发明领域

本发明涉及功率放大器，更具体地，涉及高效率功率放大器和相 关的方法。

                          发明背景

功率放大器广泛地应用于通信系统，例如，无线电话基站和无线 电话手机。在无线电话通信系统中，功率放大器典型地放大高频信 号，供发射用。

功率放大器的设计中的主要考虑是放大器的效率。通常希望有高 效率，以便减小被耗散为热的电源功率量。而且，在许多应用中，例 如在卫星和便携式无线电话中，可提供的电源功率量可能是有限的。 所以，提高功率放大器的效率是很重要的，以允许提高卫星和便携式 无线电话的运行时间或容量。

传统的功率放大器，例如乙类(B类)放大器，通常只在或接近于 最大饱和功率输出电平时才提供最大效率。为了精确地复原时变幅度 的信号，峰值输出信号电平应当等于或小于该最大饱和功率电平。当 瞬时信号输出电平小于峰值时，传统的乙类功率放大器通常以小于最 大的效率运行。

效率通常是按照输出功率的平方根减小的。这是因为在使用乙类 的例子时，输出功率是按输出电流的平方减小的，但电池或其它DC 电源的功率消耗只是正比于输出电流而减小的。所以，作为输出功率 与电池功率的比值的效率，是正比于电流而减小的，即正比于输出功 率的平方根。

因此，在2瓦的峰值输出时具有60％的效率的功率放大器，通常 在1瓦输出时(减小3dB的输出)具有不大于42％的效率。而且，当放 大时变幅度的信号时，传统的放大器不一定产生正比于信号幅度的输 出信号幅度，由此造成非线性失真和交调。

对于时变输出信号功率P(t)=A2(t)，平均效率可被估计为：

最大效率×((P(t)/Pmax)平均值/(P(t)/Pmax)均方根值) 或  最大效率×((A(t)/Amax)2平均值/(A(t)/Amax)平均值)。

传统放大器中的非线性可以通过各种技术被减小，例如，通过输 入信号的反向预失真，或通过反馈，包括在射频功率放大器中的笛卡 尔反馈，用于线性放大具有远小于中心频率的带宽的信号。不幸地， 线性化通常不改变以上的效率公式，事实上已假定，输出幅度可被做 成忠实地仿效想要的时变幅度波形。实际上，以上计算的平均效率已 假定了完满的线性化。

效率的损失是因为电流I(t)是在恒定的电压Vcc时从电池流出 的，但是以小于Vcc的时变的电压I(t)·RL加到负荷上。电压差 Vcc-I(t)·RL是在输出器件(例如集电极结)上损失的，造成在器件上 的功率耗散。

在授权给Doherty(1940年8月)的美国专利No.2,210,028中， 揭示了由单个四分之一波长线耦合的两个真空管功率放大器的装 置。第一放大器工作在高到Pmax/4的输出电平，在这个电平上它达 到最大实际的乙类效率。对于这个电平以上的功率，使得第二放大器 提供贡献。第二放大器影响离开四分之一波长远的第一放大器的负载 阻抗，这样第一放大器可增加其功率到Pmax/2，而第二放大器也提供 高到Pmax/2，总的给出Pmax，在这个工作点上，两个放大器再一次达 到最大实际的乙类效率。因此，在输出电平从Pmax/4到Pmax的6dB 范围上效率被保持。在题目为“Microwave Doherty amplifier(微波 Doherty放大器)”的颁发给Upton等人的美国专利No.5,420,541中 描述了半导体的Doherty放大器。

在现有技术的Doherty放大器中，“通常的”功率放大器放大从 0功率到1/4峰值功率电平的信号，在该功率电平上达到最大乙类效 率。峰值功率放大器然后开始提供输出功率，以及通过减小由“通常 的”功率放大器看到的有效负载阻抗，使得能够产生高达一半的峰值 功率电平的更大的功率输出。峰值功率放大器也产生峰值功率电平的 一半，以使得两个放大器联合产生想要的峰值功率电平。这个现有技 术的“峰值”功率放大器并不反相工作，以免有损于输出功率电平， 由此提高由“通常的”功率放大器看到的有效的负载阻抗，允许它产 生较低的功率效率。这样，“峰值”功率放大器并不对称地作为“谷 值(最小值)”功率放大器运行。

在Proc.IRE,vol.23 No.11(1935),pp1370-1392，题目为“High Power Outphasing Modulation(高功率非同相调制)”中，Chireix描 述了通过组合带有可变的相位差的两个恒定输出幅度放大器以使得 它们的输出可以以从正到负的相对相位变化，而产生一种给出调制的 幅度输出信号的发射机。Chireix和Doherty技术没有被组合来得到 良好线性和高效率的放大器，因为Doherty放大器依赖于两个组成的 放大器是同相的，而Chireix放大器依赖于它们是不同相的。当两个 放大器是不同相时，它们在现有技术中优选地是通过使用混合耦合器 或定向耦合器来组合它们而互相隔离的。定向耦合器组合两个放大器 输出信号，以产生一个和值信号与一个差值信号，该和值信号被用作 为想要的输出，而差值信号被终结到一个假负载。由于所有的放大器 功率或者接在和值端口或者接在差值端口，以及不反射到任一个放大 器，所以放大器互相隔离，以及不影响互相的负载线。

在授权给Dent的、题目都为“Waste Energy Control and Management in Power Amplifier(功率放大器中的浪费功率控制与 管理)”的美国专利No.5,568,088；5,574,967；5,631,604和 5,638,024中，揭示了耦合功率放大器的各种安排，其中通过使用恒 定幅度功率放大器产生时变幅度信号。在一种安排中，两个恒定功率 放大器如Chireix放大器那样以相对相移被驱动，以使得它们的输出 或多或少建设性或破坏性地相加，以产生时变的输出。通过使用混合 耦合器或定向耦合器，放大器在其输出端被耦合，形成一个和值信号 与一个差值信号。对这里所描述的现有技术的改进包括通过使用整流 器电路复原在差值端口处的通常浪费的能量。Doherty专利、Chireix 论文和以上参考的Dent专利在此引用，以供参考。

在申请人的1964毕业论文课题中，制作和报告了一个放大器， 其中Vcc值是根据想要的输出幅度是大于还是小于0.7Vcc而被选择 为Vcc或0.7Vcc。通过纯正弦波的驱动，这提高了峰值效率，从乙类 放大器的π/4(～78.5％)的理论值上升到对于新的放大器(称为B-C类 (乙-丙类))的85.6％。在一半的最大输出功率时的效率现在是78.5％， 而不是乙类的55％。

通过使用第一对晶体管(当输出幅度小于0.7Vcc时被连接到 0.7Vcc电源，以提供负载电流)和第二对晶体管(对于在0.7Vcc和Vcc 之间的幅度被连接到全部Vcc电源，以提供负载电流)，进行Vcc选 择。二极管被用来通过在输出幅度被驱动到它们的电源电压以上时阻 止反向电流流动而保护第一对晶体管。以上的安排对于音频可以很好 地工作，其中二极管足够快地接通和关断，但对于微波频率不一定有 效。

也在1960年代，提出和制作了许多所谓的“D类(丁类)”或脉 冲调制放大器。脉冲宽度调制放大器用正比于瞬时想要的信号波形的 “传号空号比值(mark-space ratio)”以高的频率把输出器件切换为 接通和关断。低通输出滤波器平滑了切换的信号，以抑制高的切换频 率和产生时变的传号空号比值信号的平均值作为想要的输出信号波 形。丁类放大器的缺点是需要以比要被放大的想要的信号高得多的频 率切换输出器件，这在想要的信号已经是高频信号(诸如微波信号)时 可能是不实际的。

以上的调查表明，为了改进功率放大器的效率已经使用了许多技 术。然而，虽然有这些技术，但继续需要有能够以最大输出和以低于 最大输出的输出、都高效率地运行的功率放大器。而且，希望高效率 功率放大器能作用于高频率的信号，诸如在无线通信系统中所使用的 信号。

传统的DC-AC电源变换器包括方波倒相器，修正的正弦波倒相器 和真正的正弦波倒相器。方波倒相器把DC变换成AC功率，但它们的 方波输出信号波形会包含大量的奇次谐波能量。某些电子器件在输出 波形中存在大的谐波分量时不能有效地工作。例如，在试图用这样的 倒相器给无线电或电视机供电时，可能出现射频或音频干扰。方波倒 相器的另一个问题是波形的峰值和有效值通常没有与传统的正弦波 电源相同的 $\sqrt{2}$ 的比值。某些负载，例如电灯，只要求电源的RMS(有 效值)值是正确的。然而，包括变压器一整流器装置的其它负载只在峰 值电压电平是正确时才能正确地运行。所以，所有的负载不一定能用 方波波形正确地运行。

以上的问题可以通过使用修正的正弦波倒相器部分地被克服。修 正的正弦波倒相器总的是修正的方波倒相器，被修正来产生以+Vpeak， O,-Vpeak,O…的重复序列的3-电平输出波形。为了正确选择的时间比 例而引入的O-电平，允许波形具有与正弦波相同的峰值-有效值的比 值，这样，扩展了可被倒相器正确地供电的、被设计用于正弦波运行 的装置的范围。然而，在这种情况下，波形的奇次谐波分量可能增加， 以及低效率的负载(例如电动机)在大的谐波分量存在时可能仍旧不 能有效地工作。这样，在现有技术中，仍旧需要有“真正的正弦波” 倒相器。

通过使用乙类线性放大器来制做真正的正弦波倒相器，真正的正 弦波倒相器可以用来把正弦波信号放大到高功率电平。然而，这样的 放大器，即使采用理想的元件，也只可以达到π/4或78.5％的最大 DC-AC功率变换效率。产生真正的正弦波倒相器的另一个现有技术装 置包括使用方波开关器件结合电感-电容滤波，以去除谐波，由此把 方波开关波形变换成正弦输出波形。然而，基于滤波的倒相器可能需 要非常大的滤波元件，以及在加载不同的负载时可能具有很差的电压 调整。

已经报告了另一种现有技术的真正的正弦波倒相器，其中几种运 行在例如行频率，3×行频率，5×行频率上的方波倒相器把它们的输 出进行组合，以便抵消奇次谐波分量。这样的变换器可以达到高效 率，但可能受限于波形的精确度。它们通常也只适合于对于特定的波 形变换DC-AC功率，而不适合于一般的波形，诸如音频或射频信号。

也获知使用数字-模拟(D/A)变换器作为波形综合器，其中输入波 形是数字波形。熟知的这类D/A变换器是电阻加权的D/A变换器，电 阻加权的D/A变换器使用被加权的电阻值，以使得它们的电阻反比于 相应的二进制数字的数字有效值。电阻是通过相应的多个开关被耦合 到负载的。开关可以是场效应晶体管或互补双极晶体管。参阅Taub 和Schilling的“digital Integrated Electronics(数字集成电子 学)”,1977,pp.494-516。

尽管以上所有的方法，仍旧继续需要有能够以高效率综合波形的 波形综合器。

发明概要

所以，本发明的一个目的是提供改进的功率放大器和放大方法。

本发明的另一个目的是提供能够具有高效率的功率放大器和放 大方法。

本发明的再一个目的是提供能够在高频时具有高效率的功率放 大器和放大方法。

本发明的又一个目的是提供能够在低于其最大值输出功率的电 平下具有高效率的功率放大器和放大方法。

这些和其它目的可以按照本发明，通过耦合两个使用Chireix 非同相调制进行驱动的放大器，而被提供的，这样，放大器影响互相 的有效负载线。这两个放大器由此可在比传统的Doherty放大器更宽 的动态范围内保持效率。

更具体地，本发明提供使用DC电源放大时变幅度和时变相位的 AC输入信号的设备。设备包括把AC输入信号变换成具有恒定幅度和 第一相位角的第一信号以及具有恒定幅度和第二相位角的第二信号 的变换器。第一放大器放大第一信号，和第二放大器放大第二信号。 耦合器把第一信号和第二信号互相耦合，以及耦合到负载阻抗，以使 得在第一放大器中的电压或电流变成为与第二放大器中的电压或电 流线性地相关。

在一个实施例中，如下面描述的，耦合器包括至少一个变压器， 它把第一和第二放大器互相串联耦合，以及耦合到负载阻抗。在另一 个实施例中，耦合器包括第一和第二四分之一波长传输线，它们把各 自的第一和第二放大器互相耦合，以及耦合到负载阻抗。

按照本发明的另一个方面，第一和第二放大器是第一和第二双向 放大器，以使得在AC输入信号的部分信号周期期间电流从第一和第 二放大器流到DC电源，由此把能量返回给DC电源。由此可达到效率 的进一步提高。

因此，通过使用Chireix不同相调制来驱动的两个耦合的放大器 可以相同地运行，以及可以对称地影响互相的有效负载线，以便有效 地产生峰值和谷值(最小值)功率电平，以及在比Doherty放大器更宽 的动态范围内保持效率。当两个不同相的放大器影响互相的负载线 时，在一部分信号波形周期期间电流从DC源流到负载，而在另一部 分周期期间电流从负载流到DC源。电源的平均功率消耗可以以与负 载功率减小的相同比值地减小，因此保持了效率。在Chiriex和 Doherty的揭示内容中，那个时代的真空管不能够反方向导通让电流 流回电源。相反地，在本发明中，使用双向器件构成的两个放大器由 两个分开的、优选地是数字地综合的波形进行驱动，它们的输出例如 通过使用变压器或被连接到谐波短路电路的两个四分之一波长线，而 被组合。通过使用本发明，可以得到Chireix的线性化的优点，连同 甚至比Doherty技术更大的效率的改进。

按照本发明的功率放大器的第一实施例，通过使用DC电源放大 具有时变幅度和时变相位的AC信号，以产生在负载阻抗上的放大的 输出信号电压和输出电流。功率放大器包括用于把AC输入信号变换 成具有恒定幅度与第一相位角的第一信号和具有恒定幅度与第二相 位角的第一信号的装置。

功率放大器也包括用于放大第一信号的装置，以产生恒定电压幅 度的第一输出信号电压。第一放大装置包括双向放大器器件，从DC 电源取出电流和提供电流给DC电源。也包括用于放大第二信号的装 置，产生恒定电压幅度的第二输出信号电压。第二放大装置包括双向 放大器器件，从DC电源取出电流和提供电流给DC电源。

还提供了用于把第一和第二输出信号电压串联耦合到负载阻抗 的装置，以使得第一和第二输出信号电压的和值产生在负载阻抗上的 放大的输出信号电压，和产生流过负载阻抗的输出电流，以及以使得 与输出电流线性地有关的放大器电流流入第一和第二放大装置的双 向放大器装置中。优选地，在AC输入信号的一部分信号周期期间， 电流从第一和第二放大装置流到DC电源，把能量返回到DC电源。

变换装置优选地包括正交振荡器，和被耦合到正交振荡器的第一 与第二正交调制器，分别产生第一和第二信号。变换装置优选地还包 括被耦合到第一与第二正交调制器的正交信号发生器，响应于AC输 入信号，产生同相和正交信号。正交信号发生器可以是数字信号处理 器。而且，变换装置本身可以通过使用数据处理器来实施。替换地， 变换装置可以通过使用包括相位调制能力的数字频率综合电路，诸如 直接数字频率综合器来实施。

在上述的实施例中，串联耦合装置优选地包括至少一个变压器。 该至少一个变压器包括第一变压器，包括第一初级和第一次级，以及 第二变压器，包括第二初级和第二次级。第一输出信号电压被耦合到 第一初级，以及第二输出信号电压被耦合到第二初级。第一和第二次 级被串联到负载阻抗。

在本发明的另一个实施例中，提供了用于把耦合到负载阻抗的装 置，以使得正比于第一与第二输出信号电压的和值的电压产生在负载 阻抗上的放大的输出信号电压和产生流过负载阻抗的输出电流，以及 以使得与输出电流线性地有关的放大器电流流入第一和第二放大装 置的双向放大器器件中。

与上述的耦合装置相反地，本实施例的耦合装置不需要把两个放 大器串联耦合到负载阻抗。而是，耦合装置优选地包括第一条四分之 一波长传输线，把第一输出信号电压耦合到负载阻抗，以及第二条四 分之一波长传输线，把第二输出信号电压耦合到负载阻抗。负载阻抗 优选地包括输入节点，以及耦合装置优选地包括用于把第一输出信号 和第二输出信号通过第一和第二条四分之一波长传输线耦合到输入 节点的装置。这样，通过对于在四分之一波长传输线之间的任何阻抗 进行缩放，可以迫使相同的电流流入功率放大器。

按照本发明的另一个方面，具有时变幅度和时变相位的输入信号 被变换成两个以上的具有恒定幅度和被控制的相位的信号。两个以上 的具有恒定幅度和被控制的相位的信号的每个信号然后在分开的放 大器中被分开地放大。被分开地放大的两个以上的具有恒定幅度和被 控制的相位的信号然后被组合，以产生作为输入信号的放大物的、在 想要的功率级上的输出信号。当把输入信号变换成两个以上的信号 时，两个以上的具有恒定幅度和被控制的相位的信号的每个信号的相 位被控制，以产生作为输入信号的放大物的、在想要的功率级上的输 出信号。

在优选实施例中，两个以上的具有恒定幅度和被控制的相位的信 号是四个具有恒定幅度和被控制的相位的信号。四个具有恒定幅度和 被控制的相位的信号优选地是用来组合产生输出信号的第一复数部 分的第一对具有恒定幅度和被控制的相位的信号，以及是用来组合产 生输出信号的第二复数部分的第二对具有恒定幅度和被控制的相位 的信号。第一对具有复数幅度和被控制的相位的信号的相位优选地被 控制成以反旋转方向变化，以产生输出信号的第一复数部分。第二对 具有复数幅度和被控制的相位的信号的相位优选地被控制成以反旋 转方向变化，以产生输出信号的第二复数部分。饱和功率放大器优选 地被使用来分开地放大两个以上的具有恒定幅度和被控制的相位的 信号的每个信号。

在一个实施例中，通过串联组合被分开地放大的两个以上的具有 恒定幅度和被控制的相位的信号而进行组合，以产生作为输入信号的 放大物的、在想要的功率级上的输出信号。通过使用每个具有初级绕 组和次级绕组的两个以上的变压器，可以进行串联组合。各自的初级 绕组被耦合到两个以上的放大器的各自的一个放大器。次级绕组被串 联地耦合，以产生作为输入信号的放大物的、在想要的功率级上的输 出信号。替换地，两条以上的四分之一波长传输线可被使用来组合来 自两个以上的放大器的信号。每条传输线具有第一和第二末端。各个 第一末端被耦合到两个以上的放大器的各自的一个放大器。第二末端 被耦合在一起，以产生作为输入信号的放大物的、在想要的功率级上 的输出信号。四分之一波长传输线等效网络也可被使用。例如，可以 使用包括电容和电感的π-网络。

两个以上的信号的每个信号的相位可以通过相位调制，以及优选 地通过正交调制两个以上具有恒定幅度和控制的相位的信号的每个 信号，而被控制，以产生作为输入信号的放大物的、在想要的功率级 上的输出信号。相位调制优选地是通过使用对于两个以上的具有恒定 幅度的信号的每个信号的分开的锁相环而进行的。

按照本发明的另一个方面，具有时变幅度和时变相位的信号是从 多个恒定幅度时变相位的信号产生的，其和值是具有时变幅度和时变 相位的信号。IQ波形产生器从具有时变幅度和时变相位的信号产生余 弦载波调制波形I(t)和正弦载波调制波形Q(t)。函数发生器从余弦 载波调制波形I(t)产生互补的波形Q’(t)，以使得I(t)和Q’(t)的平 方的和值是常数。第一调制器用I(t)调制余弦载波信号，以得出第一 调制的余弦载波。第二调制器用Q’(t)调制正弦载波信号，以得出第 一调制的正弦载波。诸如蝶形电路(Butterfly circuit)那样的电路 形成第一调制的余弦载波和第一调制的正弦载波的和值与差值，以得 出恒定幅度时变相位信号。

第二函数发生器从正弦载波调制波形Q(t)产生互补的波形 I’(t)，以使得I’(t)和Q(t)的平方的和值是常数。第三调制器用I’(t) 调制余弦载波信号，以得出第二调制的余弦载波。第四调制器用Q(t) 调制余弦载波信号，以得出第一调制的余弦载波。诸如第二蝶形电路 那样的电路形成第二调制的余弦载波和第二调制的正弦载波的和值 与差值，以得出第二组恒定幅度时变相位信号。

因此，本发明组合了两个以上的恒定幅度、时变相位矢量，以得 出给定的合成的矢量，组合的矢量具有更慢地变化的相位。在一方 面，四个恒定幅度电源矢量被组合。第一对信号矢量被产生、放大、 和组合，以产生一个恒定相位、时变幅度矢量，代表想要的合成矢量 的实部。第二对信号矢量被产生、放大、和组合，以产生第二个恒定 相位、时变幅度矢量，代表想要的结果的虚部，即与实部成直角的矢 量。四个恒定幅度矢量的每个矢量可以被限制在其需要的相位变化的 速率内，允许使用较低的锁相环的带宽。

优选实施方案使用了包括正弦和余弦或I和Q调制器，以产生调 幅的余弦载波信号和调幅的余弦载波信号。调制的余弦和正弦信号然 后被相加和相减，以产生两个反旋转的、恒定幅度矢量，其最终的和 值是幅度等于想要的实部的余弦信号。想要的实部是加到余弦调制器 的I-调制。Q-调制是(1-I2)的平方根，它确保对于I+jQ和I-jQ的恒 定幅度。第二正交调制器用想要的虚部，或想要的合成的信号的Q部 分调制正弦载波，而(1-Q2)的平方根调制余弦载波，这样确保了在形 成jQ+I和jQ-I后，它们都是反旋转恒定幅度矢量，其和值是想要的 虚部。四个恒定幅度矢量然后通过使用四个锁相环以便把四个时变的 相位转移到各自的功率放大器的输出，而被功率放大，以想要的最后 的频率用于输出。

大于2的任何数目的恒定幅度、时变相位的矢量，例如3个矢量， 可以这样地产生，以使得它们的合成的和值是想要的时变幅度、时变 相位的矢量。想要的时变幅度、时变相位的矢量具有两个规定的分 量，分别是实部和虚部。然而，两个以上的恒定幅度矢量的组合给出 过分的自由度，它可按照本发明被使用来选择一种解决办法，它可以 减小和优选地使得任何矢量的相位的最大改变速率最小化。这个解决 办法可以通过数字信号处理被计算，或者实时地，或替换地，对于数 字调制，可以对于接连的调制符号的各种组合进行离线计算，然后被 存储在查找表中供以后实时地产生信号用。可以提供放大系统和方 法。

按照本发明的另一个方面，波形综合器把输入波形表示为一系列 基于数目的数字码每个数字码包括多个按位置有效性排序的数字。提 供了多个双向放大器，各个放大器与各自的数字相联系。双向放大器 消耗来自DC电源的电流，以及根据相关的数字返回电流到DC电源， 由此，产生正比于相关的数字的数值的输出电压信号。这样构建的波 形综合器能够具有对于任何信号波形的100％的理论效率。这些波形综 合器可被有效地使用来把幅度与相位都变化的射频信号放大到发送 的功率电平。这些波形综合器也可被用作为具有正弦输出波形的DC- AC变换器。

在本发明的优选实施例中，多个双向放大器的输出电压电平通过 使用多个变压器被串联地耦合到负载，每个变压器具有初级和次级。 各个初级被耦合到各自的一个双向放大器。次级被串联耦合到负载。 多个变压器的初级对次级的圈数比值正比于相关的数字的位置有效 值。

如上所述，本发明优选地使用双向放大器。双向放大器可以使用 场效应晶体管，它从源极到漏极和从漏极到源极双向地导通。替换 地，也可使用包括反向导通二极管的双极晶体管。双向双极晶体管正 向地导通流过双极晶体管以及反向地导通流过反向导通二极管。也可 以使用其它的双向放大器件。

输入波形可以是提供到DC-AC电源变换器的DC输入波形，其输 出波形近似为正弦。替换地，输入波形可以是提供给能够具有高效率 的功率放大器的AC输入波形。也可以使用数字输入。

本发明并不限于基于2的输入波形代表物。数目基可以是二进 制，以使得多个双向放大器可包括多个方波倒相器。然而，数目基也 可以是三进制，其中多个双向放大器包括带有零箝位的多个方波倒相 器，以产生正的、零、和负的输出电压电平。

按照本发明的再一个方面，也包括与至少两个最低位数字有关的 至少一个线性放大器。线性放大器产生正比于至少两个最低位数字的 组合值的线性输出电压。线性输出电压连同其余的双向放大器，也串 联地耦合到负载。

                         附图简述

图1图形地显示两个恒定包络信号的矢量相加。

图2是使用正交调制器和一对隔离的功率放大器的传统功率放 大器的方框图。

图3是按照本发明的功率放大器的第一实施例的方框图。

图4是按照本发明的功率放大器的第二实施例的方框图。

图5是按照本发明的功率放大器的第三实施例的方框图。

图6是在使用双向器件的功率放大器中电流和电压关系的电路 图。

图7是按照本发明的功率放大器的第四实施例的方框图。

图8是按照本发明的功率放大器的第五实施例的方框图。

图9图形地显示按照本发明的、使用四个恒定幅度矢量的复数矢 量的综合。

图10是按照本发明的、用于通过使用两个以上的具有恒定幅度 和控制的相位的信号规定具有时变幅度和时变相位的输入信号到想 要的功率电平的系统和方法的方框图。

图11是图10的四相位调制器的方框图。

图12是按照本发明的、用于通过使用锁相环滤波调相信号的系 统和方法的方框图。

图13是按照本发明的、用于通过使用两个以上的具有恒定幅度 和控制的相位的信号规定具有时变幅度和时变相位的输入信号到想 要的功率电平的系统和方法的另一个实施例的方框图。

图14a和14b是可在本发明中使用的双向器件的电路图。

图15是按照本发明的、通过比特加权的方波倒相器的串联连接 的波形综合的电路图。

图16图形地显示使用8比特波形的波形的综合。

图17是按照本发明的三进制综合级的示意图。

图18是按照本发明的、通过使用用于最高位的方波倒相器和用 于其余位的线性放大器的波形综合的电路图。

优选实施例描述

现在将参照附图在下面更详细地描述本发明，图上显示了本发明 的优选实施例。然而，本发明可以以许多不同的形式实施，以及不应 当认为本发明限制于这里所阐述的实施例；而是，提供这些实施例， 以使得本公开内容透彻和完整，以及把本发明的范围全部带给本领域 技术人员。在全文中相同的标号是指相同的元件。而且，这里所描述 的和显示的每个实施例也包括其互补的导电型实施例。

图1显示时变幅度矢量是如何通过把两个具有正确的相对相位 的恒定幅度的矢量相加而被构建的，正如由Chireix在他的1935年 论文中首次提出的。内圆表示对于一个功率放大器的最大幅度，外圆 表示对于两个相等的功率放大器的最大幅度。如图所示，想要的幅度 是A(t)，以及想要的相位是φ(t)。这可以通过使用第一同相与正交信 号I1与Q1和第二同相与正交信号I2与Q2来达到，其中 II=COS(φ-α),QI=SIN(φ-α),I2=COS(φ+α)，和Q2=SIN(φ+α)，其中 α=arcos(A/2)。

在那个时代，Chireix不能利用现代数字信号处器技术来精确地 产生两个不同相的信号。图2上显示了使用由数字综合的矢量波形 I1,Q1,I2,Q2和正交振荡器206驱动的两个正交调制器202,204的 现代实施方案。

两个功率放大器212,214的输出，每个放大器例如是功率Pmax/2 的丙类放大器，可通过使用混合的或3dB定向耦合器220(耦合系数 “k”=0.7071)而被相加。混合的或3dB定向耦合器220实际上产生 和值与差值信号。差值端口与和值端口端接以相同的阻抗，给出在两 个功率放大器之间的隔离，以使得来自一个端口的功率(电压或电流) 不到达另一个端口。和值信号在放大器被同相驱动时上升到Pmax，而 在以相差180°相位差被驱动时，和值信号降到零。在二者之间，功率 是Pmax·cos2(α)，其中“α”是相对相位。差值输出是Pmax·sin2(α)， 输出的总和因此总是Pmax。

当想要的输出P(t)小于Pmax时，差值Pmax-P(t)从差值端口送 出，它通常是损耗。在这种情况下的平均效率比起以上对于乙类计算 的效率更坏，因为电池电流在输出小于Pmax时不减小。另一方面， 有可能恒定包络放大器实际上以比起有线性要求的放大器更高的效 率(以Pmax的功率)被构建，这样实际上可以得到好处。然而，即使 可以得到100％的丙类效率，但装置对于3dB的峰值对平均功率的比值 只给出50％的效率，以及对于峰值与平均功率的6dB的比值给出25％ 的效率。

为了有助于效率，申请人在以上引用的Dent的专利中提出复原 通常被耗散在输出耦合器的差值端口处的能量。浪费能量的复原整流 器222被用来整流耗散的功率，并把DC电流馈送回电池。已经知道， 即使在微波频率下也能做出非常有效的整流器，正如对使用微波的无 线功率传输的研究已证明的。

对于数字调制信号，已经知道，在数据比特间隔上需要的不同的 I和Q波形的数目可被限制于2的当前比特周围的少量比特的幂次， 因为从当前数据比特中去除的数据比特具有可忽略的影响。因此，波 形I1,Q1,I2，和Q2可以对于附近的比特的所有的2的N幂次的组合 进行预先计算，并被存储在存储器中，以及在需要时被调用。这样， 可以避免需要实时地计算反余弦。

现在参照图3，描述按照本发明的功率放大器300。功率放大器 300通过使用DC电源VCC328放大具有时变幅度和时变相位的AC输 入信号332，以产生在负载阻抗RL326上的放大的输出信号电压和输 出电流。将会看到，负载阻抗326可以是天线，以及DC电源328可 以是电池。

仍旧参照图3，功率放大器300包括变换装置330，用于把AC 输入信号332变换成具有恒定幅度与第一相位角的第一信号306和变 换成具有恒定幅度与第二相位角的第二信号308。变换装置330可以 由产生I1,Q1,I2，和Q2信号的数字信号处理器(DSP)334构成。第一 和第二正交调制器302,304分别响应于正交振荡器310和同相与正 交信号I1,Q1,I2,Q2，以产生第一信号306和第二信号308。变换装 置330及其各个部件的设计和运行对于本领域技术人员是熟知的，这 里不需要进一步描述。

仍旧参照图3，第一放大器312放大第一信号306，以产生具有 恒定电压幅度的第一输出信号电压S1(316)。正如下面将详细描述 的，第一放大器312优选地包括双向放大器器件，它从DC电源取出 电流，但也提供电流给DC电源。因此，在第一放大器312与DC电源 328之间的连接被显示为是双向的。

仍旧参照图3，第二放大器314放大第二信号308，以产生具有 恒定电压幅度的第一输出信号电压S2(318)。正如下面将详细描述 的，第二放大器314也优选地包括双向放大器器件，它从DC电源取 出电流，但也提供电流给DC电源。放大器312和314可以是丙类功 率放大器，虽然也可以使用其它类的功率放大器。

仍旧参照图3，耦合器320把第一和第二放大器312和314互相 耦合，以及耦合到负载阻抗326，以使得在第一放大器中的电压或电 流变成为与第二放大器中的电压或电流线性有关。耦合器320可以是 和在传统的Chireix电路中使用的定向耦合器大不相同的。具体地， 耦合器320没有把第一和第二放大器互相隔离。而是把把第一和第二 放大器交互地耦合，以使得每个放大器影响另一个放大器的负载线。

在图3上，耦合器320包括第一变压器322和第二变压器324。 它们各自的次级322b和324b串联地耦合到负载阻抗326。它们各自 的初级322a和324a被分别耦合到第一和第二放大器的输出端316和 318。因此，第一和第二输出信号电压S1和S2的总和产生在负载阻 抗326上的放大的输出信号电压，也产生流过负载阻抗的输出电流。 与输出电流线性地有关的放大器电流流入第一和第二放大器312和 314的双向放大器器件。

变压器322和324实现相对于地的输出端的串联耦合。串联耦合 可确保等于负载电流或它的缩放值的相同的电流流入两个放大器312 和314的输出电路。

通过省略图2的输出耦合器(它使得两个放大器互相隔离)，现在 允许放大器互相影响或交互作用。实际上，当两个放大器被不同相地 驱动以使得输出信号S1等于-S2时，它们加到负载阻抗RL的输出的 总和将是零，即没有负载电流。所以，流入放大器器件的电流由于串 联连接也将是零，这确保放大器电流和负载电流是相同的。如果没有 电流流入放大器器件，则从DC电源电压Vcc消耗的电流也将是零。 这样，与图2的耦合的功率放大器(它即使在瞬时负载功率是零时也 从电源消耗恒定量的功率)相反，图3的装置在瞬时输出功率减小时 可减小它的电流消耗。

现在参照图4，显示了按照本发明的功率放大器的第二实施例。 如图4所示，功率放大器400与图3的功率放大器相似。然而，把第 一和第二放大器312和314耦合到负载阻抗326的交互作用的耦合器 320’是分别通过第一和第二四分之一波长传输线422和424实施的。 负载阻抗包括输入节点440，以及第一和第二四分之一波长传输线422 和424优选地被耦合到输入节点440。

如图4所示，在微波频率上的串联连接可以通过使用两条四分之 一波长线422和424的四分之一波长距离的并联连接，而更实际地达 到。当两条四分之一波长线的输出被并联时，迫使输出电压在输入节 点440处是相同的(V0)。这迫使电流在离功率放大器312和314四分 之一波长处是相同的，如果传输线具有相同的阻抗，产生与图3的串 联连接时相同的条件。如果传输线具有不同的阻抗201，202，迫使功 率放大器输出电流I1和I2按阻抗的反比缩放。

功率放大器理想地每个在其四分之一波长传输线的末端处产生 Vcc的输出摆动。因为在该末端处电压是相同的，在离四分之一波长 的另一端的电流等于对于相等的线必须是相等的。对于不相等的线阻 抗，在线的接头处，电流分别是Vcc/Zo1和Vcc/Zo2。因此，总的输 出电流，对于相等的线为Io=Vcc(1/Zo1+1/Zo2)或2Vcc/Zo。

如果功率放大器产生相对移相的电流Vcc·EXP(jα)和Vcc·EXP(- jα)，则总的输出电流是： $\mathrm{Io}=\mathrm{Vcc}(\frac{\mathrm{EXP}\left(\mathrm{j\alpha }\right)}{\mathrm{Zo}}+\frac{\mathrm{EXP}(-j\alpha )}{\mathrm{Zo}})$ $=2\mathrm{Vcc}·\cos \left(\alpha \right)/\mathrm{Zo}$

电压Vo因此被给出为： $\mathrm{Io}·R_L=\frac{2\mathrm{Vcc}·R_L\cos \left(\alpha \right)}{\mathrm{Zo}}$

又迫使功率放大器电流为： $\frac{2\mathrm{Vcc}·R_L\cos \left(\alpha \right)}{{\mathrm{Zo}}^2}$ 表明每个功率放大器中的峰值电流减小cos(α)倍，这在混合耦合的 情况下不是这样的。当α=90°时，功率放大器是反相的，输出信号Vo，Io 是零，即使它们仍旧被驱动到全部Vcc输出摆动，功率放大器的电流 也是这样。这正如负载阻抗被增加到无穷大的情形，因此，通过调制 α(在DSP码中)，由功率放大器看到的有效负载阻抗也被调制，以使 得它们只产生瞬时的想要的输出功率。

为了得到最大效率，希望避免谐波电流流入功率放大器输出电 路。这可通过使用串联谐振电路与功率放大器输出端串联以给出对于 基波的低阻抗和对于谐波的高阻抗，而得到。然而，单个并联谐振电 路550可以代替来连接在两个四分之一波长线的节点处四分之一波 长，如图5的放大器500所显示的。并联谐振器迫使电压波形在传输 线接头处(节点440)是正弦的，所以，离四分之一波长处，功率放大 器器件的电流被迫使是正弦的。

如上所述，第一和第二放大器312和314分别优选地包括双向放 大器器件，从DC电源326取出电流和提供电流给DC电源。因此，在 AC输入信号332的部分的信号周期期间，电流从第一和第二放大器流 到DC电源，返回能量到DC电源。图6显示了按照本发明的、包括双 向放大器器件的功率放大器。

如图6所示，功率放大器器件312包括P型场效应晶体管602 和N型场效应晶体管604，它们分别被耦合在正的和负的电源328a 和328b之间。输入信号332被耦合到P型场效应晶体管602和N型 场效应晶体管604。这些场效应晶体管产生被提供给四分之一波长线 的输出信号。同样的考虑加到第二放大器314。

当α是在0和90°之间时，功率放大器器件中的正弦电流与器件 的接头和关断的切换不同相，如图6所示。来自电源的平均电流相对 于峰值电流Ipk被减小另一个cos(α)的因子。由于Ipk也减小cos(α) 倍，净电源电流减小为cos2(α)，这是与输出功率通过调制α而被减小 的相同的倍数。电源功率和负载功率所以都跟踪，当在不要时被卸下 时保持相同的理论效率。这依赖于使用双向功率放大器器件，它们在 部分的输入信号周期期间可以以相反反向通过电流，把能量返回给电 池。

在单端推挽输出级方面，可以看到使用理想的双向器件的理论效 率是100％，如图6所示。在从0到(π-α)的“a”区中，电流从-Vcc/2 流到负载，这时N型器件接通，往下拉。这从-Vcc/2电源328b传送 能量到负载。在“b”区，电流仍旧是负的，但P型器件接通。这意 味着电流和能量流回到+Vcc/2电源328a。在“c”区，电流从Vcc/2 电源328a流到负载，这时P型器件接通，以及在“d”区，当N型器 件接通时电流仍旧是正的，把电流和能量发送回到-Vcc/2电源328b。 这样平均电流是： $\frac{I_{\mathrm{pk}}}{2\pi }[\underset{O}{\overset{\pi -\alpha }{\int }}\sin \left(\theta \right)\mathrm{d\theta }-\underset{O}{\overset{\alpha }{\int }}\sin \left(\theta \right)\mathrm{d\theta }]=I_{\mathrm{pk}}\cos \left(\alpha \right)/\pi$ 来自-Vcc/2和+Vcc/2电源的每个电源，它比起同相电流减小cos(α) 因子。

在图6上，从分开的-Vcc/2和+Vcc/2电源发出的平均电源电流 在α=0时被计算为Ipk/π。来自电源的总的功率所以是：

                  Ipk·Vcc/π    (1)

在单个端接的功率放大器器件输出端处的方波电压摆动是一 Vcc/2到I-Vcc/2，即Vcc/2峰值，所以在阻抗Zo的四分之一波长线 的末端处的电流必须是峰值电流+/-Vcc/2Zo的方波。方波的基波分量 是4/π乘以峰值，所以驱动图5的谐振器的基波电流是： $\frac{2\mathrm{Vcc}}{\pi ·\mathrm{Zo}}\mathrm{peak}------\left(2\right)$

电流造成峰值负载电压为： $\frac{2\mathrm{Vcc}·R_L}{\pi ·\mathrm{Zo}}------\left(3\right)$

这样，负载功率是1/2×峰值电流×峰值电压： $=\frac{2{\mathrm{Vcc}}^2·R_L}{{(\pi ·\mathrm{Zo})}^2}------\left(4\right)$

式(3)给出在四分之一波长线的末端处在谐振器上的正弦电压摆 动。因此，在该线末端在功率放大器器件中的电流是这个电压被Zo 相除，即： $\mathrm{Ipk}=\frac{2\mathrm{Vcc}·R_L}{\pi ·{\mathrm{Zo}}^2}------\left(5\right)$

把式(5)的Ipk代入式(1)，给出总的DC输入功率为： $=\frac{2{\mathrm{Vcc}}^2·R_L}{{(\pi ·\mathrm{Zo})}^2}------\left(6\right)$

这是与式(4)相同的公式，表明100％的效率。

众所周知，具有无损滤波的开关模式倒相器把方波变换成正弦波 输出，给出100％的效率。然而，在图3到6的装置(被包容在图7的 变压器内)中，即使对于时变幅度的信号，或当发射机回推到小于全 部输出时，效率仍被保持。在图7上，放大器700可以使用开关模式 (丁类)功率放大器。负载326是天线。这样，本发明，对效率没有理 论限制，比起现有技术功率放大器有更好的开始点，而现有技术功率 放大器的理论效率即使对于理想器件也小于100％。

本发明使用诸如数字信号处理器(DSP)334的装置，把具有时变 幅度和时变相位的复数调制信号变换成两个具有恒定幅度和不同的 时变相位的调制信号。然后，本发明使用产生装置，产生由各个相位 调制信号被调制的两个信号。图2显示了有关装置，即使用分别由它 们的各自的相位调制信号的余弦和正弦驱动的两个正交调制器302， 304。图8显示了另一种方法，其中使用了两个频率综合器，每个频 率综合器是可调相的，例如可调相的分数-N综合器802和804。可调 相的分数-N综合器包括累加器，其数值确定由综合器控制的振荡器 812和814的相位。通常，在分数-N综合器中，累加器通过重复加上 一个斜率值而连续地增加(通过环绕处理)，这提供了频率偏移。为了 改变相位，累加器通过一次只加一个对于想要的相位的改变的数值， 而被附加地增加。图8上显示了这种装置。

通过使用两个分开的分数-N综合器802,804，相加的差值相位 值的累加的特性可从步骤得出。所以，实际上，保持同步的需要提出， 应当把两个综合器组合成单个芯片。而且，由申请人在1997年7月 30日提交的、被指派给本专利申请的代理人的、美国专利申请中所揭 示的、被称为“互易分数-N”的这种类型的综合器，(该专利申请的 揭示内容在此引用，以供参考)在它调制由固定参考频率控制的参考 分频器时是有利的，当需要两个调制的综合器时它易于进行综合。

另一个可直接相位调制的综合器是直接数字综合器或DDS，其中 累加器连续地计算(ωt+φ)的数值，以及通过使用正弦查找表把最重要 部分变换成正弦波。产生相位调制信号的任何其它传统的方法也可被 使用于本发明。

因此，用于线性地放大具有时变幅度与相位的信号的发送功率放 大器包括信号发生器，产生具有恒定幅度与第一相位角的第一放大器 驱动信号和具有恒定幅度与第二相位角的第二放大器驱动信号，以使 得组合的信号具有要被发送的信号的想要的瞬时幅度和相位角。第一 驱动信号由使用第一有源放大器器件的第一功率放大器放大，以及第 二驱动信号由使用第二有源放大器器件的第二功率放大器放大，第一 和第二放大器器件优选地被驱动到饱和。

第一和第二功率放大器的输出端通过使用两条四分之一波长线 被连接，每条在一端被连接到各自的有源器件，以及在另一端被连接 到公共接头。替换地，可以使用变压器。

在公共接头处的并联谐振电路可强迫在接头处的电压是正弦 的，以及正比于在第一和第二相位角之间的差值的一半的余弦。由 此，并联电路可强迫放大器器件中的峰值电流是正弦的以及正比于同 样的余弦。

在该器件中的正弦电流通过相加和减去在所述第一和第二波形 之间的差值的一半，而也是与其各自的驱动波形不同相的，以使得在 部分的周期期间从DC电源取功率和在另一部分的周期期间通过放大 器器件反向导通而把功率返回。由DC电源消耗的平均电流由此可以 减小另一个等于该余弦的因子。DC电源消耗的净功率所以可以正比于 余弦的平方和按与传递给负载的正弦的功率的相同的比值被减小，这 样，在实际的器件的极限内，在所有减小的瞬时幅度时，保持与在峰 值输出幅度时相同的效率。

使用理想器件的本线性放大器的理论效率，即使在被退回到减小 的输出电平时，也是100％，因此，它对于得到高效率比起现有技术放 大器来说可以是更好的起始点。例如，乙类放大器使用理想器件的理 论效率在全部输出时只有78.5％。

当本发明要被使用来产生幅度和相位都变化的信号时，两个恒定 包络放大器通过想要的相位变化和确定相位分量的幅度的和值与差 值而产生相位变化的信号。当相位分量的变化是相同方向时，和值相 位更快地变化；反之，差值相位更快地变化。因此，一个相位比另一 个相位变化得更快，以及相位变化的速率在想要的矢量具有通过接近 于复平面的原点(0,0)的轨迹时会变得非常快。如果信号矢量精确地 通过原点，即信号幅度降到零，则相位变化具有有限个导数。然而， 对于通过无穷小地接近于原点的矢量，相位导数可以是任意地大。

潜在优点是只在相位上变化的恒定幅度信号可以通过使用调制 的锁相环而被产生。然而，由锁相环产生的相位的改变速率通常由其 环路带宽限制。希望避免使用过度宽的环路带宽，这样锁相环有助于 滤除不想要的噪声和阻止宽带噪声被发送。然而，窄的锁相环的使用 可能限制精确地复原通过接近于原点的复数信号矢量轨迹的能力。本 发明可解决这个设计冲突，以及允许使用更想要的锁相环参量，而不 影响可以复原复数信号轨迹的精度。

现在借助于图9描述第一方面。图9显示通过分开地综合其实部 I和其虚部Q而综合复数矢量Z。这两个分量的每个分量是通过相加 成对的恒定幅度、反向旋转的、可变相位的矢量而被综合的。这样， 图9显示四个恒定幅度矢量V1，V2(它们组合来产生实部I)和V3， V4(它们组合来产生虚部Q)。

使用一对矢量来只综合实部或虚部的优点是仅仅实部或虚部的 轨迹在改变正负号时必须精确地通过原点。该数值通过原点的速率由 被综合的复数信号的有限带宽限制。这样，当综合有限带宽的信号 时，四个矢量V1,V2,V3，和V4的每个矢量的旋转速率可被保证为有 限的。而且，每个矢量只须相对于平均相位旋转+/-90°，以便于产生 在正的最大信号幅度与负的最大信号幅度之间变化的实部或虚部。这 样，锁相环的设计比起只使用两个恒定幅度矢量可能是容易的，在后 者中，每个矢量的相位会需要旋转全部360°，以及继续旋转360°的任 意倍数。

图10显示按照本发明的具有四个耦合的、恒定幅度功率放大器 器件1011a,1011b,1011c，和1011d的装置。四相调制器1010被馈送 以在要被发送的想要的信号上的信息，它可由复数信号的实部I(余弦 载波分量)的波形和虚部Q(正弦载波分量)的波形来描述。调制器1010 产生四个、恒定幅度、变化相位的信号，被表示为：

  e(jωt+φ1)

  e(jωt+φ2)

  e(jωt+φ3)

和e(jωt+φ4)

其中φ1=arccos(I)；φ2=-φ1；φ3=90°-arccos(Q)；和φ4=180°- φ3，以及“ω”是可以在另一个输入端被提供的载频信号的频率。

因为arccos函数对于大于1的宗量是没有定义的，所以想要的 信号Z=I+jQ被正确地缩放，以使得其峰值幅度绝不超过1，以及优选 地刚好小于1。缩放想要的功率电平是由放大器1011a,…,1011d完成 的。相应于图9的矢量V1,V2的放大器1011a,1011b的输出，通过 使用变压器1012a和1012b被串联地相加，以产生实部I。实部I将 只包含余弦载波分量，它是在从正的幅度到负的幅度的幅度上被调 制，即，双边带的、压缩载波调制(DSBSC)。同样地，相应于图9的 矢量V3,V4的放大器1011c,1011d的输出，通过使用变压器1012c 和1012d被串联地相加，以产生虚部Q，虚部Q是DSBSC调制的正弦 载波分量。所有的变压器的输出然后被串联地耦合来相加I和Q，以 得出想要的复数信号调制Z=I+jQ。

正如专利申请中所揭示的，串联耦合使得相同的输出或负载电流 流入所有的放大器器件，而不管其电压对于最大输出信号的贡献。当 该电流与放大器的电压贡献同相时，该放大器把功率从DC电源传送 到负载。当放大器的电压贡献与负载电流不同相时，该放大器起到同 步整流器的作用，把电流返回到电源，假如使用双向输出器件的话。 当放大器的电压贡献与负载电流相差90°时，在一部分AC信号周期期 间，从DC电源消耗电流，在另一部分周期期间电流返回到DC电源， 平均来说，没有从电源消耗净电流。因此，由放大器从其公共DC电 源(未示出)消耗的唯一平均功率相应于传送到输出电路或负载的功 率，所以它只相应于想要的信号波形Z。采用理想双向放大器器件的 放大器的理论效率所以是100％，这与即使用理想器件仍只有较低的理 论效率的现有技术线性放大器成为鲜明对照。

对于甚高频和微波，在专利申请中揭示出，串联耦合的更实际的 形式可以是通过使用适当的阻抗的四分之一波长传输线，而使用并联 耦合离放大器四分之一波长线。阻抗的选择使得放大器与负载阻抗 (例如天线，用于产生想要的总的输出功率)匹配。四分之一波长线的 长度也应当按需要被缩短，以补偿放大器器件的输出电容。四分之一 补偿线的等价的电路也可以用离散的电感和电容，例如，以π-网络配 置1302来构建，如图13所示。每个π-网络C1,L,C2的第一电容C1 可吸收放大器器件的输出电容，而第二电容可被组合成单个电容 4C2。这样的网络优选地应当被设计成通过使用附加的LC元件而反映 在尽可能多的奇次谐波上放大器的高阻抗，以及放大器应当优选地是 推挽放大器，它压缩载频的偶次谐波。

图11显示了图10的四相调制器1010的一个实施方案的更多的 细节。I信号被馈送到第一平衡调制器1101a，在其中乘上余弦载波 分量，产生Icos(ωt)。I信号也被馈送到函数发生器1100a，它从I 得出Q’，以使得I和Q’的平方的和值是常数。这在函数发生器1100a 实施的函数f(x)是 $\sqrt{(1-x^2)}$ 函数时达到。Q’被馈送到第二平衡调制器 1101b，在其中它乘上正弦载波分量，得出Q’sin(ωt)。蝶形电路1102a 形成调制器1101a,1101b的输出的和值与差值，得出：

Icos(ωt)+Q’sin(ωt)和

Icos(ωt)-Q’sin(ωt)，二者都有恒定幅度 $\sqrt{(I^2+Q^2)}$ 。

这两个恒定幅度驱动信号相应于图9的矢量V1和V2以及驱动图 10的放大器1011a和1011b。

想要的Q信号分量馈送类似的电路，除了Q在平衡调制器1101c 中乘上正弦载波分量以外，以及通过使用函数发生器得出的信号I’ 在平衡调制器1101d中乘上余弦载波分量。蝶形电路1102b然后形成 调制器1101c和1101d的输出的和值与差值，得出两个恒定幅度信号 Qsin(ωt)+I’cos(ωt)和Qsin(ωt)-I’cos(ωt)，它们相应于图9的 矢量V3和V4以及驱动图10的放大器1011c和1011d。

通常通过使用数字信号处理编码信息用于发送以及把编码的信 息变换成基带调制信号I和Q。I和Q可以通过使用数字信号处理首 先被产生为数字样本序列，然后再通过数字-模拟(D/A)变换器把它们 变换成模拟信号。授权给本发明人的美国专利号No.5,530,722描述 了用于取消D/A变换器的技术，该专利的揭示内容在此引用，以供参 考。该技术涉及把数字I/Q样本流变换成高比特率、∑-△调制，然后 可通过低通滤波把它变换成模拟信号。

平衡调制器1101a,1101b,1101c,和1101d可以是所谓的 Gilbert Cell(吉尔伯特单元)类型，它们容易通过半导体工艺制造。 来自吉尔伯特单元的输出是平衡的(即，推挽的)电流，以及两个吉尔 伯特单元的输出可通过并联它们的输出以相加它们的输出电流，而被 相加。一个吉尔伯特单元的倒置的连接造成相减。因此，蝶形电路 1102a,1102b可以通过并联吉尔伯特单元的输出，以及使用倒置连接 一个吉尔伯特单元以给出差值输出，而得到。来自吉尔伯特单元的电 流输出可以通过使用电流镜而被复制，以便得出一个平衡输出用于形 成和值以及得出类似的平衡输出用于产生差值。从引用的参考文献也 可得知，对于调制数据信号，整个∑-△比特流可被预先计算，并存储 在查找表中，用于不同的、有限的长度数据符号序列，以及对于调制 数据序列通过查询该表格而被调用，以得出正确的∑-△波形。

通过只使用相位调制信号来综合一个用于发送的信号的潜在优 点之一在于，相位调制可被加到直接运行在输出频率上、以及输出功 率高于现有技术正交调制器能达到的输出功率的振荡器。这样，功率 放大器可能需要较小的增益来放大振荡器输出，从而较少地放大宽带 噪声。阻止功率放大器器件放大宽带噪声，可有助于避免发射机给同 一个或在附近的设备(例如，蜂窝电话)中的接收机的干扰。授权给本 发明人的美国专利号No.5,535,432描述了首先产生以发送中频的相 位调制信号以及然后通过锁相环把该相位调制转移到发送频率VCO的 技术，该专利的公开内容在此引用以供参考，该技术已经使用于由L.M. Ericsson制造以及在1992年以来在欧洲销售的、遵守GSM数字蜂窝 标准的蜂窝电话。图12示出本发明的此种方案的运用。

现在参照图12，四相调制器1010’产生以发送中频(TXIF)的相 位调制信号。发送频率压控振荡器1215a产生以发送频率Ftx的信 号，它被功率放大器器件1211a放大。振荡器1215a的输出的一部分 被馈送到下变频混频器1214a，在其中它与频率Flo的本振信号进行 超外差，该频率与想要的发送频率Ftx相差为TXIF，即

Flo=Ftx+/-TXIF。

在蜂窝电话中，本振信号常常是与接收部分已使用的相同的，这 是通过正确的选择TXIF而确保的，以使得发送频率离接收频率相差 一个称为“双工间隔”的量。

来自超外差下变频器(混频器1214a)的、以频率TXIF的差值频 率输出在鉴相器1213a中与来自调制器1010’的相位调制的TXIF信 号进行相位比较。如果比较的相位不一致，则由鉴相器1213a产生误 差信号，该信号在环路滤波器1216a中被积分，以产生校正控制信号 给VCO 1215a,从而控制VCO 1215a的相位和频率，以遵从来自调制 器1010’的相位调制。

包括元件1213a,1214a,1215a,和1216a和功率放大器1211a的 整个锁相环相位转移电路1220a，被复制为1220b,1220c,和1220d， 用于其它三个相位矢量信道。四相调制器1010’在图12上被显示为具 有单个数据输入，而不是I和Q输入。因此，假定四相调制器1010’ 通过使用如上所述的预先计算的查找表把数据符号序列变换引入到 I,Q波形。

当发送输出频率在不同的频道之间改变时，现在改变本振频率 Flo就够了，以及所产生的发送信号将与改变到Flo同步地改变到新 的频道。使用锁相环来把相位调制转移到输出频率的优点在于，由环 路滤波器16a,…,16d确定的锁相环带宽只需要一个足够精确地通过 调制的带宽，因此可有助于抑制宽带噪声，否则它会被功率放大器 1211a,…,1211d放大，潜在地干扰接收机。

现在将描述本发明的另一个方面，它相应于通过组合两个以上的 恒定幅度矢量来综合可变相位与幅度的矢量的更一般的发明原理。以 上借助于图9到13详细地描述了组合四个矢量的一个特定的例子。 在该例子中，矢量被成对地组合，以产生想要的复数信号矢量的实部 和虚部。目的是消除对于任何矢量需要的大的相位改变速率的可能 性。在使用两个以上的恒定幅度矢量来综合复数矢量时可提供的过分 的自由度，可能是更一般地瞄准减小对于任何矢量所需要的最大的相 位改变的速率。最小的相位改变的速率不一定用来组合两个矢量来产 生实部和组合两个矢量来产生虚部，以及如果五个矢量中的三个矢量 被使用，则这将不是解决办法。

总的问题可以在数学上用公式表示为如下：

找出相位波形φ(1),…,φ(N)，以使得 $\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{e}^{\mathrm{j\phi }\left(k\right)}=Z\left(t\right)$ ，

想要的复数波形和最大的｜φ(k)｜最小。

另一个目标是使得相位导数的平方的和值最小，即：

找出相位波形φ(1),…,φ(N)，以使得 $\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{e}^{\mathrm{j\phi }\left(k\right)}=Z\left(t\right)$ ，

想要的复数波形以及∑｜φ(k)｜2最小。 以上问题可以作为如下的标准Lagrange乘数问题被重新阐述为：在 $\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\mathrm{je}}^{\mathrm{j\phi }\left(k\right)}\phi \left(k\right)=Z\left(t\right)$ 的条件下，使得∑｜φ(k)｜2最小。

把有关Z的复数方程分成实部的和虚部的构成的波形I和Q，以 及定义2×N矩阵A为：

Lagrange乘数问题具有以下解：

以上方程是N个非线性微分方程组，它原则上可以对于N个相位 波形求解，根据其实部I(t)和虚部Q(t)，给出想要的复数信号波形 Z(t)。这样的解决办法对于实时地执行可能是麻烦的，但因为数字处 理器变成为更强有力的，实时解决办法可能马上，如果还没有的话， 成为经济的实际的实施方案。该问题可以用离散的时间步长dt来描 述，以得出以dt的步长的相位波形样本，以离散的步长dt给出Z(t) 的值为Z1=I1+jQ1；Z2=I2+jQ2；..等等。

在时间步长号“i”的相位值然后可从以上的微分方程得出为：

其中I,Q是先前得到的值，由下式给出： $\bar{I}(I-1)+j\bar{Q}(I-1)=\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{e}^{\mathrm{j\phi k}(i-1)}$

使用在时间点(i-1)处先前得到的I,Q值作为起跳点，由此来得 出在时间点i处的新的想要的I,Q值，可以确保计算误差(例如在先 前得到的数值中的舍入误差)可通过计算相位值从先前得到的值(包 括误差)移到的新的想要的值的跳步改变而被补偿。因此，可以避免 计算误差积累。

在以上的例子中，在每一步以后，矩阵A从新的相位值重新被计 算。在每一步以后，新的相位值被加到相位调制器，它可包括对相位 值进行全部或任何数字-模拟变换，滤波被变换的相位值，锁相环， 用于把相位调制传送到想要的发射机频率的、可相位调制的频率综合 器，诸如分数N综合器或直接数字综合器(DDS)，或替换的通过使用正 弦/余弦函数表把相位值重新变换到I，Q值，后面跟随正交调制器， 把每对I和Q的值调制到想要的射频载波信号上，以得出N个恒定幅 度信号，它们的和值将是想要的相位和幅度调制信号。

当想要的调制是由数字信息信号引起的时，通过利用复数调制波 形Z(t)每次仅仅是过去和将来的数字信息符号的有限的数目L的函 数这样的事实，计算常常可被简化。这样，每次只有有限数目ML个可 出现的Z(t)的可能数值，其中M是可能的信息符号的字母表的尺寸。 Z(t)的所有可能的波形因此可对于所有可能的M符号序列进行预先计 算。同样地，通过使用以上公式，所有可能的N个相位波形组可被预 先计算，以及与波形查找表中符号序列相联系。实际的信息符号序列 然后被加到地址表，以提取预先计算的相位波形或等效的I,Q波形， 这样节省所需要的实时计算量。预先计算的一个优点是通过在可能暂 时不同于最小的相位改变率解的接连的点之间取另一个路由，以避免 以后对于更大的相位改变速率的需要，而检测和避免矩阵A·A#变成为 奇异的任何趋势。

因此，可以根据串行组合(或等效的)两个以上的恒定功率电平的 放大的信号，产生以用于发送的功率电平的幅度和相位时变的信号。 已经给出了用于计算每个恒定幅度信号的所需要的相位变化的通用 的方法和系统，它们可被使用于三个或更多的信号。也给出了用于产 生和组合四个信号的具体方法和系统，它们可能是更简单的或可以是 优选的解决办法。可由本领域技术人员作出的、基于以上技术的所有 变例可被认为是属于由以下的权利要求描述的本发明的精神和范围 内

本发明使用双向放大器器件，它们可被接通和关断，以及当接通 时可以通过任一个方向的电流。图14a和14b显示了适用于本发明的 传统的双向器件的电路符号。图14a显示N型FET 102，包括它的伴 随的基片二极管104。FET 102对于从漏极流到源极或从源极流到漏 极的电流变成为低阻抗。通过连接基片到源极，伴随的漏极-基片二 极管也有助于从源极流到漏极的反向电流。然而，这个连接对于FET 是不必要的。

图14b显示带有外部加上的反向导通二极管112的双极晶体管 110。当电流企图反方向地流入双极晶体管时，颠倒了发射极和集电 极的作用，反向电流增益通常比起正向电流增益大得多，这样，加到 基极的控制电流可能必须大大地增加，以支持反向电流。外部反向导 通二极管112的使用允许反向电流流过二极管，而不依赖于晶体管的 反向电流增益。

通过使用任何适当的双向器件，诸如图14a和14b中示例的，可 以按照图15构建本发明。

参照图15，按照本发明的综合设备200通过使用DC电源Vcc 204 从输入波形206综合在负载RL202上的输出波形。综合设备200包括 装置，诸如用于把输入波形206表示为基于数码的数字码序列的模拟 -数字(A/D)变换器210。每个数字码包括由位置有效性排序的多个数 字。在图2上，表示装置是二进制8比特模拟-数字变换器，以使得 多个数字是比特0-比特7和比特0-比特7，由2的幂次排序。

仍旧参照图15，多个双向放大装置，每个包括一对双向器件 220a,220a’-220n,220n’。双向放大器器件可包括图1a或1b所示的 双向器件中的任一个，或任何其它的双向器件。每个双向器件 220a,220a’-220n,220n’根据相关的数字的数值，消耗来自DC电源 204的电流和返回电流到DC电源，由此产生正比于相关的数字的数值 的输出电压电平。

最后，参照图15，提供了用于以根据相关的数字的位置有效性 的加权值把输出电压电平串联耦合到负载RL的装置。如图15所示， 串联耦合装置优选地包括多个变压器230a-230n。每个变压器基于初 级和次级。次级被串联耦合到负载202。各自的一个初级被耦合到各 自的一个双向放大装置220。多个变压器230a-230n的初级对次级的 圈数比正比于相关的数字的位置有效性。将会看到，分配初级和次级 是任意的，以及可以被颠倒。

现在将给出对图15的波形综合器的附加描述。

要被放大到高的功率电平的信号波形被馈送到8比特模拟-数字 (A/D)变换器210，以产生波形在时间上的多个采样点上的8比特的代 表。采样速率至少应当遵守对于两倍的在波形上得出的最大频率的波 形的奈奎斯特速率。然而，采样速率优选地是比奈奎斯特速率大许多 倍，以减小对严格滤波放大的信号以去除量化噪声的需要。如果波形 是重复的，正如在DC到AC电源变换器应用项中那样，或包括有限数 目的变体，正如在用于发送数字数据的无线发射机中那样，数字样本 可被预先计算和存储在存储器中，以及A/D变换器210然后可被省 略，而采用作为数字码序列的输入波形的直接数字代表物。

数字样本是瞬时信号电压的二进制编码的代表物，具有代表±0.5 的最高位(MSB)、代表±0.25的次最高位、代表±0.125的第三最高位、 等等，直至最低位(LSB)，在8比特变换器的情况下，代表±1/256。 当所有的比特具有相同的正的极性，即都是二进制的1时，所代表的 电压是0.5+0.25+0.125+…+1/256=255/256，接近于+1。反之，当所 有的比特具有相同的负的极性，即00000000时，所代表的电压是- 0.5-0.25-0.125-…-1/256=-255/256，接近于-1。这些是相对于某个 最大电压的归一化代表值。实际的切换的DC电源电压到AC输出电压 的缩放是借助于变压器230a-230n实现的。

最高位，比特7，被使用来控制最高位倒相器220n-220n’，它 们通过N∶1变压器230n被连接到负载电路。圈数比的数值N被选择 为比特加权值的倒数(对于最高位为1/0.5=2)乘上DC电源电压与想 要的峰值AC输出电压的比值。圈数比N对于图15所示的逐级降低的 比特加权值因此通过对于接连的较低的有效性的变压器的比值 N∶1,2N∶1,4N∶1…128N∶1，而接连地加倍。

图16显示当使用每个周期32个时间样本来综合正弦波输出时未 滤波的输出波形和各个比特的波形。在这些波形中，通过对于头8个 采样点计算8比特代表值和对于下8个采样点把它们进行时间颠倒， 迫使每四个一个的对称。然后给予第二组16个样本以与第一组16个 样本成互补的代码。每个比特波形由此具有±对称性，以使得它能通 过变压器。图16上也显示了比特的加权的总和，即负载电压，表示 被综合的正弦波的纯度。可以看到，最高位(可被看作为正负号比特) 以基波频率以方波的形式变化。较低有效性的比特，是逐位地减半电 压的有效性，以较快的速率变化。因此，在较低有效性比特的变压器 中由于它们必须操作的减小的电压和功率电平以及由于较高的交替 频率，磁性材料或铜的总量可以减小。在图16上将会指出，虽然最 高位在正弦波输出的头(正的)半个周期期间总是正的，但较低有效性 的比特常常是负的，这意味着它们的贡献从净输出电压中被减去。与 从输出电压的幅度中被减去的比特有关的倒相器因此具有以与输出 电压相反方向流动的输出电流。这意味着，该倒相器的输出器件在 ON(接通)状态时不是从DC电源吸收功率，而是借助于双向倒相器器 件导通反方向的电流而返回电流给DC电源。图15的综合器200作为 音频放大器或中频无线发射机输出级的运行类似于它作为DC-AC电源 变换器的运行。变压器应当正确地被设计来有效地运行在想要的频率 范围中。通过使用本发明，可以构建工作在30MHz射频范围内的非常 线性的和有效的单边带(SSB)发射机。

也有可能根据采样的和三进制编码的代表物综合正弦输出波 形。三进制编码的代表物对于每个样本包括多个数字码，其数字代表 +1,0,-1。较低有效性的数字具有下一个较高有效性的数字的加权值 的三分之一。因为35是243，以及28是256，所有五个三进制数字通 过只使用5个三进制级可近似表示与本发明的8比特版本相同的纯 度。

图17显示三进制双向放大器420。比起图15来说，额外的晶体 管420c被连接在变压器初级230的末端之间。当这个额外的晶体管 在确保另两个晶体管420a和420b被关断以后被接通时，它将短路变 压器的初级，以确保加到输出端的电压为零；即第三个三进制状态。 第三个短路的晶体管420c优选地应当是完全对称器件，在源极和漏 极颠倒的情况下具有相同的电压处理能力和跨导。

由控制信号T2使能的门控制电压应当大于Vcc+Vthreshold，以便 把该器件接通，以及应当小于Vthreshold，以便把该器件关断。下表显 示了在三个控制信号T1,T2,T3和所选择的三进制电平之间的关系， 二进制“1”表示控制电压处在“ON(接通)”电平，以及“0”表示“OFF(关 断)”电平。

    电平：    -1     0    +1     T1     1     0     0     T2     0     1     0     T3     0     0     1

不同于减小对于相同的波形精度的级的数目，三进制系统由于轻 微的非对称性(例如，中心抽头位置)也会阻止变压器中的磁通聚集。 另外，在接连的级之间的电压的3∶1的相对缩放，可允许用于较低的 有效性数字的变压器的尺寸更快速的降低。

一组三进制控制信号T1,T2,T3可由用于任何要被实时地放大 的信号的三进制A/D变换器产生。三进制A/D变换器可包括二进制AD 变换器，后面跟随二进制-三进制码变换器，它可以是一个查找表。 对于重复的波形，或对于诸如在用数字数据流调制射频信号时遇到的 有限数目的波形，控制信号T1,T2,T3序列，可以被预先算，以及 被存储在存储器中，当需要时，通过使用传统的只读存储器调制产生 器从存储器以正确的顺序被调用。

按照本发明的另一个方面，低于给定的比特有效性的所有的倒相 器可以用线性乙类放大器或其它的放大器替代，它们产生给电压波形 同样的贡献，虽然是以较低的效率。效率的损失可能是小的，如果限 制于产生较低有效性的部分的话。例如，如图18所示，综合装置500 用乙类放大器504替代除了最大比特有效性的那个倒相器以外的所有 的倒相器，该放大器由D/A变换器502耦合到A/D变换器210。变压 器230a具有MN∶1的圈数比。其中M是数字信号代表值的基数(例如， 对于二进制是2，对于三进制是3)。可以看到，理论效率从100％跌到 π/2 $\sqrt{3}$ ，约为90％。因此，可以在最大理论效率与变压器耦合的级的数 目(即，化费)之间进行折衷。

本领域技术人员可以作出许多改变，例如，使用单端推挽放大 器，借助于变压器把它们的输出串联连接。

因此，由于线性放大信号波形的功率放大器器件包括信号产生 器，用于产生要被放大的信号的采样的、数字代表值，每个样本由具 有从最大有效性和最小有效性的多个有效性比特的数字码代表。

数字码的每个比特驱动相关的、饱和的推挽放大器的输入端，以 使得放大器在控制比特是二进制“1”时产生一个极性的输出，以及 在控制比特是二进制“0”时产生相反极性的输出。每个放大器被连 接到主电源，例如DC或电池电源。放大器的输出是与放大的信号波 形要被传送到的负载串联地耦合，以使得它们的各自的输出电压按正 比于它们相关的码比特的有效性被相加。以及以使得相同的负载电流 流入每个放大器的输出端。

优选的串联耦合包括在每个放大器的输出端，变压器具有初级绕 组和次级绕组圈数比为N∶1,2N∶1,4N∶1…等等，对于较低有效性的每 个比特，比值增加2倍。

放大器是使用双向器件构建的，它以偏置为在ON(接通)状态时 的方向流过电流。当相关的控制比特具有这样的极性，以使得相关的 放大器输出从电压和值中减去，从而是与负载电流流动方向相反的极 性时，放大器器件中的电流流动被颠倒，把能量返回到主电源，不需 要它支持负载电流。

可以看到，按照本发明的放大器，通过使用理想的双向器件，对 于任何的信号波形可以具有100％的效率，因此它是为得到比起现有技 术的、即使在理论上也小于100％效率的放大器更实际有效的放大器的 更好的出发点。本发明可被有效地使用来放大幅度和相位时变的射频 信号到发射功率电平。替换地，本发明可被使用作为DC-AC变换器， 具有正弦输出波形。

在附图和技术说明中，公开了本发明的典型的优选的实施例，虽 然采用了具体的术语，但它们只是在通用的和说明的意义上被使用 的，而不是限制用的，所以本发明的范围是在以下的权利要求中阐述 的。