背景

通讯系统向上或向下转换在发射机和/或接受机中的信号。频率综合 器中需要纯而稳定的频率参考，在诸如这样的系统和装置中都有振荡器 件的应用。本发明旨在改进这些振荡器件的稳定度。本发明的装置和方 法还应用于如手表和计算装置这样的系统中，在这些系统中需要有高稳 定的时钟信号作为参考。本发明的装置和方法在应用振荡器的任何领域 内也都是有用的。

任何在其中定时在某种程度上是重要的系统都有一个本机振荡 器，而许多系统亦需要本机产生的准确频率参考。例如，如果没有为转 换信息信号到适当的频带上的发射机和接收机中的本机振荡器，无线电 传送是不可能的。这些系统的性能高度地依赖于由振荡器提供的频率稳 定度。振荡器输出中的相位跳动(相位噪声)限制了参考的准确度，因 而限制了整个系统的准确度。振荡器输出中的幅度变化在许多应用中也 是重要的，然而这些幅度变化能够用限幅器或自动增益控制很容易地被 抑制。

高性能的振荡器的一般结构包括一个放大器，通过谐振机构它的输 出反馈到它的输入上。当反馈环路中的频率变化时，这个谐振机构产生 一个大的输出变化，而这个输出变化抵制频率变化，所以频率变化被减 至最小。当谐振器输出的频率变化大时，校正也变强。谐振器随频率变 化用品质因数或Q值表示。一个较高的Q值表明谐振器对频率变化是 较灵敏的，因而最后的振荡器输出频率将是较稳定的。为了提供具有纯 而稳定的频率输出，低噪声和高Q值为振荡器所需求。为稳定的振荡器 而设计的谐振机构的高Q值是很重要的。这因为振荡器的最后输出频谱 取决于在环路中产生的噪声和谐振器的Q值。

高Q值谐振器典型上是用压电晶体制成。压电晶体在特殊的频率上 提供陡峭的相位改变。陶瓷谐振器也能被应用。它在与其物理尺寸有关 的频率或在谐振器呈现电感性质的较低频率上谐振。此外，LC谐振器 (同电容器组合的线圈)也能被使用。除了晶体谐振器只能用到相对低 的频率这个事实外，所有这些谐振器类型不适于同电子设备集成在一个 IC芯片上，结果这些谐振器类型使用分立元件。因此，为改进器件的成 本、性能和可靠性，提供芯片上的参考很希望有谐振元件的集成。可是， 唯一的可能用于芯片集成的谐振器类型是LC结构。然而，标准的IC 工艺规程提供低Q值线圈(高串联电阻)，这就限制LC结构谐振器的 Q值，因而不允许集成高Q值振荡器。

一个振荡器可模拟为一个有极其小带宽的噪声滤波器，从而振荡器 的输出频谱可按窄带噪声考虑。这个噪声能分成幅度或AM噪声和相位 (PM)或频率(FM)噪声。AM噪声可用自动增益控制(AGC) 或在反馈环路中的限幅器得到抑制。然而，FM噪声依赖于在反馈环路 中的谐振器的校正能力，或者依赖于谐振器的Q值。当在振荡器输出端 上的AM噪声被去掉时，只FM噪声残留，振荡器可模仿成在其频率控 制输入端上有噪声信号的一个理想振荡器(具有无限大Q值)，在控制 输入端上的噪声提供类似于非理想振荡器输出的振荡器输出的FM调 制。

图1说明一个典型振荡器的配置，其中放大器10被一个无源的相 位反转网络20反馈。振荡器器5在Barkhausen条件满足的频率下开始 振荡。在此条件下，环路增益精确地是1，而环路相位是0或2π。振 荡器5最好这样设计，即相位条件出现在网络20的相位特性曲线的最 陡部分处。更确切地，网络20的Q值按照下式同振荡器的相位导数或 群延迟δφ/δf有关：

式中f0是以Hz为单位的谐振频率。

振荡器5的输出频谱可通过将该振荡器5模拟成一个极窄带滤波器 来确定，该滤波器滤除在反馈环路中的噪声。在输出端上的噪声功能谱 密度Sv因而同在环路中的白噪声密度sn成正比，而同谐振机构的Q2成 反比：

当用一个已知的方式，如加AGC或限幅器，取掉输出频谱中的AM 噪声时，只剩下相位噪声，如图2所示，它可模拟为电压控制振荡器 (VCO)30的FM调制。如图2所示，非理想(低Q值、有噪声) 振荡器可用一个理想(无限大Q值、无噪声)VCO30表示。VCO30 在其控制输入端上有一个等效的噪声源，这个噪声源在理想的VCO的 输出端上产生同原来的非理想振荡器会表现的相同的噪声谱。对于一个 振荡器设计专业技术人员来说会知道，通过调整谐振器中的一个元件就 可改变振荡器的频率。图3表示一个含有线圈40和电容50的并联谐振 例子。如图3b所示，当用变容二极管或可变电抗二极管55使电容是可 调整的时，不影响谐振器机构的Q值就可改变谐振频率 。其 他谐振器机构如串联谐振机构也是可使用的。通过利用窄带FM分析， 来自方程式2的频谱可由在VCO30的输入端上的白噪声源产生，这个 白噪声源有按下式：

计算出来的等效噪声电压un。式中KVCO是以Hz/V为单位的VCO30 的灵敏度。

当振荡器按一个如图2所示的在其输入端上有噪声源的VCO模拟 时，通过在VCO30的输入上加负反馈输出相位噪声可被减小。负反馈 的加法是，测量在VCO30输出上的相位和频率扰动，将这些所测的扰 动反馈到VCO30的输入上。一个已知的补偿相位扰动的技术是锁相。 利用相位锁定环(PLL)将低Q值的VCO的相位锁到一个纯净的参考 上，结果低Q值的VCO将提供一个在PLL噪声带宽内同参考一样纯的 输出信号。这可被看作一个负PM反馈。

在Shepherd等人的美国专利5,331,293中，揭示了将这种解调输出 反馈到直接数字频率综合器的输入上来稳定直接数字频率综合器的输 出这一另一已知的技术。这个技术抵消掉相应于由数字综合器部分的运 转而引起的非需要调制的跳动。如图1所示，解调器118也产生一个信 号，这个信号反馈到时钟上用作补偿。这个补偿发生在直接频率综合器 124的时钟上，时钟是一个通过PLL锁定到一个参考频率上的VCO， 这个技术为补偿采用了一个复杂的减法方法。

在Carlson的名为通讯系统的270页上介绍了另一种已知的FM补 偿技术。在问题7.3-2中，Carson揭示了一个直接FM发生器，它含有 同由VCO输出的FM检测导出的一个信号一起反馈的VCO。在这个 技术中，借助在环路中加低通滤波器，补偿消除了DC偏移和调制信号 的漂移。

因为在许多应用中增加振荡器的有效Q值是所希望的，所以振荡器 的谐振机构的设计是重要的。然而，在芯片集成中只有低Q值的谐振器 才能被加工。如果有一种增加谐振器的有效Q值的方法，那么在制造低 成本、高性能和高可靠性的高Q值振荡器时，低Q值谐振器也能够得 到应用。

概述

本发明的目的是提供一种增加振荡器的有效Q值因而抑制振荡器 输出上的频率变化的装置和方法。

本发明的另一个目的是利用直接从振荡器件的输出导出的校正信 号的负FM反馈环来改进振荡器件的稳定度。

本发明的这些目的是通过提供一种装置和方法来实现的。为增加振 荡装置稳定度该装置包含一个用于测量振荡器件的FM噪声输出的FM 检波器。方法是按所说的FM检波器测量的所说的FM噪声比例来抑制 在振荡器件输出上的频率变化。当对振荡器件用一校正信号输入来抑制 在振荡器件输出上测得的FM噪声时，振荡器件的有效Q值被增加，而 频率变化被抑制。结果，一个低Q值的振荡器件被提升到有较高的有效 Q值用于所需要的应用。

本发明的这些目的也可通过提供一个稳定振荡器件的方法来实 现。这个方法包括测量振荡器件的FM噪声输出和直接按测量的FM噪 声比例来抑制在振荡器件输出上的频率变化这些步骤。通过利用吻合所 测的FM噪声的负FM反馈环这种方法增加振荡器件的有效Q值，这样 振荡器的有效Q值按负FM反馈环的环路增益的比例增加。

本发明的进一步应用范围从下文给出的详细说明会明了。但是，应 理解到当表明发明的优选实施例时，只是按例证给出详细说明和具体例 子。这因为对于熟悉详细说明的本专业技术人员来说在本发明的精神和 范围内各种改变和改进都会是明显的。

附图的简要说明

从下面给出的详细说明和仅按例证给出的附图中将会充分理解本 发明，而这些是不对本发明的限制。附图有：

图1表示一般振荡器的简化模型；

图2表示用噪声控制一个理想VCO模拟一个非理想振荡器。

图3a和3b分别表示并联谐振和可调谐的并联谐振电路。

图4表示用于本发明的一个实施例中的FM反馈振荡器。

图5是表示用于本发明的另一个实施例中的可调谐FM反馈振荡 器；和

图6表示有2个控制信号的并联谐振电路。

详细说明

本发明FM关于反馈振荡器的一个实施例将参照图4进行讨论。图 4表示FM反馈振荡器的一般概念。FM反馈振荡器包括一个FM检波 器100、一个含有理想VCO112的非理想VCO110、一个加法器和噪声 信号Un的噪声电压源114。噪声源114是一个虚的或等效的源，它在 理想VCO112的输出上产生同非理想VCO110的噪声频谱等同的噪声 频谱。FM检波器100的输入联到VCO110的输出上。FM检波器100 测量在VCO110的输出上的噪声，而FM检波器100的输出联到VCO110 的输入上，将所测的FM噪声反馈到VCO110上。总环路增益必须是负 的。这可通过负的VCO增益(即正的VCO输入偏差给出输出频率的 减小)或负的FM检波器增益(即正的频率偏差给出负的输出偏差)来 完成。结果，在理想VCO112的输入上看到的等效噪声信号从原来的噪 声信号Un减少到变小的噪声信号Un.eg。将振荡看作在其输入上有加法 器和噪声源114的理想VCO112，通过将负反馈加到理想VCO112的输 入上，理想VCO112的输出相位噪声可按下式减少。

反馈环减小在噪声源114上的噪声到数值Un.eg。式中KFM是以V/Hz 为单位的FM检波器100的增益。

因为理想VCO112输入上的等效噪声电压与谐振器Q值成反比(见 方程式3)，所以负FM反馈按下式

                                            方程式5

QCJ＝(1+KFM×KVCO)Q

有效地增加了振荡器的Q值。在这个FM反馈环中，为获得一个高 有效Q值振荡器环路增益应尽量做得高。FM反馈环的环路增益-KFM ×KVCO除了抑制VCO输出的噪声外还抑制FM反馈环中的任何噪声。 此外，不能看作如1/f或闪烁噪声这样的窄带过滤噪声的相位噪声，如 来自其他电路的串音这样在振荡器输出上注入的其他噪声也能被抑 制。对图4的实施例中说明的FM反馈振荡器足够作为一个有固定谐振 频率的高Q值振荡器。使FM反馈控制稳定的频率分别由VCO110的 电压-频率曲线和FM检波器100的频率-电压曲线的交点决定。但 是，在大多数应用中，为校正制造的不准确性或者为在工作期间得到预 期的频率偏移或跳越往往要求振荡器要有被电压控制的谐振频率。

图4上所示的振荡器FM反馈工作到直流。因为控制VCO输入的 任何变化都被反馈环抑制，所以这个振荡器难以调谐。相应地，图5表 示了另一个本发明的实施例，其中提供了一个其谐振频率由电压控制的 可调谐振荡器。同图4所示的实施例类似，图5的可调谐FM反馈振荡 器包括FM检波器100、包含一个理想VCO112和噪声源114的非理想 VCO110、带通滤波器120和加法器及外控制源130。带通滤波器120 和加法器及外控制源130联在FM检波器100的输出和非理想VCO110 的输入之间。带通滤波器120在较低频率范围起作用阻止环路控制，以 便使VCO110能被一个输入到加法器的外部慢变化控制信号Ue和外控 制源130控制。

带通滤波器120作为一个高通滤波器工作来实现振荡器的频率控 制。带通滤波器120的低端截止频率应在频率控制的最高调制频率上。 在这个截止频率以下，环路增益是零，而且不产生任何补偿。在本实施 例中，为减少离载频某距离上的相位噪声，VCO110的Q值被增加。 接近载频的相位噪声通常不成问题。例如在间接频率综合器的应用中， VCO110被锁到一个参考频率上，这个参考频率在PPL环路带宽以内或 接近载频稳定VCO110的输出频率。在PLL带宽以外利用本发明的实 施例中说明的FM反馈补偿来稳定频率。为避免在发生合成的PLL带 宽以内的FM补偿，FM反馈应含有高通滤波。

除提供可调谐能力的环路带宽的低截止频率外，也需要带通滤波器 120在高端频率上起滤波作用。当VCO110的输出达到噪声最低限度 时，频谱不能视作纯相位噪声。噪声的AM部分不能用在VCO110的输 入上的噪声源表示，因而这个AM噪声不能被补偿。由于FM检波器 100的AM灵敏度，这个AM噪声产生FM。虽然FM噪声再被环路补 偿，但是最好还是防止这个FM噪声到达VCO110的输入上。因此，带 通滤波器120必须要有这样的带通特性，即高频率截止应最好在未补偿 的VCO110的输出频谱达到噪声最低限度的频偏上。

可调谐FM反馈振荡器包含一个加法器130，将调制信号加到VCO 控制信号上。事实上，在VCO110内可做这个加法，因而VCO110必 须要有两个控制输入。图6表示一个具有双重控制的并联谐振电路的本 发明实施例。图6的并联谐振电路包括双重控制Ue和Uc以及分别在控 制Ue和Uc与地之间联接的两个变容二极管或可变电抗二极管200和 210，一个在控制Ue和Uc之间联接的DC隔直电容器220，还有一个 同可变电抗二极管200和210并联的电感230。这两个控制电压Ue和 Uc(分别为外调谐信号和FM反馈补偿信号)直接控制两个独立的变容 二极管或可变电抗二极管200和210。当这个并联谐振用作VCO110中 的谐振器时，两个控制电压Ue和Uc独立地控制VCO110的谐振频率。

就本发明的实施例来说，FM检波器100是FM反馈振荡器中非常 重要的元件。FM检波器100最好是一个噪声很低的电路。FM检波器 的噪声贡献应足以在FM输出信号以下。这个信号是在如方程式3给出 的等效噪声电压Un量级。对于FM检波以器100及增益KFM的要求并 不是非常高。增益KFM按下式计算：

式中Kloop是环路增益。如果要求Q值增加到10倍(Kloop＝10)， 而譬如说要求一个100MHz/V的VCO增益，则所需的增益KFM＝ 1μV/Hz。在FM检波器100达不到这增益的情况下，在FM检波器100 或带通滤波器后面的低噪声放大器(未表示)提供额外的环路增益，即 -Ga×KFM×KVCO，其中Ga＝低噪声放大器的增益。检波器100 的线性不是重要的，这因为环路增益中的非线性将只轻微地在频谱衰落 中有反映。FM检波器100的工作范围由VCO110的外调制决定。因为 在VCO110的输入上被补偿的噪声的信号电平很小，从而瞬时频率偏差 相对小，所以由于这个噪声信号引起的瞬时频率偏差被限制到很小的范 围。

本发明的实施例是指示利用FM检波器测量在振荡器输出上FM噪 声，将FM检波器的输出反馈到振荡器的控制输入上。通过利用FM负 反馈，振荡器输出的频率变化由于在振荡器的控制输入端上加校正信号 而被抑制。抑制量依赖于负FM反馈环的环路增益。并且抑制量同环路 增益成正比，以致振荡的有效Q值同环路增益成正比。通过用负FM反 馈校正在振荡器输出上测出的FM噪声，振荡器的有效Q值是谐振机构 原来的Q值乘以FM反馈环的环路增益。结果，能使用低Q值的振荡 器，并且该振荡器的低Q值能加以提升，使得在任何应用该初始Q值 不足的振荡器的场合中其有效Q值增加。

本发明如上说明。显然，同样的东西会以许多方式改变。这样的改 变不被视作偏离本发明的精神实质和范围。所有这些对于本专业技术人 员是明显的改进被认为包括在下述权利要求的范围之内。