已经提出了使用基于JFET或其他技术的前置放大器的多种解 决方案。然而，这些解决方案天生具有比较高的噪声电平。因此，采 用现有技术的解决方案不能达到尽可能最小的芯片面积。
在助听器麦克风中，对次声的过高的灵敏度的问题是通过对缓冲 放大器作为输入级后面跟着高通滤波器进行两级配置来处理的。当信 号已经被高通滤波之后，它不会包含可能会使放大器过载的大量的低 频率分量，然后，它可以进一步地被放大。这种方法已经被证明对于 其中拾音器灵敏度比较高(例如，大约20mV/Pa)的助听器麦克风特 别适用。
对于电信麦克风，拾音器灵敏度通常比较小，大约为5-7mV/Pa。 然而，新型的应用需要大约为40mV/Pa或更高的麦克风灵敏度。就 助听器领域所公知的麦克风/前置放大器配置而言，从技术角度来看， 其工作得很好，但是对于电信应用，这些配置过于昂贵，因为相对于 受成本支配的可用于电信麦克风芯片面积而言，它们需要的芯片面积 实在太大。
两级配置具有两个缺点：由于它具有两级，因此，它的噪声更大， 由于在第一级中没有增益，因此，高通滤波器的物理尺寸必须比较大。 应该注意，噪声和面积直接相关。通过增大第一级的增益，可以最大 限度地降低滤波器的尺寸，但是，放大器将由于直到在随后的高通滤 波器中才会减小的低频率分量而对过载非常灵敏。如此，最初为助听 器麦克风开发的解决方案对于新的高度敏感的电信麦克风远远不是最 佳的。放大器芯片的面积太大，从而导致器件太贵。
对较小型的麦克风的需求，进而是较小型的麦克风的应用会使得 麦克风电容比较小。这又将增大声频范围内的噪声的谱密度。因此， 需要更大的偏压电阻器以补偿否则会增大的声频范围内的噪声密度。
对大的输入偏压电阻器的需求导致需要比较小的输入漏泄电流。 这样小的输入漏泄电流只能通过CMOS技术来获得。为了获得良好 的信噪比，首选CMOS技术，并采用大于10GOhm的偏压电阻器。 在助听器应用领域，采用CMOS技术，并结合大的偏压电阻器，通 过简单0-dB缓冲器来实现上述效果。这将提供可行的设计，因为对 于助听器应用领域的麦克风灵敏度一般比较高。
然而，由于可以以灵敏度换取低价，因此用于电信用途的麦克风 灵敏度会较低。从市场角度来看，需要具有更高灵敏度的麦克风和前 置放大器。因此，前置放大器中的增益需要增大，以满足该需求。此 外，需要可听范围内的低噪声。此外，为了确保良好的信噪比而同时 满足对比较大的灵敏度的需求，前置放大器的输入电容必须比较小， 以避免从麦克风中产生不必要的信号损失(麦克风信号的等效物暴露 于由电容构成的分压器)。
由于由前置放大器所占用的芯片面积必须尽可能地小，以使成本 降低，因此，前置放大器必须尽可能地小。因此，由于从助听器已知 的放大器配置在某种程度上对于芯片面积一般不是最优的，因此，这 些配置不适用。此外，应该记住，在助听器中所应用的缓冲器或放大 器不能提供如在电信领域所使用的低灵敏度麦克风所需的高增益电 平。在助听器芯片中，相同的噪声性能需要更大的空间，因为需要缓 冲器来避免在助听器中产生过载。
在上文中，就用于实现配置的相关半导体技术，讨论了已知的麦 克风前置放大器配置的各个方面。
由于新型的电信麦克风的总灵敏度很高，因此，麦克风的输出信 号摇摆可以变得非常大；例如大约1Vpp，这远远超出了以前在电信 和助听器市场所见到的值。电信麦克风必须与两个端子(组合起来和 功率)一起工作的事实使得设计比较大的最大输出信号摆幅更加困难。 这就要求不同于助听器的解决方案。
电信ECM的固有的灵敏度通常相对低。因此电信ECM的前 置放大器需要增益。
此外，当今的电信市场需要比以前更高的灵敏度。因此，需要前 置放大器有更高的增益。但仍需要相同的过载余量。此外，处理大型 的低频率信号(如汽车的隆隆声和“砰”的关门声)的能力应该相同。

如此，本发明的目标是提供具有尽可能最低的输入电容、尽可能 最低的噪声、在两端子配置中有最大的输出信号摇摆，同时表现了尽 可能最小的芯片面积的前置放大器。
本发明的目标是提供具有较大的电源抑制和轻度失真的前置放 大器。
本发明的目标是提供一种放大器，该放大器能够处理在其输入端 子中具有比较大的振幅的缓慢地变化的信号，同时能够放大具有轻度 失真的较高频率的低电平信号。
本发明的目标是提供一种放大器，其性能对于连接到输入的 泄漏和寄生耦合非常不灵敏。
本发明涉及麦克风前置放大器，包括具有第一和第二输入端子的 微分输入级和具有输出端子的输出级；其中，麦克风前置放大器集成 在半导体衬底中；以及在输出端子和第一输入端子之间耦合的并集成 在半导体衬底上的具有低通频率传输功能的反馈电路。第二输入端子 提供麦克风信号的输入。
从而，给半导体麦克风前置放大器提供了滤波器反馈配置。此前 置放大器可以在音频波段外面提供较大的循环-增益，并在音频波段中 产生很小的失真。但更重要的是，在音频波段外面，由较低的频率的 频率分量所产生的互调制失真将非常低。由反馈配置所提供的循环- 增益特性具有较低的失真。
附图说明
图1显示了包括具有反馈滤波器的前置放大器的麦克风；
图2显示了连接到麦克风的源跟随器，并显示了麦克风放大器 中的噪声源；
图3显示了源跟随器的频谱噪声密度；
图4显示了开环放大器增益、反馈滤波器增益、环路增益和前 置放大器增益的传输功能的坐标图；
图5a显示了第一反馈滤波器；
图5b显示了IC实现方式的第二反馈滤波器；
图5c显示了IC实现方式的第四个反馈滤波器；
图5d显示了IC实现方式的第三个反馈滤波器；
图6显示了放大器的详细视图；
图7a显示了具有反馈滤波器和输入钳位电路的放大器；
图7b显示了基于二极管的输入钳位电路；
图7c显示了基于PMOS的输入钳位电路；
图7d显示了基于NPN型晶体管的输入钳位电路；
图8a显示了具有反馈滤波器和输出级的放大器；
图8b显示了共源极输出级；
图8c显示了源跟随器输出级；
图8d显示了具有组合的共源极和源跟随器配置的输出级；
图8e显示了级联的共源极输出级；
图9显示了具有射频滤波器的放大器配置；
图10a显示了在反馈滤波器内和在放大器的输入级内的具有直 流电平补偿的放大器配置；
图10b显示了在放大器的输入端子处具有直流电平补偿的放大 器配置；
图10c显示了产生高欧姆电阻器的电路；
图10d显示了在放大器的输入级处具有直流电平补偿的放大器 配置；
图11显示了具有电压泵的放大器配置；
图12显示了包括驻极体麦克风元件和具有反馈滤波器的微分 放大器的数字麦克风的一部分；
图13a显示了具有输入和输出端子的微分放大器和显示了微分 放大器的低频率行为的信号；
图13b显示了具有输入和输出端子的微分放大器和显示了微分 放大器的高频行为的信号；
图14显示了第一配置中的包括驻极体麦克风元件和微分放大 器的数字麦克风的一部分；
图15显示了第二配置中的包括驻极体麦克风元件和微分放大 器的数字麦克风的一部分；
图16显示了包括驻极体麦克风元件和具有反馈滤波器的微分 放大器的数字麦克风的一部分；
图17显示了反馈滤波器的优选实施例。
图18是具有集成电路和麦克风元件的麦克风的简要视图；以及
图19是具有集成电路和MEMS麦克风元件的麦克风的简要 视图。
图1显示了包括具有反馈滤波器的前置放大器的麦克风。麦克 风101包括通过连接到电压源108的电阻器Rb 104偏压的麦克 风元件Cmic 105，电压源108通过麦克风101的被表示为 Pwr/Out的输出端子接收电流输入。在其他配置中，电阻器Rb 104 连接到接地参考，通过向放大器102的输入端子提供DC偏移来对 麦克风进行偏压。如此，输出端子用于通过电压源108和工作功率 向麦克风前置放大器102和其反馈滤波器103提供偏置电压Vb， 响应麦克风元件Cmic 105上的声压来提供麦克风输出信号。
在麦克风Cmic 105和偏压电阻器Rb 104的互连之处构成的 电路节点连接到运算放大器102的正相输入端(+)。放大器102具 有反馈电路103。反馈电路103具有被表示为“a”的输入端口，用于 从放大器102接收输出信号，被表示为“b”的输出端口，用于连接到 放大器102的倒相输入端(-)。在半导体衬底107上实现了包括放 大器102和反馈电路103的前置放大器。
放大器102和反馈电路103具有从正相输入端(+)到输出端 (对应于连接到反馈电路的输入端口“a”的电路节点)的频率传输功 能。此频率传输功能具有高通特征。
然而，反馈电路具有从端口“a”到端口“b”的频率传输功能，具有 零点和极点；其中，零点位于比极点更高的频率上。如此，反馈电路 具有低通特征。
呈现滤波器的形式的反馈电路可以是一阶滤波器，或者，它可以 是更高阶；例如，二阶、三阶或四阶。也可以作为无源电路或作为有 源电路来实现。反馈回路确保了，具有反馈的放大器的总增益在较低 的频率上相对低，在音频波段频率上相对高。
从被表示为Pwr/Out的输出端子给前置放大器提供电源。放大 器作为正相放大器与连接到正相输入端的麦克风进行连接。这确保了 麦克风的电容性负载非常低。由于反馈，放大器102的倒相输入端子 (-)跟随在正相端子(+)之后。如果放大器120的输入级是微分晶体 管对(即，差动级)，则晶体管对的栅-源电压将保持恒定，因此，输 入电容非常低。与图6一起提供了具有微分输入级的放大器的一个可 能的实施例的比较详细的描述。
为设置放大器的输出直流电平，可以将DC偏移嵌入到放大器 中，或更好的情况下，嵌入到滤波器中。图5d、10a、10b和10c中 说明了其中嵌入了偏移的放大器的实现方式。
图2显示了连接到麦克风拾音器元件的源跟随器。麦克风拾音 器元件201是作为电压发生器203与电容器Cmic 204串联的线 路模型来显示的。源跟随器202包括呈现PMOS器件T 206的形 式的有源器件，该器件通过其漏极端子连接到接地参考，并通过源极 电阻器Rs 207连接到电源电压Vdd。在有源器件的栅极端子、偏压 电阻器Rb和电容器Cmic构成的电路节点提供了源跟随器的输 入。
此电路是简单电路，它对于说明麦克风前置放大器的基本功能非 常有用。此电路具有三个有效的噪声源：即，来自偏压电阻器Rb的 噪声，来自PMOS器件T 206的白噪声，以及来自PMOS器件T 206的1/f噪声。
该图显示了非常简单的放大器，但所有放大器都具有这三个有 效的噪声源。
图3显示了源跟随器的频谱噪声密度。频谱噪声密度是作为频 率f的函数来显示的。噪声密度与所谓的A-加权曲线一起显示。
源跟随器被用作示例，但噪声的频谱密度对于任何CMOS放大 器都具有相同的形状。用于优化频谱噪声密度以达到最佳信噪比SNR 的原则基本上与其他放大器类型相同。可以描述如何最小化频谱噪声 密度的每一个组件。
首先，说明偏压电阻器生成的噪声分量。在该图中，可以看出， 噪声分量占主要地位，-参见表示为“Rbias”的频率范围。可以按kT/C 来计算来自偏压电阻器的总噪声功率，其中，k是波耳兹曼常数，T是 以开尔文为单位的温度，C是连接到电阻器的电容；通常是麦克风电 容处于支配地位。在该图中，还显示了已知的A-加权函数，并可以 看出，除kT/C的总噪声功率之外(由麦克风电容给出)，噪声的位 置也很重要。即，如果可以使偏压电阻器非常大，那么，可以使A-加 权函数内部的噪声功率非常小。因此，技巧是使用非常大的偏压电阻 器，以便表现为尽可能地远离A-加权曲线的中心。
其次，说明PMOS生成的噪声。从源跟随器的PMOS器件产 生1/f噪声分量和白噪声分量。通过增大产生噪声的器件的栅极面 积，可以使这些噪声分量变小。通过使器件变大，可以降低1/f和白 噪声。通过使用具有较大面积的晶体管，1/f噪声甚至可以降低到完 全可以忽略的程度。使晶体管变大的后果是，随着麦克风被由更大的 面积所引起的更大的本征电容以电容方式加载，信号被阻尼。如此， 晶体管应该比较大，但不太大。因此，对于1/f噪声和白噪声，存在 最佳。
此示例显示了来自源跟随器的噪声，但是完全相同的论证和折衷 方式也适合于连接到电容性信号源的任何CMOS前置放大器。
图4显示了开环放大器增益、反馈滤波器增益、环路增益和前 置放大器增益的传输功能的坐标图。坐标图参考了图1所示的电路配 置，特别是，反馈前置放大器包括放大器102，该放大器102拥有反 馈滤波器103以建立反馈回路。曲线#1说明了开环放大器增益， 曲线#2说明了反馈滤波器增益，曲线#3说明了环路增益，曲线#4 说明了总的前置放大器增益。
坐标图用于显示从增益-频率域的观点来看，具有反馈滤波器的 前置放大器的原理。显示了一阶滤波器配置的坐标图。还可以为高阶 滤波器配置获取对应的坐标图。
开环放大器增益(曲线#1)是已知的主导的极点类型，单一的 主导的极点位于频率F1，非常大的增益处于低的频率。
反馈滤波器特征(曲线#2)在其最简单的一阶形式包括一个极 点和一个零点。极点位于低于零点的频率F3的频率F2。基本上， 滤波器具有较低频率区域和具有比低频率区域更低的增益的较高频率 区域。如此，反馈滤波器特征显示了低于F2并且低于介于F2和F3 之间的过渡频率范围的比较高的增益电平，以及高于过渡频率范围， 即，高于F3的相对低的增益电平。
在实践中，前置放大器具有传输功能，在频率域中，具有零点和 极点cf，参看曲线#2；其中，极点位于0.1Hz到50Hz或0.1Hz 到100Hz或0.1到200Hz的范围内。
开环增益和反馈滤波器特征的组合提供了循环-增益特征(曲线 #3)。可以看出，循环-增益在低于频率F2时非常大。
曲线#4显示了反馈配置中的放大器的总增益传输功能。其中， 通过具有曲线#2显示的增益特征的反馈滤波器来建立反馈配置。
图5a显示了第一反馈滤波器。反馈滤波器103构成具有表示 为“a”的输入端口和表示为“b”的输出端口。输入端口“a”通过第一电阻 器R2 502；电容器C 503；以及第二电阻器R3 501的串行连接而连 接到接地参考。输出端口“b”连接到由第一电阻器R 502和电容器C 503的互连构成的电路节点。
反馈滤波器可以以许多方式来实现，但不是它们中的全部都同样 容易地集成在芯片中。特别是，具有串联电阻器的滤波器类型难以实 现，因为所需要所需要的组件值在芯片或半导体衬底上难以实现。
所希望的滤波器传输功能是高通滤波器功能。这通常是使用与电 容器串联的两个电阻器来实现的(参见图5a)。在较低的频率上，从 端口“a”到端口“b”的传输功能接近于1，在较高频率下，它是由R2 和R3的比率来确定的。为了获取低噪声，电阻器必须处于kOhm范 围内，如此，需要电容器值在nF范围内，以实现所希望的截止频率。 nF范围中的电容器将需要过度的芯片面积，如此，这样的解决方案 对于芯片的实现被认为是不可能的。
图5b显示了IC实现方式的第二反馈滤波器。反馈滤波器103 构成具有表示为“a”的输入端口和表示为“b”的输出端口的反馈电路。 滤波器的配置是，输入端口“a”连接到第一电阻器R2 507和第二电阻 器R3 508的串行连接，这两个电阻在它们的互连处构成电阻器节点。 输入端口还连接到第一电容器C1 506和第二电容器C2 504的串行 连接，这两个电容器在它们的互连处构成电容器节点。电容器节点构 成输出端口。此外，电阻器节点和电容器节点通过电阻器R1 505互 连在一起。
对于反馈滤波器的此配置，从端口“a”到端口“b”的低频传输功能 是由两个电阻器R2 507和R3 508确定的。高频传输功能是由C1 506和C2 504确定的。滤波器的截止频率可以通过R1 505来设置。 如果R1 505非常大，则滤波器的噪声将移动到非常低的频率，如此， 音频波段噪声被最小化，而不使用非常大的电容器值。在半导体衬底 上实现的合适的范围是C1＝1-500pF、C2＝1-500pF和R1＝GOhm -Tohm。
图5c显示了IC实现方式的第四个反馈滤波器。反馈滤波器 103构成具有表示为“a”的输入端口和表示为“b”的输出端口。滤波器 的配置是，输入端口“a”连接到第一电阻器R2 507和第二电阻器R3 508的串行连接，这两个电阻在它们的互连处构成电阻器节点。输入 端口还连接到第一电容器C1 506和第二电容器C2 504的串行连 接，这两个电容器在它们的互连处构成电容器节点。电容器节点构成 输出端口。此外，电阻器节点和电容器节点通过有源器件516互连在 一起，有源器件516跨双端口电路提供欧姆阻抗。双端口电路包括有 源CMOS器件，或其他有源器件516和517类型，以及电流源 518。有源器件包括相应的栅极端子、源极端子和漏极端子。栅极端子 在连接到电流源518和第一器件517的漏极端子的节点处互连在 一起。器件的源极端子互连在一起，以在在其漏极和源极端子之间提 供欧姆电阻的状态下提供第二器件516。此漏极和源极端子构成双端 口欧姆阻抗。在上面的描述中，滤波器103的截止频率通过双端口电 路516、516和518的欧姆阻抗来设置。
相对于双端口电路，三极管区域中的MOS晶体管被偏压，以 在G欧姆区域具有阻抗，这是一个好的解决方案。可以对其进行很 好的控制，并可以采用任何CMOS技术轻松地实现。
在本发明中，NMOS器件将由于DC工作电平而证明最充分 的。但在其他情况下，也可以使用PMOS器件，甚至可以使用通过 NMOS和PMOS器件的组合构成的对称器件。但如果可以使用完全 对称的器件，则它取决于直流电平。
非对称的NMOS电阻器的唯一的缺点是，它是非线性的，如此 当暴露于较强的信号时，它将生成低频信号(即，DC偏移)。由NMOS 电阻器生成的低频信号的振幅将高度依赖于构建反馈滤波器的方式。 即，如果电容反馈的反馈因数和电阻反馈的反馈因数相等，那么，跨 NMOS电阻器的信号将为零，如此，所生成的低频信号也将为零。但 如前面所讨论的，前置放大器的比较大的DC增益将会产生问题，因 为比较大的低频信号将存在于前置放大器的输入端处，如此，会使前 置放大器过载。给出DC增益为2的DC反馈因数将有效地使跨 NMOS电阻器的信号降低二分之一，如此，会使低频率生成的信号降 低至少二分之一。然而，通常，1-5的范围内的DC增益是合适的。 即，由于非线性的信号处理而生成的信号通常依赖于生成信号的平方 或依赖于生成信号的立方。如此，使跨NMOS电阻器的信号减半， 将会使所生成的信号降低四分之一。
从而，提供了在千兆欧姆(Giga Ohm)范围(可以很好地加以 控制)内实现电阻器的方式。二极管、二极管耦合的MOS晶体管的 一般使用，可以实现非常大的电阻器值(约为兆兆欧姆(Tera Ohm))。 然而，事实上，这些值对于涉及IC实现的前置放大器的用途太大。
图5d显示了IC实现方式的第三个反馈滤波器。在此实施例 中，DC偏移已经被嵌入到反馈滤波器103中。从而，可以补偿由于 泄漏电流所产生的不希望的直流电平。通过用电流源513替换电阻器 R3来实现DC偏移。
来自滤波器103在输出端口b处的总噪声功率(如此，在放大 器102的倒相输入端)可以按KT/C来进行计算，其中，C是总电 容，K是波耳兹曼常数，T是以开尔文为单位的温度。
如此，在不增大电容器(C1和C2)的情况下不会使噪声最小 化，这会导致芯片的面积增大。当需要低成本解决方案时，这不是可 行的解决方案。然而，通过增大电阻器值R1，可以使噪声功率出现 在较低的频率上。如此，来自电阻反馈网络的噪声被过滤，来自电容 器C1和C2的噪声(事实上，来自R1的噪声)将被过滤，并处 于如此低的频率，以至于通常所使用的A-加权函数将抑制噪声。如 此，此解决方案既具有较小的面积，也具有较低的噪声。
电阻器R1应该比较大，以便对于尽可能最小的面积获得比较低 的噪声。但如果电阻器太大，则在接通电源之后或在过载之后放大器 稳定得很慢。这在比较长的一段时间大大地退化放大器的性能。
图6显示了放大器的详细视图。放大器输入级601包括 PMOS器件603、606的微分对。必须在宽度和长度方面优化此微分 对，因为存在1/f噪声和白噪声的最佳值(参见图3)。如果需要， 通过调整微分对中的两个晶体管的纵横比，可以将偏移嵌入到微分对 中(参见图10d)。或者，或此外，也可以调整底部中的电流反射镜 604、605的反射因数。如果微分对晶体管的纵横比之间的比率为A， 电流反射因数为B，放大器的偏移将为n*Vt*In(A*B)。
存在微分输入级的各种实现方式-例如，NMOS电流反射镜 604、605可以被与PMOS电流反射镜结合的所谓的折叠共射共基放 大器替代。
在放大器的输出级602，输出晶体管608连接到高阻抗增益节 点。此功能是添加增益，并将高阻抗节点与外部隔离。注意，具有变 化的电流的唯一的器件是输出晶体管。从而，其他晶体管被恒定电流 源偏压。
如此，描述了具有微分输入级和输出级的放大器。
图7a显示了具有反馈滤波器和输入钳位电路的放大器。输入钳 位电路701连接到接收麦克风信号的放大器的输入端(在此情况下， 为正相输入端)。要使用哪一个钳位电路取决于有哪个技术可用和需 求。
图7b显示了基于二极管的输入钳位电路。此电路是已知的，并 被证明比较好使。它包括两个交叉耦合的二极管。零偏压附近的阻抗/ 电阻很高，通常在400mV-600mV器件开始钳位信号-即，阻抗显著 地下降。阻抗在零偏压时很高，它会根据需要钳位大信号电平的信号。 然而，阻抗对于某些电路可能太大(已经测量到最多100Tohm)， 在太低的信号电平会经常发生钳位信号的情况。
在这种情况下，下列两个解决方案可能更好。可以通过组合三种 实现方式中的任何实现方式来制作新的对称高阻抗器件。
图7c显示了基于PMOS的输入钳位电路。此实现方式基本上 是使用MOS器件704、705的两个交叉耦合的二极管的实现方式。
图7d显示了基于NPN型晶体管的输入钳位电路。此实现方式 基本上是使用双极性器件706、707的两个交叉耦合的二极管的实现 方式。
图8a显示了具有反馈滤波器和输出级的放大器。输出级802 是完整的前置放大器的一部分，并嵌入在包括放大器801、输出级802 和反馈滤波器103的反馈回路。输出级802的用途是将前置放大器 的内部电路节点与耦合到输出端子V1/out的负载隔离。
图8b显示了共源极输出级。第一个示例是共源极级，具有 Miller补偿电容器805和右半面零位补偿的电阻器804。此级具有下 列优点：输出摆动可以非常大，DC增益比较大，频率补偿非常容易 实现。缺点是，参数随着负载和输出摆动而变化。即，如果负载是电 阻，则电流将随着负载和输出摆动而变化。这具有这样的后果：必须 为最坏情况条件设计Miller补偿，诸如失真PSR等等的参数将随着 负载和信号摆幅而变化。
图8c显示了源跟随器输出级。第二个示倒是基于有源器件806 的源跟随器级。这有效地将内部电路节点与负载隔离，所有参数都不 会随着变化的负载和输出摆动而变化。源跟随器级所存在的缺点是， 频率补偿需要比较大的电容器，与共源极级相比，输出摆动是受限的。
图8d显示了具有组合的共源极和源跟随器配置的输出级。第三 个示例是共源极级和源跟随器的组合。这能保证方便地进行频率补偿， 并具有稳定的性能。唯一的缺点是与简单的共源极级相比，具有受限 的输出摆动。
图8e显示了级联的共源极输出级。第四个示例是串联的两个共 源极级，其中，第一级的有源器件被电流源810偏压。在此情况下， 必须使用所谓的嵌套Miller补偿。此解决方案比简单共源极级具有更 稳定的性能，但没有共源极级和源跟随器的组合那样稳定。但输出摆 动与简单共源极级一样。
图9显示了其中具有射频滤波器的前置放大器。射频(RF)滤 波器901包括连接在一起的电容器903和电阻器902，以在电路节 点的表示为“h”的端口的它们的互连之处接收输入信号，并在端口“i” 处提供输出信号。在端口“j”提供了接地参考。从而提供了缩小RF信 号的一阶低通滤波器。然而，也可以使用其他高阶滤波器-例如，2 阶、3阶和4阶滤波器。
在当今移动电话的广泛应用中，麦克风暴露于大功率的高频信号 中，例如，移动电话的射频GSM信号中。特别是，移动电话的麦 克风暴露于非常大的射频信号中，因为它与天线的距离非常近。已知， 半导体中的非线性特性可以将射频信号的低频率变体互调制为低频率 带宽。为举例说明，GSM电话以217Hz的周期进行发射。如果二极 管暴露于GSM信号中，则二极管的非线性特性与GSM信号一起 将创建大功率的217Hz组件以及其谐波。避免此问题的其中一个最 有效的方式是防止GSM信号到达非线性半导体组件。通过在放大器 ASIC的每个连接垫上添加射频滤波器901来实现这一点。
这种方法是非常有效的，但问题是，除了过滤射频噪声之外，这 些滤波器还影响放大器的性能。即，输出阻抗增大，噪声电平也会增 大。但在反馈放大器的情况下，此问题会大大地缩小，因为放大器的 总体性能在很大程度上是由反馈滤波器和输入级确定的。因此，如果 可以防止高频分量访问输入级，则反馈回路本身将抑制在放大器中的 别处引入的低频率互调制信号。通常，由于高开环增益，放大器将具 有即使向输出板/连接添加非常有效的射频滤波器也不受影响的性能。
也是在输入端，可以添加射频滤波器，但这里，这些射频滤波器 的噪声不能通过环路增益来抑制。但由于总的放大器结构具有较低的 噪声，因此，可以在输入端取得更有效的射频滤波器。
图10a显示了其中实现了DC偏移的前置放大器和反馈滤波 器。DC偏移1001、1002和1003的用途将设置放大器的输出的直 流偏压。在放大器中实现的DC偏移将被放大器的DC闭环增益放 大，如此设置了放大器的输出直流电平。为了处理输入中的低频信号 和外部偏移，放大器的DC偏移将必须具有相当大的值。当进行优化 以便达到尽可能最低的噪声时，这可能会是一个问题。以及当进行优 化以便达到尽可能最低的芯片面积，即最低成本时，也会产生问题。
在FB滤波器中或就在FB滤波器之后，实现偏移更加恰当。 如此，偏移被放大器的DC闭环增益翻倍，也可以设计放大器，以便 取得更低的噪声而不会增大芯片面积。但是，在滤波器中实现所有的 偏移会成问题，如此，放大器中的偏移和反馈滤波器中的偏移的组合 通常将被证明是最佳的。
图10b显示了在放大器的输入端子处具有直流电平补偿的放大 器配置。电流源1006通过电阻器R5 1004提供直流电。通过电阻器 R5 1004提供的直流电压电平将在放大器102的输入端移动直流电 平。
基本上有两种方式在前置放大器的输入端来实现偏移。第一种方 式由通过大电阻器滤波的参考电压源提供。电阻器可以以许多方式来 实现，例如，作为二极管有源器件等等。
第二种方式是在输入微分对中实现的偏移。这可以以许多方式来 进行，例如，使输入微分对中的电流或大小故意不匹配。或者，DC偏 移可以通过与其中一个源串联的具有DC偏移的器件来提供。
图10c显示了产生高欧姆电阻器的电路。除了二极管晶体管等 等之外，也可以使用有源器件作为高电阻器件。在弱反转下偏压的 NMOS器件1009将在分别在端口x1和y1处在漏极和源极之间 具有欧姆电阻，约等于A x nVt/Id，其中，a是两个晶体管纵横比 之间的比率。Id是偏压晶体管中的电流，对于大多数CMOS进程， nVt＝39mV。NMOS器件1009通过被电流源1009偏压的NMOS 器件1008在弱反转下被偏压。
如此，有源器件1009被迫处于在其源极和漏极端子之间提供了 高欧姆阻抗的状态。提供了大于50MOhm或大于100MOhm或大 于500MOhm的欧姆阻抗。使用多-二极管配置的其他实施例由于采 用其特定半导体技术，一般不是首选的。
如此，可以使用CMOS器件实现十亿欧姆的电阻器。这种器件 的缺点是，它是不对称的。通过跨NMOS电阻器地添加对称器件， 对此进行某种补偿。
图10d显示了在输入级具有直流电平补偿的微分放大器配置的 输入级的简图。通过提供流过分别由晶体管1011和1010构成的微 分对的电流I1和I2之间的差，可以获得直流电平补偿。电流源 1012显示了微分对的偏压。
图11显示了具有电压泵的配置中的放大器。当在麦克风中没有 充电的驻极体层时，如在硅麦克风中，通常需要电压泵Vpmp 1101。 电压泵Vpmp 1101通过电阻器Rc 1102作为偏置电压Vb提供泵 激电压。电容器Cc与电阻器Rc一起工作以分离噪声。
当在麦克风中没有驻极体层时，需要外部偏压，并可以通过作为 前置放大器集成在同一个半导体衬底上的电压泵来提供。电压泵噪声 通常相当大，如此，需要去耦滤波器。此滤波器可以包括去耦电容器 Cc和大电阻器Rc。为分离电压泵1101的噪声，需要具有非常低的 截止频率的滤波器。如此，在通电过程中它稳定得非常慢。即，一个 非常大的低频信号将在放大器的输入端上存在相当长的时间。在低频 率上具有低增益的前置放大器再次被证明是非常有益的。
某些麦克风类型需要偏压才能工作，例如，硅麦克风。这样的偏 压通常高于电源电压。事实上，它可以高达30V，如此比电源高许多 倍。使用电压泵来生成这样的偏压，该电压泵通常包括迪克森泵和向 迪克森泵提供时钟信号的振荡器。然而，可以通过外部振荡器中来提 供时钟信号，在这种情况下，通常需要半导体衬底的单独的输入端子。
如果麦克风在高直流电压下被偏压，在放大器和麦克风之间需要 直流耦合电容，因为那时在几乎所有的情况下，放大器都不能处理大 的直流电平而不会过载。此外，通过在芯片上集成一切，可以优化总 性能，提供了尽可能最好的性能。
图12显示了包括驻极体麦克风元件和微分放大器的麦克风。通 过耦合到偏置电压Vb的偏压电阻器104来使驻极体麦克风元件产 生偏压。从而，向麦克风105Cmic的振膜或可移动构件提供电荷。 向放大器1201提供响应麦克风上的声压提供的并使振膜移动的信 号。放大器101的特征在于，具有这样的增益特征，对于低于可听范 围的频率具有比较低的增益，对于可听范围中的频率，具有比较高的 增益。优选情况下，增益特征作为低于可听范围的第1、第2、第3、 第4或较高阶而下降。此外，放大器的特征在于，作为共模信号来 处理低频率麦克风信号，作为差模信号来处理高频麦克风信号。从而 有效地抑制低频率分量。作为麦克风前置放大器输出信号来提供端子 和*中的微分输出信号。
图13a显示了具有输入和输出端子的微分放大器和显示了微分 放大器的低频率行为的信号。显示了低频率下的放大器101的信号处 理。曲线201显示了对放大器()的时间域输入和低频率下的麦克 风信号。曲线1302和1303显示了，放大器的相应的输出(，*) 基本是同相位，如此代表了共模微分信号。
图13b显示了具有输入和输出端子的微分放大器和显示了微分 放大器的高频行为的信号。显示了在高的音频波段频率下的放大器 1201的信号处理。曲线1301显示了对放大器的时间域输入和可听频 率下的麦克风信号。曲线1302和1303显示了，放大器的相应的输 出(，*)基本是180度的异相，如此代表了差模微分信号。
图14显示了第一配置中的包括驻极体麦克风元件和微分放大 器的数字麦克风的一部分。麦克风Cmic 105通过直流阻塞电容器 1404向微分放大器1408提供信号。微分放大器作为仪器放大器而耦 合，并包括第一放大器1401和第二放大器1402。包括组件1405、 1406和1407的反馈电路实现了具有上文所说明的特征的反馈滤波 器。此外，移相器电路PD(f)1403实现了频率相关相延迟，以进行 参考图13a和图13b所说明的信号处理。
向差分放大器1409提供微分放大器的两端子输出(，*)，而 差分放大器1409通过电阻器1410、1411和1412和运算放大器 1413提供相对于接地参考Gnd的单端输出信号Vo。
可以在常见的半导体衬底上实现放大器1408和1409，但是， 微分信号优选情况下会在电气环境有噪声的条件下路由，例如，从携 带前置放大器的芯片到另一个芯片，以便进行进一步的信号处理。在 此另一个芯片中，微分信号可以通过放大器1409被转换为单端信号。
图15显示了第二配置中的包括驻极体麦克风元件和微分放大 器的数字麦克风的一部分。通过耦合到偏置电压Vb的偏压电阻器 104来使驻极体麦克风元件产生偏压。从而，向麦克风Cmic 105的 振膜或可移动构件提供电荷。为了阻止直流偏置电压Vb输入到微分 放大器1510中，应用了电容器1404。微分放大器1510被配置为 所谓的仪器放大器，其中，两个运算放大器1501和1502两者都与 从它们相应的输出，*到它们相应的倒相输入端子的反馈路径耦 合。运算放大器的倒相输入(-)通过电容器1505耦合在一起。一个 运算放大器1501的正相输入通过DC-阻塞电容器1404被耦合， 以接收麦克风信号。另一个运算放大器1502的正相输入通过电阻器 1508耦合，以从另一个运算放大器的输出接收反馈信号。正相输 入也通过电容器1509耦合到接地端。
运算放大器1501的反馈路径包括并联耦合的电阻器1503和 电容器1504以构成一阶滤波器。同样，运算放大器1502的反馈路 径包括并联的电阻器1507和电容器1506以构成一阶滤波器。
包括电阻器1508和电容器1509的RC网络被配置为提供信 号的频率相关相移。
微分放大器的围绕运算放大器1501构成的一方和围绕运算放 大器1502构成的另一方之间的相位移，部分地通过电容器1505和 部分地通过阻容滤波器1508、1509来实现。如此，通过在微分放大 器的输入端之间耦合的移相器即电容器1505，和在微分放大器的一方 的输出端和微分放大器的相对一方的输入端之间交叉耦合的移相器即 电容器1509和电阻器1508，获得相位移。如此，有效的相位移通过 两个移相器来获得。然而，这样的两个耦合的移相器中的一个就可以 足够建立有效的相位移。同样，在不偏离本发明的范围的情况下，可 以实现移相器的其他配置。
图16显示了包括驻极体麦克风元件和具有反馈滤波器的微分 放大器的数字麦克风的一部分。在该图中，显示了具有第一和第二运 算放大器的微分放大器1607，具有滤波器块1603。滤波器块1603 实现了相应的运算放大器的反馈路径，以及相应的运算放大器1601 和1602的倒相输入的耦合。滤波器块包括输入端口m，n和输出端 口k，I。
滤波器块可以实现具有任何阶(例如，第1阶、第2阶、第3 阶、第4阶或任何较高阶)的两个反馈路径的滤波器。
图17显示了反馈滤波器的优选实施例。反馈滤波器可以实现图 16的滤波器块1603。反馈滤波器包括其中电阻器1701与电容器 1702并联的第一路径，其中电阻器1704与电容器1703的并联的 第二路径。第一路径在端口m和k之间延伸，第二路径在端口n和 I之间延伸。
图18是具有集成电路和麦克风元件的麦克风的简要视图。集成 电路1802包括上文所说明的前置放大器，并包含在半导体衬底或芯 片上。
图19是具有集成电路和MEMS麦克风元件的麦克风的简要 视图。麦克风1902包括集成在第一衬底上的MEMS麦克风元件 1903和集成在第二衬底上的前置放大器电路1901。前置放大器电路 包括上文所说明的其中一个不同的实施例，即，包括具有反馈电路的 前置放大器，例如，电压泵和/或其中前置放大器是微分放大器或单端 放大器的反馈电路。
应该注意，MEMS麦克风元件1903和麦克风前置放大器1901 可以集成在同一个半导体衬底上。
一般而言，应该注意，本发明的实施例可以包括一个或多个 所描述的特点。例如，前置放大器可以包括下列一个或多个特点：
·前置放大器级中的DC偏移；
·反馈滤波器中的DC偏移；
·前置放大器级和反馈滤波器中的DC偏移；
·电压泵；
·与DC偏移组合的电压泵；
·耦合到下列电路节点的射频(RF)滤波器：
о正相放大器输入；和/或
о倒相放大器输入；和/或
о滤波器输入；和/或
о放大器输出。
·输入偏压元件。
应该注意，本发明不仅限于所说明的实施例。
上述特点可以适用于前置放大器配置的实施例中，该配置包括具 有反馈滤波器的增益级，其中，该配置对于低于音频波段的频率具有 比较低的增益响应，在音频波段中具有比较高的并且基本上平坦的增 益响应。音频波段可以定义为音频波段的典型的定义内的任何频带。 典型的定义可以是20Hz到20KHz。音频波段的较低的截止频率的 示例可以是：20Hz、50Hz、80Hz、100Hz、150Hz、200Hz、250hz。 音频波段的较高的截止频率示例可以是3KHz、5KHz、8KHz、10KHz、 18KHz、20KHz。基本上平坦是指大致在+/-1dB；+/-3dB；+/-4dB； +/-6dB内的增益响应变体。然而，变体的其他值也可以用来定义术语 “基本上平坦”。
在上文中，说明了不同的前置放大器配置。这些配置包括不同的 输入/输出端子配置，例如，两端子配置。然而，应该注意，可以为麦 克风和前置放大器的信号的输入/输出提供三个、四个或更多端子。特 别是，应该注意，可以为电源电压(在第一端子)和前置放大器输出 (在第二端子)提供单独的端子。在微分前置放大器输出的情况下， 除了电源的端子，还可以提供输出信号的两个端子。提供了单独的端 子作为接地参考。此接地参考通常由电源和输出信号共享，但不始终 由它们共享。