直流电通过辅助开关管102流至储能电容Cr的第二端，则辅助开关管102在二极管D2正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了上述的零电压开关状态；
[0090] 4、在辅助开关管102继续导通过程中，相对于二极管D2而言，通过辅助开关管102的直流电的流向是反向的，所以在此过程中会驱使主电感L1和储能电容Cr同时通过辅助电感Lr和二极管D3对负载400放电；
[0091] 5、当辅助开关管102关断时，由于在辅助开关管102导通过程中，通过辅助电感Lr的电流是大于通过主电感L1的电流的，所以这种电流大小关系延续至此时会使辅助电感Lr通过二极管D1续流并同时对负载400进行放电；
[0092] 6、当主开关管101导通时，由于二极管D1在辅助开关管102关断时因续流而正向导通，而此时通过主开关管101的直流电则是从主电感L1通过储能电容Cr输出的，所以主开关管101在二极管D1正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了零电压开关状态；
[0093] 之后升压式直流变换器100又再回到步骤1开始循环工作，交替地使主开关管101和辅助开关管102导通并实现零电压开关，减少了开关损耗，并提升直流电转换效率，且上述控制主开关管101和辅助开关管102的交替通断是属于软开关控制状态，能够有效地减少电磁干扰；另外，在上述步骤4中，主电感L1和储能电容Cr同时释放电能为负载400供电的过程对主电感L1的体积要求明显降低，这样有助于在实际应用中使主电感L1的体积减小，有利于电路的小型化设计。
[0094] 在上述工作过程中，升压式直流变换器100的输入电压Vin（即直流电源200的正输出端+与负输出端-之间的电压）与输出电压Vout（即负载400的正电源端+与负电源端-之间的电压）的关系如下式所示：
[0095] Vout=Vin*(1+D)
[0096] 其中，D为主开关管101的开关占空比，通过开关控制器300调整D即可调整输出电压Vout（即主电感L1和储能电容Cr通过辅助电感Lr和二极管D3向负载400所输出的直流电的电压）。
[0097] 由于主开关管101与辅助开关管102之间是互补驱动的，两者在通断切换过程中会存在死区时间（例如主开关管101关断与辅助开关管102导通之间的时间），这个死区时间很短，此时主开关管101控制端的控制脉冲波形S1、辅助开关管102控制端的控制脉冲波形S2、流过主电感L1的电流波形IL1、辅助电感Lr的电流波形Iout、主开关管101的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS101、主开关管101的电流波形I101、辅助开关管102的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS102、辅助开关管102的电流波形I102以及升压式直流变换器100的输入电流波形Iin（即直流电源200的正输出端+的输出电流波形）如图11所示，其中，t0与t1之间的时间即为死区时间，t2与t3之间的时间也是死区时间。
[0098] 此外，如果需要使上述的升压式直流变换器100实现同步整流，则需要将二极管D3替换为同步整流开关管（其可为MOS管或其他具备开关特性的有源半导体器件），并由开关控制器300对该同步整流开关管和辅助开关管102进行同相驱动以实现同步整流的目的。
[0099] 实施例三：
[0100] 如图12所示，本发明第三实施例提供的升压式直流变换器100与直流电源200及开关控制器300连接，升压式直流变换器100包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管101、二极管D1、辅助开关管102、二极管D2、开关辅助与续流模块103以及滤波电容C1。
[0101] 主电感L1的第一端与辅助开关管102的高电位端共接于直流电源200的正输出端+，主电感L1的第二端与储能电容Cr的第一端及滤波电容C1的第一端共接于负载400的正电源端+，辅助开关管102的低电位端与主开关管101的高电位端共接于储能电容Cr的第二端，开关辅助与续流模块103的输入端与滤波电容C1的第二端共接于负载400的负电源端-，主开关管101的低电位端与开关辅助与续流模块103的输出端共接于直流电源200的负输出端，二极管D1的阳极和阴极分别连接主开关管101的低电位端和高电位端，二极管D2的阳极和阴极分别连接辅助开关管102的低电位端和高电位端，主开关管101的控制端和辅助开关管102的控制端均连接开关控制器300。
[0102] 主开关管101与辅助开关管102在开关控制器300的控制下交替导通以控制主电感L1和储能电容Cr的充放电操作，主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，开关控制器300调整主开关管101的开关占空比以调整向负载400输出的直流电的电压。
[0103] 其中，开关控制器300可以是常用的脉冲调制器，其输出脉冲信号控制主开关管101和辅助开关管102的通断；本实施例通过滤波电容C1在升压式直流变换器100的输出端（即负载400的正电源端+）实现滤波功能。
[0104] 基于图12所示的升压式直流变换器100，为了进一步提升滤波效果，如图13所示，升压式直流变换器100还可进一步包括滤波电容C2，滤波电容C2的第一端和第二端分别连接主电感L1的第一端和滤波电容C1的第一端。
[0105] 对于图12或图13所示的升压式直流变换器100，开关辅助与续流模块103内部包括辅助电感Lr和二极管D3，辅助电感Lr和二极管D3串联连接。主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，此时储能电容Cr与辅助电感Lr谐振时在储能电容Cr上产生的谐振电压为零，所以主开关管101达到了零电压开关状态。同理，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通以达到零电压开关状态。此外，为了提升谐振效果并更好地达到零电压开关状态，还可以在主开关管101和/或辅助开关管102的两端并联谐振电容。
[0106] 进一步地，图14和图15分别对应图12和图13，如图14和图15所示，开关辅助与续流模块103中的辅助电感Lr和二极管D3之间的具体连接关系如下：
[0107] 辅助电感Lr的第一端作为开关辅助与续流模块103的输入端，辅助电感Lr的第二端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0108] 另外，图16和图17分别对应图12和图13，如图16和图17所示，开关辅助与续流模块103中的二极管D3和辅助电感Lr的连接关系可变换为：
[0109] 二极管D3的阳极作为开关辅助与续流模块103的输入端，二极管D3的阴极连接辅助电感Lr的第一端，辅助电感Lr的第二端作为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0110] 在本发明其他实施例中，二极管D3可以由MOS管的寄生二极管替代实现，或者由有源半导体器件（如MOS管）实现二极管功能以达到替代的目的。
[0111] 进一步地，在上述的升压式直流变换器100中，主开关管101和辅助开关管102可以为MOS管、BJT（Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管）或IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等全控半导体开关器件。当主开关管101和辅助开关管102为MOS管时，二极管D1和二极管D2还可以是MOS管的寄生二极管，例如，当主开关管101为NMOS管Q1，辅助开关管102为NMOS管Q2时，NMOS管Q1的漏极、源极及栅极分别为主开关管101的高电位端、低电位端及控制端，NMOS管Q2的漏极、源极及栅极分别为辅助开关管102的高电位端、低电位端及控制端，二极管D1和二极管D2可以分别是NMOS管Q1和NMOS管Q2的寄生二极管。
[0112] 由于图14、图15、图16及图17所示的升压式直流变换器100的工作原理相同，所以以下结合工作原理对图14所示的升压式直流变换器100作进一步说明：
[0113] 在升压式直流变换器100上电时，从以下步骤1开始顺序工作，工作过程如下：
[0114] 1、当主开关管101导通时，主电感L1和储能电容Cr开始充电；
[0115] 2、当主开关管101关断时，由于辅助电感Lr在主开关管101导通时并没有储能，所以此时主电感L1输出的直流电在流过负载400后无法通过辅助电感Lr，则主电感L1通过二极管D2续流并继续对储能电容Cr进行充电；
[0116] 3、当辅助开关管102导通时，由于二极管D2在主开关管101关断时已经正向导通，所以此时直流电源200的正输出端+所输出直流电通过辅助开关管102流至储能电容Cr的第二端，则辅助开关管102在二极管D2正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了上述的零电压开关状态；
[0117] 4、在辅助开关管102继续导通过程中，相对于二极管D2而言，通过辅助开关管102的直流电的流向是反向的，所以在此过程中会驱使主电感L1和储能电容Cr同时对负载400放电；
[0118] 5、当辅助开关管102关断时，由于在辅助开关管102导通过程中，通过辅助电感Lr的电流是大于通过主电感L1的电流的，所以这种电流大小关系延续至此时会使辅助电感Lr通过二极管D3和二极管D1续流并通过储能电容Cr对负载400进行放电；
[0119] 6、当主开关管101导通时，由于二极管D1在辅助开关管102关断时因续流而正向导通，而此时通过主开关管101的直流电则是从主电感L1通过储能电容Cr输出的，所以主开关管101在二极管D1正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了零电压开关状态；
[0120] 之后升压式直流变换器100又再回到步骤1开始循环工作，交替地使主开关管101和辅助开关管102导通并实现零电压开关，减少了开关损耗，并提升直流电转换效率，且上述控制主开关管101和辅助开关管102的交替通断是属于软开关控制状态，能够有效地减少电磁干扰；另外，在上述步骤4中，主电感L1和储能电容Cr同时释放电能为负载400供电的过程对主电感L1的体积要求明显降低，这样有助于在实际应用中使主电感L1的体积减小，有利于电路的小型化设计。
[0121] 在上述工作过程中，升压式直流变换器100的输入电压Vin（即直流电源200的正输出端+与负输出端-之间的电压）与输出电压Vout（即负载400的正电源端+与负电源端-之间的电压）的关系如下式所示：
[0122] Vout=Vin*(1+D)
[0123] 其中，D为主开关管101的开关占空比，通过开关控制器300调整D即可调整输出电压Vout（即主电感L1和储能电容Cr向负载400所输出的直流电的电压）。
[0124] 由于主开关管101与辅助开关管102之间是互补驱动的，两者在通断切换过程中会存在死区时间（例如主开关管101关断与辅助开关管102导通之间的时间），这个死区时间很短，此时主开关管101控制端的控制脉冲波形S1、辅助开关管102控制端的控制脉冲波形S2、流过主电感L1的电流波形IL1、辅助电感Lr的电流波形Iout、主开关管101的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS101、主开关管101的电流波形I101、辅助开关管102的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS102、辅助开关管102的电流波形I102以及升压式直流变换器100的输入电流波形Iin（即直流电源200的正输出端+的输出电流波形）如图18所示，其中，t0与t1之间的时间即为死区时间，t2与t3之间的时间也是死区时间。
[0125] 此外，如果需要使上述的升压式直流变换器100实现同步整流，则需要将二极管D3替换为同步整流开关管（其可为MOS管或其他具备开关特性的有源半导体器件），并由开关控制器300对该同步整流开关管和辅助开关管102进行同相驱动以实现同步整流的目的。
[0126] 实施例四：
[0127] 如图19所示，本发明第四实施例提供的升压式直流变换器100与直流电源200及开关控制器300连接，升压式直流变换器100包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管101、二极管D1、辅助开关管102、二极管D2、开关辅助与续流模块103以及滤波电容C1。
[0128] 主开关管101的高电位端与滤波电容C1的第一端共接于负载400的正电源端+，滤波电容C1的第二端与开关辅助与续流模块103的输入端共接于负载400的负电源端，开关辅助与续流模块103的输出端与主电感L1的第一端共接于储能电容Cr的第一端，主电感L1的第二端与辅助开关管102的低电位端共接于直流电源200的负输出端-，辅助开关管102的高电位端与主开关管101的低电位端共接于储能电容Cr的第二端，二极管D1的阳极和阴极分别连接主开关管101的低电位端和高电位端，二极管D2的阳极和阴极分别连接辅助开关管102的低电位端和高电位端，主开关管101的控制端和辅助开关管102的控制端均连接开关控制器300。
[0129] 主开关管101与辅助开关管102在开关控制器300的控制下交替导通以控制主电感L1和储能电容Cr的充放电操作，主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，开关控制器300调整主开关管101的开关占空比以调整向负载400输出的直流电的电压。
[0130] 其中，开关控制器300可以是常用的脉冲调制器，其输出脉冲信号控制主开关管101和辅助开关管102的通断；本实施例通过滤波电容C1在升压式直流变换器100的输出端（即负载400的正电源端+）实现滤波功能。
[0131] 对于上述的升压式直流变换器100，开关辅助与续流模块103内部包括辅助电感Lr和二极管D3，辅助电感Lr和二极管D3串联连接。主开关管101在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，此时储能电容Cr与辅助电感Lr谐振时在储能电容Cr上产生的谐振电压为零，所以主开关管101达到了零电压开关状态。同理，辅助开关管102在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通以达到零电压开关状态。此外，为了提升谐振效果并更好地达到零电压开关状态，还可以在主开关管101和/或辅助开关管102的两端并联谐振电容。
[0132] 进一步地，如图20所示，开关辅助与续流模块103中的辅助电感Lr和二极管D3之间的具体连接关系如下：
[0133] 辅助电感Lr的第一端作为开关辅助与续流模块103的输入端，辅助电感Lr的第二端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0134] 另外，如图21所示，开关辅助与续流模块103中的二极管D3和辅助电感Lr的连接关系可变换为：
[0135] 二极管D3的阳极作为开关辅助与续流模块103的输入端，二极管D3的阴极连接辅助电感Lr的第一端，辅助电感Lr的第二端作为开关辅助与续流模块103的输出端。
[0136] 在本发明其他实施例中，二极管D3可以由MOS管的寄生二极管替代实现，或者由有源半导体器件（如MOS管）实现二极管功能以达到替代的目的。
[0137] 进一步地，在上述的升压式直流变换器100中，主开关管101和辅助开关管102可以为MOS管、BJT（Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管）或IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等全控半导体开关器件。当主开关管101和辅助开关管102为MOS管时，二极管D1和二极管D2还可以是MOS管的寄生二极管，例如，当主开关管101为NMOS管Q1，辅助开关管102为NMOS管Q2时，NMOS管Q1的漏极、源极及栅极分别为主开关管101的高电位端、低电位端及控制端，NMOS管Q2的漏极、源极及栅极分别为辅助开关管102的高电位端、低电位端及控制端，二极管D1和二极管D2可以分别是NMOS管Q1和NMOS管Q2的寄生二极管。
[0138] 由于图19和图20所示的升压式直流变换器100的工作原理相同，所以以下结合工作原理对图19所示的升压式直流变换器100作进一步说明：
[0139] 在升压式直流变换器100上电时，从以下步骤1开始顺序工作，工作过程如下：
[0140] 1、当主开关管101导通时，主电感L1和储能电容Cr开始充电；
[0141] 2、当主开关管101关断时，由于辅助电感Lr在主开关管101导通时并没有储能，所以此时主电感L1输出的直流电在流过二极管D2、二极管D1及负载400后无法通过辅助电感Lr，则主电感L1只能通过二极管D2续流并继续对储能电容Cr进行充电；
[0142] 3、当辅助开关管102导通时，由于二极管D2在主开关管101关断时已经正向导通，此时储能电容Cr输出直流电分别流至二极管D1和辅助开关管102，所以辅助开关管102在二极管D2正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了上述的零电压开关状态；
[0143] 4、在辅助开关管102继续导通过程中，相对于二极管D2而言，通过辅助开关管102的直流电的流向是反向的，所以在此过程中会实现主电感L1和储能电容Cr同时通过二极管D1对负载400放电；
[0144] 5、当辅助开关管102关断时，由于在辅助开关管102导通过程中，通过辅助电感Lr的电流（其是直流电源200的输出电流与储能电容Cr的输出电流之和）是大于通过主电感L1的电流的，所以这种电流大小关系延续至此时会使辅助电感Lr经二极管D3和储能电容Cr并通过二极管D1续流对负载400进行放电；
[0145] 6、当主开关管101导通时，由于二极管D1在辅助开关管102关断时因续流而正向导通，而此时通过主开关管101的直流电是从其高电位端往低电位端流至储能电容Cr的第二端的，所以主开关管101在二极管D1正向导通的情况下实现反向导通，从而实现了零电压开关状态；
[0146] 之后升压式直流变换器100又再回到步骤1开始循环工作，交替地使主开关管101和辅助开关管102导通并实现零电压开关，减少了开关损耗，并提升直流电转换效率，且上述控制主开关管101和辅助开关管102的交替通断是属于软开关控制状态，能够有效地减少电磁干扰；另外，在上述步骤4中，主电感L1和储能电容Cr同时释放电能为负载400供电的过程对主电感L1的体积要求明显降低，这样有助于在实际应用中使主电感L1的体积减小，有利于电路的小型化设计。
[0147] 在上述工作过程中，升压式直流变换器100的输入电压Vin（即直流电源200的正输出端+与负输出端-之间的电压）与输出电压Vout（即负载400的正电源端+与负电源端-之间的电压）的关系如下式所示：
[0148] Vout=Vin*(1+D)
[0149] 其中，D为主开关管101的开关占空比，由于输出电压Vout是由主电感L1和储能电容Cr通过二极管D1输出的直流电的电压和直流电源200的正输出端+所输出的直流电的电压决定的，所以通过开关控制器300调整D即可达到调整主电感L1和储能电容Cr通过二极管D1输出的直流电的电压，进而达到调整输出电压Vout的目的。
[0150] 由于主开关管101与辅助开关管102之间是互补驱动的，两者在通断切换过程中会存在死区时间（例如主开关管101关断与辅助开关管102导通之间的时间），这个死区时间很短，此时主开关管101控制端的控制脉冲波形S1、辅助开关管102控制端的控制脉冲波形S2、流过主电感L1的电流波形IL1、辅助电感Lr的电流波形Iout、主开关管101的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS101、主开关管101的电流波形I101、辅助开关管102的高电位端与低电位端之间的电压波形VDS102、辅助开关管102的电流波形I102以及升压式直流变换器100的输入电流波形Iin（即直流电源200的正输出端+的输出电流波形）如图22所示，其中，t0与t1之间的时间即为死区时间，t2与t3之间的时间也是死区时间。
[0151] 此外，如果需要使上述的升压式直流变换器100实现同步整流，则需要将二极管D3替换为同步整流开关管（其可为MOS管或其他具备开关特性的有源半导体器件），并由开关控制器300对该同步整流开关管和辅助开关管102进行同相驱动以实现同步整流的目的。
[0152] 本发明实施例通过采用包括主电感L1、储能电容Cr、主开关管、二极管D1、辅助开关管、二极管D2、开关辅助与续流模块以及滤波电容的升压式直流变换器，其对负载的直流电输出电压由开关控制器调整主开关管的开关占空比决定，主开关管与辅助开关管在开关控制器的控制下交替导通以达到软开关的目的，进而减少电磁干扰的产生，而主开关管在二极管D1因续流而正向导通时实现反向导通，辅助开关管在二极管D2因续流而正向导通时实现反向导通，从而实现了零电压开关，同时还减小了开关损耗并提升了直流电转换效率，解决了现有的非隔离式升压电路拓扑所存在的直流电转换效率低且容易产生电磁干扰的问题。
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