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一种低 相位噪声宽带正交压控 振荡器

阅读：1019发布：2020-09-27

专利汇可以提供一种低相位噪声宽带正交压控振荡器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明属射频无线接收机集成电路技术领域，涉及一种应用于无线接收机集成电路中的正交压控振荡器。本发明通过对传统正交压控振荡器耦合方式的改进，在耦合管的源端引入相移网络，从而改善了正交压控振荡器电路的相位噪声性能以及减小输出相位失配。通过使用线性化的累积型MOS可变电容阵列，大大提高了QVCO调谐曲线的线性度，从而增大控制电压的调谐范围。由于正交压控振荡器的偏置电流可变，因此能够维持一个较恒定的输出振荡电压幅度，使得正交压控振荡器在宽的输出频率范围内能获得较低的相位噪声。，下面是一种低相位噪声宽带正交压控振荡器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，其包含：一个LC电容谐振腔，正反馈连接的负阻电路，耦合电路，相移网络，可变电容阵列与固定电容阵列和偏置电流源阵列，所述的耦合电路加入了相移网络；所述的相移网络由并联的电阻电容组成，连接到耦合管的源端。
2.如权利要求1所述的低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，所述的偏置电流由电流源阵列组成，并用开关控制其栅极电压来控制其通断，控制信号由QVCO所在频率综合器提供。
3.如权利要求2所述的低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，所述的各路电流源大小采用二进制编码进行安排。
4.如权利要求1所述的低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，所述的可变电容电路部分由偏置在三个偏置点的累积型MOS电容组成，偏置均由大阻值电阻进行隔离。
5.如权利要求1所述的低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，所述的的正交压控振荡器包含6位的数控固定电容阵列。
6.如权利要求5所述的低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，所述的的正交压控振荡器中调谐范围划分成64个子频带。

说明书全文

一种低相位噪声宽带正交压控 振荡器

技术领域

[0001] 本发明属于射频无线接收机集成电路技术领域，具体涉及一种应用于无线接收机频率综合器中的正交压控振荡器。

背景技术

[0002] 数字信号处理技术的发展对数字通信产生了重要的影响。在数字通信当中，各种复杂的数字调制方式都被加以应用以完成高质量的无线信号传输。其中涉及到复数信号的调制，解调，检测等操作。反映到射频接收及发送部分的电路中，则要求频率综合器可以提供正交I，Q两路的信号的本地振荡信号以使得射频前端电路可以完成复数信号的处理。研究显示，对于某些通信协议的频率综合器，如超宽带无线通信系统，频率综合的过程需要正交信号进行单边带的混频来实现频率的加减法操作。现有技术公开的频率综合器所产生正交信号的方式通常有三种，一种是压控振荡器(VCO)工作在所需频率的两倍频处，然后经过二分频器，产生正交信号，另一种是使用多相滤波器，多相滤波器可以把差分信号转化成四路正交的差分信号，而还有一种则是直接应用正交压控振荡器(QVCO)。上述二分频法虽然简单，但VCO工作在两倍频率以及工作在高频的分频器使其要额外付出功耗。过高的工作频率使得有些工艺不适合用这种方法。多相滤波器的方法中，电路整体的工作频率与输出频率相等，但其窄带的特性使得需要多级的多相滤波器来应对宽带输出的情况，这时需用缓冲器来缓解多相滤波器本身给信号带来的衰减。缓冲器的功耗以及无源电阻电容器件的失配是该种方法的主要缺点。最后一种方法是直接使用QVCO，QVCO的设计要比VCO难度大，面积也会相应较大，但其工作频率较二分频法低，在所述的二分频法不适用的工艺可采取这一方法，其额外的功耗来自于额外的一个VCO。

[0003] 传统的晶体管耦合正交压控振荡器存在以下三个问题：(1)双模振荡问题。由于耦合管的存在，QVCO振荡频率以及输出点的相位关系将存在两个解。即图2中的A点相位有可能领先B点90度，也有可能落后B点90度。而对应不同相位关系的是两个不同的振荡频率，它们之间的频率差值与耦合管的耦合强度直接相关。(2)谐振网络品质因子Q值的恶化，进而恶化QVCO的相位噪声。进入谐振网络的电流由两部分组成，一部分来自负阻电路，另一部分来自耦合管，两部电流之和使得进入谐振网络的电流与其电压存在一定的相位差。谐振网络无法工作在纯阻状态使其Q值变差。(3)耦合管增加了1/f上变频转化增3
益，使得尾电流源的1/f噪声更多地上变频成1/f 相位噪声，这大大恶化了VCO近频端的相位噪声。

[0004] 为解决上述三个问题，有研究采用在正交压控振荡器中引入相移网络的方法，通过把耦合电流的相位偏移一定的角度，进而解决双模振荡及谐振网络Q值恶化的问题。文献[1][2]提出过两种引入相移网络的方法，然而文献[1]的共源共栅结构引入的相移有限，只有20度左右，虽可以解决双模振荡的问题，但对相位噪声的改善有限，文献[2]耦合管的接入方式是电容耦合共栅级，由于共栅级的输入电阻小，这种接入方式容易使LC谐振网络的Q值变差。

[0005] 与本发明相关的现有技术有如下参考文献：

[0006] [1]H S Li，I.Kipnis M Ismail，A 10-GHz CMOS quadrature LC-VCOformultirate opticalapplications.IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.38，no.10，pp.1626-1634，Oct2003.

[0007] [2]J van der Tang，P van de Ven，D Kasperkovitz，et al，Analysis and design of anoptimally coupled 5-GHz quadrature LC oscillator.IEEE J.Solid-State Circuits，vol.37，no.5，pp.657-661，May 2002.

[0008] [3]A Mirzaei，M E Heidari，R Bagheri，et al.The quadrature LC oscillator：a completeportrait based on injection locking.IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.42，no.9，pp.1916-1932，Sep.2007.

[0009] [4]T Wu，P K Hanumolu，K Mayaram，et al.Method for a Constant Loop Bandwidth inLC-VCO PLL Frequency Synthesizers.IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.44，no.2，pp.427-435，Feb.2009.

发明内容

[0010] 本发明的目的是为解决正交压控振荡器设计中的固有问题，通过引入有效的相移的网络，提供一种低相位噪声宽带正交压控振荡器(QVCO)，尤其是一种低相位噪声，输出相位关系稳定的宽带正交压控振荡器。本发明可用于移动通信、无线宽带网络以及无线数据传输等技术标准的射频信号接收机芯片。

[0011] 具体而言，本发明的一种低相位噪声宽带正交压控振荡器，其特征在于，其包含：一个LC电容谐振腔，正反馈连接的负阻电路，耦合电路，相移网络，可变电容阵列与固定电容阵列和偏置电流源阵列。

[0012] 本发明中，所述的耦合电路加入了相移网络，所述的相移网络由并联的电阻电容组成，连接到耦合管的源端。

[0013] 本发明中，偏置电流由电流源阵列组成，并用开关控制其栅极电压来控制其通断，控制信号由QVCO所在频率综合器提供。各路电流源大小采用二进制编码进行安排。

[0014] 本发明中，可变电容电路部分由偏置在三个偏置点的累积型MOS电容组成，偏置均由大阻值电阻进行隔离。

[0015] 本发明中，包含6位的数控固定电容阵列，因此调谐范围被划分成64个子频带。

[0016] 本发明通过对传统正交压控振荡器耦合方式进行了改进，提出了在耦合管的源端引入相移网络的方法，从而改善了QVCO电路的相位噪声性能以及减小输出相位失配。通过使用线性化的累积型MOS可变电容阵列，大大提高了QVCO调谐曲线的线性度，从而增大控制电压的调谐范围。由于QVCO的偏置电流可变，因此能够维持一个较恒定的输出振荡电压幅度，这样可以使得QVCO在宽的输出频率范围内都能获得较低的相位噪声，

[0017] 为了便于理解，以下将结合具体的附图和实施例对本发明的进行详细地描述。需要特别指出的是，具体实例和附图仅是为了说明，显然本领域的普通技术人员可以根据本文说明，在本发明的范围内对本发明做出各种各样的修正和改变，这些修正和改变也纳入本发明的范围内。另外，本发明引用了公开文献，这些文献是为了更清楚地描述本发明，它们的全文内容均纳入本文进行参考，就好像它们的全文已经在本文中重复叙述过一样。

附图说明

[0018] 图1本发明的正交压控振荡器结构示意图。

[0019] 图2所提出结构的线性模型。

[0020] 图3加入相移网络后耦合管的跨导的幅频及相频特性曲线。

[0021] 图4QVCO LC谐振网络阻抗的幅频相频响应曲线与电流向量图对比。

[0022] 图5传统可变电容接入QVCO的电路结构及其电容-电压特性。

[0023] 图6采用线性化技术后，可变电容接入QVCO的电路结构及其电容-电压特性。

[0024] 图7可变偏置电流阵列。

[0025] 图8DCCA单元的结构。

[0026] 图9传统不加相移网络的QVCO。

[0027] 图10本发明QVCO与传统不加相移网络的QVCO相位噪声对比。

[0028] 图11本发明QVCO与传统不加相移网络的QVCO输出相位失配对比。

具体实施方式

[0029] 实施例1

[0030] 图1显示了本发明的结构，其中M1A和M2A，M1B和M2B分别为两个VCO提供负阻；M3A和M4A，M3B和M4B提供两个VCO的正交耦合通路。输出信号的相位关系及其耦合方式如图中所标注。图2给出了图1电路的线性模型。结合图1与图2可知，负阻管为谐振网络提供能量以维持振荡，而耦合管则把一个VCO的振荡电压以电流的形式注入到另一个VCO中，从而使两者的振荡电压的相位成正交关系。图2中Gm表示负阻管的有效跨导，Gmc表示耦合管的有效跨导。Φ表示信号在两个VCO耦合间的相移，它是由图1所示的相移网络引入的，即Rs1A，Rs2A，Cs1A，Cs2A和Rs1B，Rs2B，Cs1B，Cs2B。与文献[1]，[2]不同，该相移网络是在耦合管的源端加入RC源极负反馈，电容的源极负反馈可以引入一个零点和一个极点，只要零极点的位置安排恰当，就可以引入接近90°的相移。该种方法的显著特点是，相移网络并不直接与谐振网络连接，不会影响到LC谐振网络的Q值。可见，在耦合管的源端加入相移网络的方法不仅解决了上述诸多的技术问题，还给宽带压控振荡器设计本身带来了极大的灵活性。

[0031] 图3给出了加相移网络后耦合管的跨导的幅度及相频特性曲线，从该图可看出耦合管输出电流与输入电压的相位关系。由于耦合管的源端加入RC源极负反馈，于是跨导传递函数有一个零点与一个极点。如式(1)所示：

[0032]

[0033] 从上式可知，零点频率要比极点频率要小，于是随着频率从零开始增大，零点先使得跨导相位超前，直到频率增长靠近极点频率。这时，超前的相位受极点的影响开始变小直到频率相对于零极点都较大时，两者对相位的影响可抵消。本发明设计时要使得VCO的工作频率位于相移最大处，这使谐振网络的Q值由于耦合的作用衰减最小，相位噪声性能也达到最优，而且相移也使得双模振荡不再出现。

[0034] 图4给出了引入相移前后QVCO LC谐振网络阻抗的幅频相频响应曲线与电流向量图对比。此处引入的相移角度为90°的理想情况，现实情况会达不到90°。但引入相移网络后，耦合电流与负阻提供的电流相位差减小，从而谐振网络的电流与电压相位差也变减小。若这两者同相，则谐振网络工作在纯阻状态，这时网络的有效Q值最大，若这两者存在相差，则谐振网络需工作在偏离其固有谐振点的频率，以提供虚部来弥补其电流与电压的相位差。谐振网络若工作频率偏离其谐振点频率，其有效Q值将减小。从而QVCO的相位噪声也会恶化。

[0035] 有效Q值的表达式为[3]

[0036]

[0037] 式中Q0为谐振网络固有的品质因子，m为耦合系数，，定义为Gmc/Gm，若耦合管和负阻管的过驱动电压相等，耦合系数等于流过它们的电流比Imc/Im。Φ为图1中的相移角度。耦合系数越大，谐振网络的电流与电压相位差越大，那么振荡频率也更大地偏离其固有谐振点，Q值的下降也就越严重。相位网络能减小该相位差，从而可有效提升QVCO的相位噪声性能。从式(2)可以看出，特别是当Φ等于90°时有效的Q值等于Q0。引入相移网络的另一个好处是，它可提高QVCO输出角度的匹配性。比较图4中的电流向量图可以发现，引入相移网络前电路中晶体管、偏置电流的失配会导致传统QVCO角度偏离正交的位置，然而引入相移网络后，这些失配只会导致幅度的失配而不会影响输出的角度关系。

[0038] QVCO的压控功能通常通过可变电容来实现，由于可变电容相对其偏压只会在某一段范围内作线性的变化，如图5所示。于是QVCO输出频率相对控制电压的变化也只有在这段电压范围内才会较为线性。所以在频率综合器中，环路滤波器的输出电压往往被限定在这一电压范围内，这对于低电源电压的应用十分不利。图1所示的电路，其可变电容由三路并联组成，每路可变电容的直流偏置点不一样，这样可在一定程度上缓解可变电容的非线性。如图6所示。显然，使用这样的结构后，整体的可变电容变化在整个控制电压范围内都显得较为线性。这种方法在文献[4]中出现过，但其是针对I-MOS电容进行论述，而本发明中，此处电容使用的是累积型AMOS电容。AMOS电容变化较I-MOS电容变化要缓慢，但使用电容线性化技术仍能取得很明显的效果。这样，在整个控制电压变化范围内，QVCO的输出频率相对控制电压的变化都较为线性，这一方面有利于低电压的应用，另一方面也减小了可变电容AM-FM效应，进一步改善了相位噪声性能。

[0039] 谐振网络的等效并联电阻Rp＝Qω0L，对于宽带的压控振荡器，振荡频率变化范围很大，于是等效并联电阻也会变很大。这样导致的结果是QVCO振荡幅度变化。然而QVCO的相位噪声性能是与其振荡幅度相关的，实际上存在最优的振荡幅度值使QVCO工作在电流受限与电压受限交界处。所以对于图1的宽带压控振荡器，其负阻管和耦合管的偏置电流是可变，其具体结构如图7所示。多路电流管并联组成受开关控制的电流源，各路电流的大小按二进制编码的方法进行安排，即I0，2I0，4I0，8I0……。开关的控制最后将由QVCO所在PLL来进行承担。通过这样来安排QVCO的偏置电流，可在整个输出频率范围内保持相对恒定的振荡幅度，从而在整个频段内维持较优的相位噪声性能。

[0040] 对于宽带的压控振荡器，为了获得宽的输出频率范围以及保持相对较小的转换增益，往往使用数控固定电容阵列(DCCA)。本发明电路中的固定电容阵列如图8所示，信号D控制电容的通断。Ma0为开关管，当Ma1，Ma2使得开关管Ma0断开时，Ma0的源漏电位处于高电平，结果显示，Ma0能确定地保持在断开状态，不受振荡电压的影响。当Ma3，Ma4使得开关管Ma0闭合时，Ma0的源漏电位处于低电平，从而使其导通电阻最小，提高电容阵列的Q值。

[0041] 本发明应用可变偏置电流、DCCA结构使得宽带输出得以实现的同时保持了一定的相位噪声性能，采用线性化可变电容阵列线性化调谐曲线，在耦合管源端引入相移网络解决了QVCO的固有问题并提升其相位噪声性能。图10给出本发明的电路结构与图9传统不加相移网络的QVCO相位噪声性能对比。为便于比较，图9仅把耦合电路中的相移网络去掉，并连接成传统QVCO的耦合方式，电流及可变电容阵列仍保持本发明所示结构。从图中可以看出加入相移网络后，既使总功耗不变，相位噪声性能也能得到提高。图11给出本发明与图9传统不加相移网络的QVCO输出相位失配的蒙特卡罗仿真比较，图中所标注的mu代表均值，sd代表均方差，N表示总的样本数。从结果可以看出引入相移网络后所得QVCO输出相位关系样本的均方差减小，即其角度更接近90°的理想情况。

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