技术领域
[0001] 本
发明属于推挽式变换器技术领域，尤其涉及一种低噪自激推挽式变换器。
背景技术
[0002] 如CN203522544U公开的一种“低噪声自激推挽式变换器”，其在推挽
三极管的发射极各自
串联一个
磁珠FB1和FB2，如图5所示，在低频段，阻抗由电感的感抗构成，低频时，
电阻R很小，磁珠导磁率较高，电感量较大，电感L起到主要作用，
电磁干扰被反射而受到抑制，并且这时磁珠的损耗较小，整个器件是一个低损耗、高功率因数特性的电感；在高频段，磁珠阻抗由电阻成分构成，随着
频率升高，磁珠的导磁率降低，导致电感的电感L减小，感抗成分减小，磁珠的损耗增加，电阻成分增加，导致总的阻抗增加，当高频
信号通过磁珠时，电磁干扰被吸收，并转换成
热能的形式耗散掉，由此可见，本
实施例中通过增加第一磁珠FB1和第二磁珠FB2可以减小NPN型三极管Q1和NPN型三极管Q2的
电压应
力，减小
开关损耗，减低噪声输出，提高变换器工作效率。
[0003] 但是，这种方法的劣势在于磁珠的合理选择比较困难，另外在一定程度上会降低自激推挽式变换器的效率。
发明内容
[0004] 针对上述问题，本发明提供，主要解决了
现有技术中等问题。
[0005] 为了解决上述问题，本发明采用如下技术方案：
[0006] 一种低噪自激推挽式变换器，包括一电源模
块、一输入端、一输出端和一
变压器T1，
[0007] 所述输入端与所述变压器T1的原边线圈连接，所述输出端与所述变压器T1的副边线圈连接，所述电源模块分别与所述输入端、所述输出端连接，
[0008] 所述输入端包括一电容器C1、一电容器C2、一电阻R1、一辅助线圈、一三极管TR1、一三极管TR2、一双向瞬态抑制
二极管D3，
[0009] 所述电容器C1的两端接入所述电源模块，
[0010] 所述电阻R1的一端连接所述电源模块，所述电阻R1的另一端连接辅助线圈，[0011] 所述电容器C2与所述
电阻器R1并联，
[0012] 所述三极管TR1的集
电极、所述三极管TR2的集电极均与所述双向瞬态抑制二极管D3连接，所述三极管TR1的发射极、所述三极管TR2的发射极均与所述电源模块连接，所述三极管TR1的基极、所述三极管TR2的基极均与所述辅助线圈连接，
[0013] 所述双向瞬态抑制二极管D3还与所述原边线圈连接，
[0014] 所述原边线圈另一端与所述电源模块连接。
[0015] 一种方式，所述电容器C1、所述三极管TR1的发射极、所述三极管TR2的发射极还保护接零。
[0016] 一种方式，所述辅助线圈包括反馈绕组Nb1和反馈绕组Nb2，
[0017] 所述反馈绕组Nb1的一端连接所述三极管TR2的基极，
[0018] 所述反馈绕组Nb2的一端连接所述三极管TR1的基极，
[0019] 所述辅助线圈的
中心抽头连接至电阻R1。
[0020] 一种方式，所述原边线圈包原边绕组Np1和原边绕组Np2，
[0021] 所述原边绕组Np1的一端、所述原边绕组Np2的一端均与所述所述双向瞬态抑制二极管D3连接，
[0022] 所述原边线圈的中心抽头连接所述电源模块。
[0023] 一种方式，所述副边线圈包括副边绕组Ns1和副边绕组Ns2，
[0024] 所述副边绕组Ns1的一端、所述副边绕组Ns2的一端均与输出端连接，[0025] 所述副边线圈的中心抽头与电源模块连接。
[0026] 一种方式，所述输出端包括一二极管D1、一二极管D2以及一电容器C3，[0027] 所述二极管D1的一端、所述二极管D2的一端均与副边线圈连接，[0028] 所述所述二极管D1的另一端、所述二极管D2的另一端均与所述电源模块连接，[0029] 所述电容器C3接入所述电源模块。
[0030] 一种方式，所述电源模块包括一输入正端、一输入地GND、一第一输出端V01和一第二输出端V02，
[0031] 所述输入正端分别与电阻R1、原边线圈、电容器C1连接，
[0032] 所述输入地GND分别与所述三极管TR1的发射极、所述TR2的发射极、电容器C1连接，
[0033] 所述第一输出端V01、所述第二输出端V02均与输出端连接。
[0034] 一种方式，于：所述双向瞬态抑制二极管D3的数量变为两个，
[0035] 两个所述双向瞬态抑制二极管D3的一端分别与所述三极管TR1的集电极、所述三极管TR2的集电极连接，所述两个所述双向瞬态抑制二极管D3的另一端与所述电源模块连接。
[0036] 一种方式，所述两个所述双向瞬态抑制二极管D3的另一端与所述电源模块的所述输入正端连接。
[0037] 本发明的有益效果是：
[0039] 2.在原有的罗耶
电路上仅作出细微
修改，实现难度低；
[0040] 3.增加双向瞬态抑制二极管的数量，提升了电路的可靠性，在双向瞬态抑制二极管击穿的同时，会将一部分
能量回馈给输入滤波电容，更加安全；
[0041] 4.增加双向瞬态抑制二极管的数量，在一定程度上提高了自激推挽式变换器的传输效率。
附图说明
[0042] 图1为一种现有的罗耶电路的应用电路图；
[0043] 图2为一种现有的井森电路的应用电路图；
[0044] 图3为一种现有罗耶电路实测的三极管的集电极和发射极之间的电压
应力波形图；
[0045] 图4为一种现有罗耶电路实测的输出电压纹波图；
[0046] 图5为本发明提供的一篇参考文献的电路原理图；
[0047] 图6为本发明提供的一种实施方式的电路原理图；
[0048] 图7为本发明提供的一种实施方式实测的三极管的集电极和发射极之间的电压应力波形图；
[0049] 图8为本发明提供的一种实施方式实测的输出电压波纹图；
[0050] 图9为本发明提供的另一种实施方式的电路原理图。
[0051] 图中：
[0052] 1电源模块；2输入端；3输出端；4原边线圈；5副边线圈；6辅助线圈。
具体实施方式
[0053] 下面结合附图对本发明进行进一步说明：
[0054] 图1-4为现有的罗耶电路和井森电路的相关应用；
[0055] 中心抽头指组件的中心点；
[0056] 一种低噪自激推挽式变换器，如图6所示，包括一电源模块1、一输入端2、一输出端3和一变压器T1，输入端2与变压器T1的原边线圈4连接，输出端3与变压器T1的副边线圈5连接，电源模块1分别与输入端2、输出端3连接，
[0057] 电源模块1包括一输入正端、一输入地GND、一第一输出端V01和一第二输出端V02，[0058] 输入端2包括一电容器C1、一电容器C2、一电阻R1、一辅助线圈6、一三极管TR1、一三极管TR2、一双向瞬态抑制二极管D3，
[0059] 辅助线圈6包括反馈绕组Nb1和反馈绕组Nb2，
[0060] 原边线圈4包原边绕组Np1和原边绕组Np2，
[0061] 副边线圈5包括副边绕组Ns1和副边绕组Ns2，
[0062] 输出端3包括一二极管D1、一二极管D2以及一电容器C3，
[0063] 电容器C1的一端与电源模块1的输入正端连接，电容器C1的另一端与电源模块1的输入地GND连接，电阻R1的一端连接电源模块1的输入正端，电阻R1的另一端连接反馈绕组Nb1和反馈绕组Nb2所组成的整体结构的的中心抽头，电容器C2与电阻器R1并联，三极管TR1的集电极、三极管TR2的集电极均与双向瞬态抑制二极管D3连接，三极管TR1的发射极、三极管TR2的发射极均与电源模块1的输入地GND连接，三极管TR1的基极与反馈绕组Nb2连接，三极管TR2的基极与反馈绕组Nb1连接，双向瞬态抑制二极管D3还与原边绕组Np1、原边绕组Np2连接，原边绕组Np1和原边绕组Np2所组成的整体结构的中心抽头连接电源模块1的输入正端，副边绕组Ns1的一端与二极管D1连接，副边绕组Ns2的一端与二极管D2连接，二极管D1的另一端、二极管D2的另一端均与第一输出端V01连接，副边绕组Ns1和副边绕组Ns2所组成的整体结构的中心抽头与电源模块1的第二输出端V02连接，电容器C3的两端分别与第一输出端V01、第二输出端V02连接，三极管TR1的发射极、三极管TR2的发射极和电容器C1均保护接零，此处的“零”代表参考零电位。
[0064] 工作原理：工作原理与罗耶电路大致相同，接通电源后，输入电压通过R1、C2、变压器绕组Nb1和Nb2作用到三极管TR1和TR2的基极和发射极之间，两只三极管的基极和发射极之间都能得到正向
偏压，但是由于两只管子的特性不可能完全一样，因此其中一只三级管会先导通，假设三极管TR1先导通，TR1的集电极
电流会逐渐增大，绕组Np1感应出下正上负的电压，根据同名端关系，绕组Nb2也感应出下正上负的电压，从而使三极管TR1的基极电流进一步增大，从而形成正反馈，三极管TR1很快进入到饱和导通状态。与此同时，绕组Nb1感应出下正上负电压，TR2工作在截止状态。但是随着三极管TR1的集电极电流增大到一定程度时，变压器逐渐饱和，电感量逐渐降低，使得TR1的集电极电流急剧增大，三极管TR1脱离饱和状态，TR1的集电极和发射极之间的电压增大，绕组Np1两端电压减小，根据
匝比关系Nb2两端的电压也在减小，TR1基极电压在降低，造成TR1向截止方向变化，变压器线圈的感应电压的方向将反向，使另外一只管子导通，之后重复进行这一过程，形成振荡，但在三极管TR1和三极管TR2的集电极增加了一个双向瞬态抑制二极管(TVS)D3，双向瞬态抑制二极管D3的反向最大工作电压至少应大于输入电压的两倍。
[0065] 如图7所示，在利用典型罗耶电路制成的5V输入，5V输出电源模块1的
基础上，在三极管TR1和三极管TR2的集电极之间增加了一只反向最大工作电压为16V，最大钳位电压为26V的双向瞬态抑制二极管D3，可以看到，在输出接入同样负载的条件下，三极管TR1和三极管TR2的集电极和发射极之间的电压尖峰由原来的86.4V下降到27.2V。
[0066] 如图8所示，为实测的输出电压波纹图，可以看出，输出电压的开关噪声被降至很低的
水平，由原来的808mV降低至80mV。
[0067] 利用该瞬态抑制二极管D3可以很好的吸收三极管TR1和三极管TR2的集电极和发射极之间的电压尖峰，提高电源模块1的可靠性。同时还可降低输出电压的开关噪声，对电源的传输效率基本不产生影响，这种方法同样可以适用于井森电路。
[0068] 实施例2
[0069] 一种低噪自激推挽式变换器，如图9所示，包括一电源模块1、一输入端2、一输出端3和一变压器T1，输入端2与变压器T1的原边线圈4连接，输出端3与变压器T1的副边线圈5连接，电源模块1分别与输入端2、输出端3连接，
[0070] 电源模块1包括一输入正端、一输入地GND、一第一输出端V01和一第二输出端V02，[0071] 输入端2包括一电容器C1、一电容器C2、一电阻R1、一辅助线圈6、一三极管TR1、一三极管TR2、一双向瞬态抑制二极管D3、一双向瞬态抑制二极管D4，
[0072] 辅助线圈6包括反馈绕组Nb1和反馈绕组Nb2，
[0073] 原边线圈4包原边绕组Np1和原边绕组Np2，
[0074] 副边线圈5包括副边绕组Ns1和副边绕组Ns2，
[0075] 输出端3包括一二极管D1、一二极管D2以及一电容器C3，
[0076] 电容器C1的一端与电源模块1的输入正端连接，电容器C1的另一端与电源模块1的输入地GND连接，电阻R1的一端连接电源模块1的输入正端，电阻R1的另一端连接反馈绕组Nb1和反馈绕组Nb2所组成的整体结构的中心抽头，电容器C2与电阻器R1并联，三极管TR1的集电极与双向瞬态抑制二极管D3的一端连接，三极管TR2的集电极与双向瞬态抑制二极管D4的一端连接，三极管TR1的集电极还与原边绕组Np1的的一端连接，三极管TR2的集电极还与原边绕组Np2的一端连接，三极管TR1的发射极、三极管TR2的发射极均与电源模块1的输入地GND连接，三极管TR1的基极与反馈绕组Nb2连接，三极管TR2的基极与反馈绕组Nb1连接，双向瞬态抑制二极管D3、双向瞬态抑制二极管D4还与电源模块1的输入正端连接，原边绕组Np1和原边绕组Np2所组成的整体结构的中心抽头连接电源模块1的输入正端，副边绕组Ns1的一端与二极管D1连接，副边绕组Ns2的一端与二极管D2连接，二极管D1的另一端、二极管D2的另一端均与第一输出端V01连接，副边绕组Ns1和副边绕组Ns2所组成的整体结构的中心抽头与电源模块1的第二输出端V02连接，电容器C3的两端分别与第一输出端V01、第二输出端V02连接，三极管TR1的发射极、三极管TR2的发射极和电容器C1均保护接零。
[0077] 与实施例1相比，在其基础上增加了双向瞬态抑制二极管的数量，由一个变为两个，双向瞬态抑制二极管的反向最大工作电压应至少大于输入电压，电路也可以明显降低三极管TR1和三极管TR2的集电极和发射极之间的电压尖峰，降低输出电压的开关噪声，另外在双向瞬态抑制二极管D3和双向瞬态抑制二极管D4击穿的同时，会将一部分能量回馈给电容器C1，在一定程度上可以提高自激推挽式变换器的传输效率，这种方法同样可以适用于井森电路。
[0078] 本领域的技术人员可以明确，在不脱离本发明的总体精神以及构思的情形下，可以做出对于以上实施例的各种变型。其均落入本发明的保护范围之内。本发明的保护方案以本发明所附的
权利要求书为准。
