Die Erfindung betrifft einen Operationsverstärker vom "Folded-­Cascode"-Typ mit Gegentaktausgängen, mit Differenz-Eingangs-­Transistoren, mit diesen Transistoren jeweils nachgeschalteten, als Cascode-Stromquellen ausgeführten Lastwiderständen und mit einer Gleichtakt-Gegenkopplung ("Common-Mode"-Gegenkopplung).

Integrierte Schaltkreise, in denen unter Verwendung von Operations­verstärkern eine analoge Signalverarbeitung erfolgt, weisen ver­besserte Eigenschaften auf, wenn Verstärker mit symmetrischen Gegentaktausgängen verwendet werden. Derartige Verstärker bewirken gegenüber Verstärkern mit nur einem Ausgang Verbesserungen bei­spielsweise in bezug auf Störspannungseinkopplung, Signal-Zu-­Geräusch-Verhältnis und Nichtlinearitäten geradzahliger Ordnung. Verstärker mit symmetrischen Gegentaktausgängen benötigen eine Gleichtakt-Gegenkopplung ("Common-Mode"-Gegenkopplung), die dafür sorgt, daß das mittlere Potential zwischen den Ausgängen bezogen auf eine Referenz konstant ist. Eine dynamische Gleich­takt-Gegenkopplung hat den Vorteil, daß sie den Aussteuerbereich nicht verkleinert und die Nichtlinearitäten der Verstärkungs­kennlinie nicht erhöht. Eine dynamische Gleichtakt-Gegenkopplung wurde bisher nur in Verstärkern angewendet, die für Signalfre­quenzen im Sprachfrequenzbereich geeignet sind ("IEEE Journal of Solid-State-Circuits", Vol. SC-17, Nr. 6, Dezember 1982, Seiten 1014 bis 1023/1/;" IEEE Journal of Solid-State-Circuits", Vol. SC-20, Nr.6, Dezember 1985, Seiten 1122 bis 1132 2). Für die analoge Signalverarbeitung bei höheren Frequenzen werden ein­stufige Verstärker vom "Folded-Cascode"-Typ mit Gegentaktaus­gang verwendet ("IEEE International Solid-State Circuits Conference", 1983, Seiten 246, 247 und 314/3/;" IEEE Journal of Solid-State-­Circuits", Vol. SC-20, Nr. 6, Dezember 1985, Seiten 1096 bis 1102/4/;" IEEE 1985 Custom Integrated Circuits Conference", Seiten 174 bis 177/5/).

Bei den "Folded-Cascode"-Verstärkern nach / 3i / Figur 2 und /4 / Figur 2 erfolgt die statische Gleichtakt-Gegenkopplung über die Transistoren M11, M12. Diese Transistoren arbeiten im Triodengebiet und steuern den Strom durch die als Cascode-Strom­quellen ausgeführten Lastwiderstände des Verstärkers durch Ver­ändern des Source-Potentials. Der Aussteuerbereich des Verstärkers wird durch die Gleichtakt-Gegenkopplung um die Source-Drain-­Spannung M11, M12 reduziert.

Bei einem aus "IEEE Journal of Solid-State Circuits", Vol. SC-19, Nr. 6, Dezember 1984, Seiten 912 bis 918, Figur 4 bekann­ten Verstärker erfolgt die statische Gleichtakt-Gegenkopplung durch Steuerung des Stromes durch die Eingangstransistoren M1, M2. Dafür wird ein zusätzlicher Strompfad mit den Transistoren M13 bis M20 benötigt, der den Leistungsbedarf des Verstärkers erhöht. Ein weiterer Nachteil des bekannten Verstärkers besteht darin, daß das mittlere Gleichspannungspotential der Verstärker­ausgänge von den Einsatzspannungen der Transistoren M13, M14 bzw. M17, M18 abhängt. Dies bedeutet, daß der Aussteuerbereich von Herstellungsschwankungen abhängt.

Bei dem Verstärker nach / 5 /, Figur 1 erfolgt eine statische Gleichtakt-Gegenkopplung über die oberen Cascode-Stromquellen durch Veränderung des Gate-Potentials der Transistoren M4, M5. Hierzu sind zwei zusätzliche Strompfade mit den Transistoren M12 bis M19 erforderlich, die den Leistungsverbrauch des Ver­stärkers erhöhen. An den Aussteuergrenzen arbeiten die Transisto­ren M18 bzw. M19 nicht mehr in der Sättigung. Hierdurch vermindert sich der nutzbare Aussteuerbereich des Verstärkers.

Bei dem Verstärker nach /2 /, Figur 9 ist eine dynamische Gleich­takt-Gegenkopplung vorgesehen, deren drei Strompfade den Leistungsverbrauch des Verstärkers erhöhen. Infolge der Änderung des Drainstromes der Transistoren M1, M2, M4, M5 mit deren Drain-­Source-Spannung wird die Verstärkung des Verstärkers reduziert.

Es ist nun Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Weg zu zeigen, wie ein Operationsverstärker der eingangs genannten Art mit einem geringen schaltungstechnischen Aufwand realisiert werden kann.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einem Opera­tionsverstärker der eingangs genannten Art erfindungsgemäß da­dadurch, daß der strombestimmende Transistor der jeweiligen Cascode-Stromquelle in eine dynamische Gleichtakt-Gegenkopplungs­anordnung einbezogen ist.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß durch die Aus­nutzung des strombestimmenden Transistors der jeweiligen Cascode-­Stromquelle zum einen als Lastwiderstand im Differenzverstärker und zum anderen als Gleichtakt-Signal-Verstärker weder zusätzliche Strompfade noch in Serie zu den Lastwiderständen geschaltete Transistoren erforderlich sind.

Vorzugsweise sind den genannten Differenz-Eingangstransistoren weitere, für eine Offsetkompensation benutzbare Differenz-Ein­gangstransistoren parallelgeschaltet.

Zweckmäßigerweise werden in dem Operationsverstärker Feld­effekttransistoren verwendet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen bei­spielsweise näher beschrieben.

• FIG 1 zeigt eine Datenübertragungseinrichtung, in welcher ein Operationsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt ist,
• FIG 2 zeigt den Aufbau des in FIG 1 angegebenen Impulsformers,
• FIG 3 zeigt Diagramme, auf die im Zuge der Beschreibung der Erfindung eingegangen wird,
• FIG 4 zeigt die Beschaltung des in Fig.2 dargestellten Operations­verstärkers für eine Offsetkompensation und
• FIG 5 zeigt den Aufbau des in Fig.2 dargestellten Operationsver­stärkers.

In FIG 1 ist eine Datenübertragungseinrichtung für eine Duplex­übertragung von Digitalsignalen im Gleichlageverfahren über eine Zweidraht-Leitung dargestellt. Über diese Zweidraht-Lei­tung möge die Datenübertragungseinrichtung beispielsweise an Übertragungseinrichtungen einer Vermittlungsstelle angeschlos­sen sein. Andererseits ist die Datenübertragungseinrichtung über eine Vierdraht-Leitung mit einem Datenendgerät verbunden. Die Datenübertragungseinrichtung ist dabei aus einem Digital­teil und einen Analogteil gebildet. Der Digitalteil möge da­bei von dem Datenendgerät her für eine Übertragung über die Zweidraht-Leitung abgegebene Binärsignale aufnehmen und diese in dreistufige Signale umsetzen. Derartige dreistufige Si­gnale können beispielsweise nach einem AMI-Code oder nach ei­nem 4B-3T-Block-Code codiert sein. Nach einer solchen Code­umsetzung leitet dann der Digitalteil die umgesetzten Signale an einen zu dem Analogteil der Datenübertragungseinrichtung gehörenden Impulsformer weiter. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, daß der Digitalteil lediglich Informationen bezüglich der zu bildenden dreistufigen Signale in binär codierter Form dem Impulsformer zuführt. Dieser Impulsformer wandelt, wie im folgenden noch erläutert werden wird, die ihm zugeführten Signale in Signale mit annähernd analogen Verlauf um und leitet diese anschließend an einen Ausgangs­treiber weiter. Dieser Ausgangstreiber nimmt eine Leistungs­verstärkung der von dem Impulsformer umgeformten Signale vor. Die am Ausgang dieses Ausgangstreibers auftretenden leistungs­verstärkten Signale gelangen schließlich über eine Gabelschal­tung als Sendesignale auf die genannte Zweidraht-Leitung.

Als Empfangssignale auf der genannten Zweidraht-Leitung auf­tretende Signale werden über die Gabelschaltung aufgenommen und einem Analog-Digital-Umsetzer zugeführt. Dabei gibt die Gabelschaltung zusätzlich zu den Empfangssignalen an den Analog-Digital-Umsetzer noch als Echosignale bezeichnete Störsignale ab, welche bei der Abgabe von Sendesignalen ent­weder direkt in der Gabelschaltung durch eine nicht vollständi­ge Entkopplung der Übertragungswege oder an Reflektionsstel­len der Zweidraht-Leitung entstehen. Damit erhält der Analog-­Digital-Umsetzer nicht nur die tatsächlichen Empfangssignale sondern ein aus diesen und den Echosignalen gebildetes Signal­gemisch zugeführt.

Das am Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers in digitaler Form auftretende Signalgemisch übernimmt der Digitalteil in der in FIG 3 dargestellten Datenübertragungseinrichtung. Dieser Digi­talteil weist einen Echokompensator auf, der die von dem Analog-Digital-Umsetzer in digitaler Form abgegebenen Empfangs­signale von den mit diesen zusammen auftretenden Echosigna­len befreit. Die von Echosignalen befreiten Empfangssignale, die wieder als dreistufige Signale auftreten, werden anschlie­ßend in dem Digitalteil in binäre Signale umcodiert und über die Vierdraht-Leitung dem genannten Datenendgerät zugeführt.

Im folgendenden wird lediglich näher auf den Impulsformer der in FIG 1 dargestellten Datenübertragungseinrichtung eingegangen. Die übrigen in FIG 1 dargestellten Einrichtungen sind bereits hinlänglich bekannt, so daß sich eine Beschreibung der Wirkungs­weise dieser Einrichtungen erübrigt.

Ehe auf den Aufbau des Impulsformers näher eingegangen wird, werden zunächst einige Forderungen dargelegt, die von dem Impulsformer zu erfüllen sind. Wie bereits zuvor erwähnt, mögen die von dem Endgerät abgegebenen Binärsignale für eine Übertragung über die Zweidraht-Leitung zunächst in dreistufi­ge Signale umgesetzt werden. Derartige dreistufige Signale weisen Sendeimpulse mit einem logischen Pegel +1, 0 und -1 auf. Um im Echokompensator für +1- und -1-Sendeimpulse, abgesehen vom Vorzeichen, die gleichen Koiffizienten verwenden zu können, müssen Amplitude und Form der von dem Impulsformer umgeformten +1- und -1 Sendeimpulse möglichst genau überein­stimmen. Zur Erfüllung von Störstrahlungsanforderungen in Leitungsbündeln ist im allgemeinen für +1- und -1-Sendeim­pulse eine sin²-Form vorgeschrieben. Diese sin² -förmigen Sendeimpulse sind um einen Faktor 13/8 länger als die Schritt­weite der von dem Datenendgerät abgegebenen Binärsignale, so daß sich z. B. bei einer Übertragung einer Datenfolge +1, +1, -1, -1 oder +1, -1 jeweils zwei Sendeimpulse überlagern. Die Überlagerung dieser Sendeimpulse muß im Impulsformer streng linear erfolgen, damit die Echokompensation für jeden Sende­impuls des dreistufigen Signals getrennt durchgeführt werden kann.

In FIG 2 ist der Aufbau des vorerwähnten Impulsformers näher dargestellt. Dieser Impulsformer nähert die für Sendeimpulse vorgesehene sin² -Form durch einen treppenförmigen Verlauf an. Die einzelnen Sendeimpulse, die mit einer Übertragungsge­schwindigkeit von 120 kHz auftreten mögen, weisen dabei je­weils 13 960-kHz-Perioden auf. Die Impulsformung erfolgt durch Ladungsumverteilung zwischen geschalteten, in FIG 2 mit C1 bis C6 bezeichneten Umladekondensatoren und einem Summier­kondensator CI1, der zwischen einem "-"-Eingang und einem "+"-Ausgang eines Gegentaktoperationsverstärkers GTV liegt. Jeder dieser Umladekondensatoren ist mit einer jeweils vier Umschalter S1 bis S4 aufweisenden Schalteranordnung verbunden. Sämtliche Umladekondensatoren sind dabei in der gleichen Weise mit der ihnen zugehörigen Schalteranordnung verbunden. In FIG 2 ist die Anschaltung des Umladekondensators C1 an die zugehörige Schalteranordnung dargestellt. Der Umschalter S1 verbindet einen der Anschlüsse des Umladekondensators C1 wahlweise mit dem an den "-"-Eingang des Operationsverstärkers GTV angeschlossenen Anschluß des Summierkondensators CI1 oder mit einer Spannung VCC/2. Der Umschalter S2 ist an den anderen Anschluß des Umladekondensators C1 angeschlossen und steht über die Umschalter S3 und S4 wahlweise mit VCC/2 oder mit einer Bezugsspannungsquelle VREF in Verbindung. Die Umschalter S3 und S4 erhalten dabei für ihre Steuerung Taktsignale mit einer Taktfrequenz von 960 kHz zugeführt. Die beiden Umschalter S1 und S2 sind dagegen über eine Verknüpfungsschaltung V1 an festgelegte Registerzellen einer Schieberegisteranordnung angeschlossen. In entsprechender Weise sind auch die übrigen Umladekondensatoren C2 bis C6, wie für den Umladekondensator C6 angedeutet, jeweils mit der ihnen zugeordneten Schalteranordnung verbunden. Die dem Umladekondensator C6 zugeordnete Verknüpfungs­schaltung ist dabei in FIG 2 mit V6 bezeichnet.

Die zuvor genannte Schieberegisteranordnung ist aus zwei 14-Bit-­Schieberegistern A und B gebildet. Die dem Impulsformer mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 120 kHz zugeführten drei­stufigen Sendesignale werden binär codiert mit einer Flanke eines 120-kHz-Taktes in die beiden Schieberegister A und B über­nommen. Die für die genannte Binärcodierung maßgebende Wahrheits­tabelle ist in Figur 2 dargestellt. In Spalte T sind dabei die logischen Pegel +1, 0, -1 für die dreistufigen Sendesignale dar­gestellt. In den Spalten A und B sind dagegen diesen logischen Pegeln entsprechende logische Pegel für die den Schieberegistern A und B zugeführten Binärsignale angegeben. Die gemäß der Wahr­heitstabelle gebildeten Binärsignale durchlaufen die einzelnen Registerzellen der beiden Schieberegister mit einer Übertragungs­ geschwindigkeit von 960 kHz. Die beiden Schieberegister erhalten dafür einen 960-kHz-Takt zugeführt. Mit vorgegebenen Register­zellen dieser beiden Schieberegister sind die den oben genannten Umladekondensatoren C1 und C6 zugehörigen Verknüpfungsschaltungen V1 bis V6 verbunden.

Mit den Schieberegistern A und B ist eine weitere, in Figur 2 mit R bezeichnete Verknüpfungsschaltung verbunden. Diese steuert einen Schalter S5, der auf eine entsprechende Ansteuerung hin den bereits genannten Summierkondensator CI1 kurzschließt.

Der in Figur 2 dargestellte Impulsformer weist neben den bereits genannten Umladekondensatoren C1 bis C6 weitere, nicht dargestellte Umladekondensatoren C1ʹ bis C6ʹ auf, die wie die Umladekondensa­toren C1 bis C6 jeweils mit einer aus vier Umschaltern bestehenden Schalteranordnung verbunden sind. Diese Schalteranordnungen sind jeweils über eine Verknüpfungsschaltung, in Figur 2 mit V1ʹ bis V6ʹ bezeichnet, an festgelegte Registerzellen der beiden Schiebe­registeranordnungen A und B angeschlossen. Die Umladekondensa­toren C1ʹ bis C6ʹ entsprechen im übrigen den Umladekondensatoren C1 bis C6.

Darüber hinaus ist ein weiterer, über die zuletzt genannten Schalteranordnungen mit den Umladekondensatoren C1ʹ bis C6ʹ ver­bindbarer Summierkondensator CI2 vorgesehen. Dieser Summierkon­densator liegt zwischen einem "+"-Eingang und einem "-"-Ausgang des bereits genannten Gegentaktoperationsverstärkers V1. Parallel zu diesem Summierkondensator ist ein Schalter S5' angeordnet. Dieser Schalter schließt den Summierkondensator CI2 auf eine An­steuerung von der bereits genannten Verknüpfungsschaltung R hin kurz.

Im folgenden wird nun die Wirkungsweise des in Figur 2 dar­gestellten Impulsformers anhand der Umladekondensatoren C1 bis C6 und des Summierkondensators CI1 erläutert. Wie bereits zuvor erwähnt, erhält der Impulsformer mit einer Übertragungsge­schwindigkeit von 120 kHz auftretende dreistufige Sendeimpulse zugeführt, die gemäß der in Figur 2 dargestellten Wahrheits­tabelle binär codiert sind. Abtastproben dieser binär codierten Signale werden mit Hilfe eines 120-kHz-Taktes in die beiden 14-Bit-Schieberegister A und B aufgenommen. Die einzelnen Abtastproben durchlaufen dann die Registerzellen der Schiebe­register mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 960 kHz, so daß an den Ausgängen der Registerzellen nachein­ander den Abtastproben entsprechende Signale auftreten. Durch das Auftreten dieser Signale werden 13 960-kHz-Perioden für jede Abtastprobe und damit für jeden Sendeimpuls festgelegt.

Entsprechend der genannten 13 Perioden werden die Sendeimpulse jeweils in ein 13 Perioden aufweisendes treppenförmiges Signal umgeformt. Ein solches treppenförmiges Signal weist angenähert einen sin²-Verlauf auf. Die Impulsformung erfogt dabei durch Ladungsumverteilung zwischen den Umladekondensatoren C1 bis C6 und dem Summierkondensator CI1. Entsprechend der Richtung des Umladestromes nimmt die Ausgangsspannung VS an dem "+"-Ausgang des Gegentaktoperationsverstärkers GTV zu oder ab. Beispielsweise kann der Umladekondensator C1 auf die Bezugsspannung VREF aufge­laden werden. Die Ladung wird dann an den Summierkondensator CI1 abgegeben. Dabei tritt am Ausgang des Operationsverstärkers GTV ein Spannungssprung dVS = C1/CI1.VREF auf. Wird dagegen der Umlade­kondensator C1 zuerst entladen und im nächsten Schritt mit einem seiner Anschlüsse mit dem Summierkondensator CI1 und mit dem anderen Anschluß mit der Bezugsspannungsquelle VREF verbunden, dann wird der Umladekondensator C1 durch den Summierkondensator aufgeladen, wobei sich am Ausgang des Operationsverstärkers GTV ein Spannungssprung von dVS = - C1/CI1.VREF einstellt. In ent­sprechender Weise können auch die übrigen Umladekondensatoren Ladung an den Summierkondensator CI1 abgeben bzw. Ladung von diesem aufnehmen.

In Figur 3a ist eine von dem Impulsformer umzuformende Sendeimpuls­folge dargestellt. Als Beispiel ist eine Sendeimpulsfolge +1, +1, 0, - 1, + 1 angegeben. Das Diagramm 3b zeigt dagegen die dieser Sendeimpulsfolge entsprechende, am Ausgang des Operationsverstärkers GTV auftretende umgeformte Sendeimpulsfolge. Wie bereits oben erwähnt, sind die zu dieser Sendeimpulsfolge gehörenden Sendeimpulse um den Faktor 13/8 breiter als die dem Impulsformer zugeführten Sendeimpulse. Auf der Abszisse des Diagramms 3b sind dabei die zuvor genannten 960-kHz-Perioden aufgetragen, während auf der Ordinate die am Ausgang des Operationsverstärkers GTV auftretende Ausgangsspannung VS angegeben ist. In dem in Figur 3c dargestellten Pfeildiagramm ist die Reihenfolge angedeutet, in der die Umladekondensatoren C1 bis C6 bei der Sendeimpulsformung wirksam sind. Positive Spannungssprünge sind durch Pfeile nach oben und negative Spannungssprünge sind durch Pfeile nach unten symbolisch dargestellt. Die Größenverteilung der Umladekondensa­toren C1 bis C6 ist durch die Anpassung der einzelnen Spannungs­stufen an die sin²-Form festgelegt.

Bei der Erzeugung eines +1-Sendeimpulses wird in der ersten 960-kHz-Periode (Abtastprobe des + 1-Sendeimpulses befindet sich in der ersten Registerzelle der Schieberegisteranordnung A und B) durch eine entsprechende Steuerung der mit dem Umladekondensator C1 verbundenen Schalteranordnung der Umladekondensator C1 auf VREF aufgeladen, die Ladung auf den Summierkondensator CI1 über­tragen und der Umladekondensator C1 wieder freigeschaltet. Dadurch tritt am Ausgang des Operationsverstärkers GTV eine posi­tive Veränderung der Ausgangsspannung VS auf. In der zweiten bis sechsten Periode (Abtastprobe durchläuft die Registerzellen 2 bis 6 der Schieberegisteranordnung) geschieht das gleiche mit den Umladekondensatoren C2 bis C6. In der sechsten Periode ist dann am Ausgang des Operationsverstärkers GTV der Maximalwert der Ausgangsspannung VS erreicht. Von der 9. bis 14. Periode wird der Umladekondensator C1 zunächst entladen. Anschließend wird er mit einem seiner Anschlüsse mit dem Summierkondensator CI1 und mit dem anderen Anschluß mit der Bezugsspannungsquelle VREF verbunden. Damit wird der Umladekondensator C1 durch den Summierkondensator aufgeladen, und es erfolgt nun eine negative Veränderung der Ausgangsspannung an dem Operationsverstärker GTV. In den Perioden 10 bis 14 erfolgt das gleiche für die Umladekondensatoren C2 bis C6. Damit ist in die Erzeugung eines +1-Sendeimpulses jeder Umladekondensator zweimal zeitlich nach­einander einbezogen.

Bei der Erzeugung eines -1-Sendeimpulses wird in der ersten Periode der Umladekondensator C1 entladen und von dem Summier­kondensator CI1 aufgeladen. In den nächsten Perioden erfolgt das gleiche für die Umladekondensatoren C2 bis C6. Gegenüber einem +1-Sendeimpuls sind Auf- bzw. Entladung des Summierkondensators CI1 vertauscht. Da bei + 1- und - 1-Sendeimpulsen die gleiche Bezugsspannung VREF sowie die gleichen Umladekondensatoren ver­wendet werden, sind die Form und die Amplitude bei + 1- und - 1-Sendeimpulsen unabhängig von den Kapazitätsverhältnissen und bei einem offsetfreien Operationsverstärker GTV einander gleich.

Aus Figur 3b geht hervor, daß bei einer Sendeimpulsfolge + 1, + 1 und - 1, + 1 jeweils in der 9. bis 13. Periode eine Über­lagerung erfolgt. In der 9. Periode erfolgt z.B. bei der Sende­impulsfolge + 1, + 1 wie bei einem einzelnen Sendeimpuls eine Aufladung des Umladekondensators C6 von dem Summierkondensator CI1 her. Gleichzeitig wird aber von dem Umladekondensator C1 her Ladung auf den Summierkondensator CI1 übertragen. Da bei der Überlagerung von Sendeimpulen die gleichen Umladekondensatoren beteiligt sind wie bei einzelnen Sendeimpulsen ist die Über­lagerung linear und unabhängig von Kapazitätstoleranzen.

Tritt bei einer Sendeimpulsfolge eine 0 (14. Periode bei einem einzelnen Sendeimpuls) oder ein Wechsel + 1, - 1 bzw - 1, + 1 auf, so wird der Summierkondensator zur frühestmöglichsten Periode, in der die Ausgangsspannung am Operationsverstärker GTV nominell 0 ist, kurzgeschlossen, d.h. entladen. Der Schalter S5 erhält dafür von der Verknüpfungsschaltung R ein entsprechendes Rücksetzsignal zugeführt. Durch das Entladen des Summierkondensators CI1 werden bis dahin aufgelaufene Summierungsfehler infolge einer endlichen Verstärkung oder einer Offsetspannung des Operationsverstärkers GTV beseitigt.

Vorstehend wurde anhand der in Figur 3 dargestellten Diagramme die Wirkungsweise des in Figur 2 dargestellten Impulsformers ledig­lich anhand der Umladekondensatoren C1 bis C6 und des Summier­kondensators CI1 erläutert. In entsprechender Weise werden auch die Umladekondensatoren C1ʹ bis C6ʹ und der Summierkondensator CI2 in die Erzeugung von Sendeimpulsfolgen einbezogen. Dabei treten am "-"-Ausgang des Operationsverstärkers GTV gegenüber den Sendeimpulsen am "+"-Ausgang bezogen auf eine Referenz­spannung (z.B. VCC/2) inverse Sendeimpulse auf.

Für eine Minimierung von Nichtlinearitäten der Ausgangssignale, die sich auf die Form und die Amplitude der + 1- und - 1-Sende­impulse auswirken, ist einerseits der Gegentaktoperationsvers­tärker GTV vorgesehen. Dieser Gegentaktoperationsverstärker be­wirkt eine Verminderung der Störspannungseinkopplung und eine Verbesserung des Signal/Geräuschverhältnisses. Andererseits wird durch eine Kompensationsschaltung die Offsetspannung des Operations­verstärkers GTV reduziert. Diese Offsetkompensation, die während der Rücksetzphase des Impulsformers durchgeführt wird, vermindert gleichzeitig die 1/f-Transistorrauschbeiträge im Operationsver­stärker GTV. Figur 4 zeigt die für eine Offsetkompensation vorge­sehene Beschaltung des Operationsverstärkers.

Der Operationsverstärker GTV weist neben den in Figur 2 darge­stellten Eingängen "+" und "-", die in Figur 4 mit E1 und E2 bezeichnet sind, zwei Hilfseingänge E3, E4 auf. In der Rücksetz-­Phase, d.h. bei Abgabe eines Rücksetzsignales von der in Figur 2 dargestellten Verknüpfungsschaltung R her ist der Hilfseingang E3 mit dem in Figur 2 dargestellten "-"-Ausgang des Operationsver­ stärkers GTV verbunden. In entsprechender Weise ist der Hilfs­eingang E4 in der Rücksetz-Phase mit dem "+"-Ausgang des Operationsverstärkers verbunden. Für diese Verbindungen werden jeweils zwischen den Hilfseingängen und den genannten Ausgängen des Operationsverstärkers liegende Transistoranordnungen auf das Auftreten eines Rücksetzsignals leitfähig gesteuert. Darüber hinaus ist mit den beiden Eingängen E1 und E2 des Operations­verstärkers GTV eine Reihenschaltung aus zwei Transistoran­ordnungen mit jeweils zwei parallelgeschalteten Transistoren verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Transistor­anordnungen ist dabei an VCC/2 angeschlossen. Auf das Auftreten eines Rücksetzsignals hin sind die zu der Reihenschaltung ge­hörenden Transistoren leitfähig gesteuert, so daß in der Rück­setz-Phase und damit bei der Offsetkompensation an den beiden Eingängen E1 und E2 die gleiche Spannung anliegt.

Die beiden bereits genannten Summierkondensatoren CI1 und CI2 sind jeweils über zwei parallelgeschaltete Transistoren mit einem Ausgang des Operationsverstärkers GTV verbunden, und zwar der Summierkondensator CI1 mit dem "+"-Ausgang und der Summier­kondensator CI2 mit dem "-"-Ausgang. Die parallelgeschalteten Transistoren sind dabei während der Rücksetz-Phase gesperrt, so daß die Summierkondensatoren während der Offsetkompensation von den Ausgängen des Operationsverstärkers abgetrennt sind. Gleich­zeitig werden die mit den parallelgeschalteten Transistoren verbundenen Anschlüsse der Summierkondensatoren über gesonderte Transistoren mit VCC/2 verbunden. Da während dieser Zeit auch die mit den Eingängen des Operationsverstärkers verbundenen An­schlüsse der Summierkondensatoren mit VCC/2 verbunden sind, erfolgt eine Entladung der beiden Summierkondensatoren.

Durch die während der Rücksetz-Phase durchgeführte Offset-Kompen­sation stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein, der einer um den Faktor VH reduzierten Offsetspannung der Eingänge E1 und E2 entspricht. Die Verstärkung VH der Hilfseingänge E3 und E4 zum Verstärkerausgang beträgt etwa VH = 100. Die Steuerspannung an den Hilfseingängen wird in zwei Kondensatoren (2P) gespeichert und ist daher auch während der Sendeimpulsformung wirksam.

In Figur 5 ist der Aufbau des Operationsverstärkers GTV darge­stellt, welcher aus Feldeffekt-Transistoren aufgebaut ist. Dieser Operationsverstärker weist zwei parallelgeschaltete Strompfade auf, die jeweils eine Reihenschaltung aus 4 Stromquellen in Form von Transistoren darstellen. Die zu den Reihenschaltungen gehörenden Transistoren sind in Figur 5 mit M25, M26, M28 und M30 bzw. M24, M27, M29 und M31 bezeichnet. Der Verbindungspunkt zwischen den Transistoren M26 und M28 bildet dabei den "+"-Ausgang und der Verbindungspunkt zwischen den Transistoren M27 und M29 den "-"-Ausgang des Operationsverstärkers GTV.

Der Operationsverstärker weist außerdem zwei parallelgeschaltete Differenz-Eingangstransistoranordnungen auf. Jede dieser Anordnungen besteht aus einer Differenz-Transistorstufe M1, M2 bzw. M7, M8, die in Reihe mit einer Stromquellenanordnung geschal­tet ist. Bei der mit der Differenz-Transistorstufe M1, M2 in Reihe geschalteten Stromquellenanordnung handelt es sich um eine Parallelschaltung von jeweils zwei in Reihe geschalteten Transis­toren. Die in Reihe geschalteten Transistoren sind mit M3 und M5 bzw. M4 und M6 bezeichnet. Bei der mit der Differenz-Transistorstufe M7, M8 verbundenen Stromquellenanordnung handelt es sich dagegen um eine Reihenschaltung aus den Transistoren M9 und M10.

Die Eingänge der Differenz-Transistoranordnungen stellen die Ein­gänge E1 und E2 sowie die Hilfseingänge E3 und E4 des Operations­verstärkers GTV dar. Dabei bildet der Eingang des Transistors M1 den Eingang E1, der Eingang des Transistors M2 den Eingang E2, der Eingang des Transistors M7 den Eingang E3 und der Eingang des Transistors M8 den Eingang E4.

Die Ausgänge der Transistoren M1 und M7 sind gemeinsam an den Verbindungspunkt zwischen den bereits genannten Transistoren M28 und M30 angeschlossen. Dagegen sind die Ausgänge der Transistoren M2 und M8 mit den Verbindungspunkt zwischen den Transistoren M29 und M31 verbunden.

Die vorstehend genannten Transistoren M1 bis M10 und M24 bis M31 bilden einen "Folded-Cascode"-Verstärker. Die Transistoren M24 bis M31 stellen dabei Lastwiderstände für die zuvor genannten Differenz-Transistoranordnungen dar.

Der in Figur 5 dargestellte Operationsverstärker weist darüber hinaus eine Gleichtakt-Gegenkopplungsanordnung dar, die aus Transistoren M11 bis M23 sowie aus den Kondensatoren C7 bis C10 gebildet ist. Über die Transistoren M11 bis M16 sowie über die Kondensatoren C7 und C8 steht dabei der Eingang des Transistors M25 mit dem "+"-Ausgang des Operationsverstärkers in Verbindung. Dagegen verbinden die Transistoren M17 bis M22 sowie die Konden­satoren C9 und C10 den Eingang des Transistors M24 mit dem "-"-Ausgang des Operationsverstärkers. Die strombestimmenden Transistoren M24 und M25 der Cascode-Stromquellen sind somit einerseits Bestandteil der Cascode-Stromquellen, die die Last­widerstände der Differenz-Transistoranordnungen darstellen, und andererseits Bestandteil der genannten Gleichtakt-Gegenkopplungs­anordnung.

Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß zwar der Opera­tionsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung im Zusammen­hang mit einem Impulsformer beschrieben worden ist. Dieser Operationsverstärker ist aber allgemein in Einrichtungen mit Gegentaktausgängen einsetzbar. Als Beispiel seien hier Signal­verarbeitungsanordnungen mit geschalteten Kapazitäten und mit einer hohen Anforderung an eine geringe Störspannungseinkopplung genannt.

Bezugszeichenliste (zu VPA 86 P 1666 Auslandsfassung)

A = Schieberegister

B = Schieberegister

C1,...,C6 = Umladekondensator

C1ʹ,...,C6ʹ = Umladekondensator

C7,...,C10 = kondensator

CI1, CI2 = Summierkondensator

E1, E2 = Eingänge des GTV

E3, E4 = Hilfseingänge des GTV

GTV = Gegentaktoperationsverstärker

M1,...,M31 = Transistor

R = Verknüpfungsschaltung

S1,...,S5 = Schalter

V1,...,V6 = Verknüpfungsschaltung

V1ʹ,...V6ʹ = Verknüpfungsschaltung

VCC/2 = Referenzspannung

VREF = Bezugsspannungsquelle

VS = Ausgangsspannung des GTV