技术领域
[0001] 本
发明涉及用于解码数字无线电传输的方法和设备。
背景技术
[0002] 在数字无线电通信中，有必要将到来的模拟
波形转换为离散位(bit)序列。典型地，接收无线电的
基带处理部分接收称为同相(I)
信号和
正交(Q)信号的两个基带信号。理论上，Q信号与I信号
相位差为90度。这些信号可以视作围绕复平面中单位圆的占领点。
[0003] 在已知的布置(例如所谓的
鉴频器检测器)中，取出所述基带信号，计算并差分它们之间的相位
角以产生“真实的”波形。这个波形用于推导出将被输出用于数字处理的位序列。
[0004] 一种用于从接收的波形推导位序列的已知方法是对该波形应用匹配的
滤波器组。这包括一系列滤波器，每个滤波器匹
配对应于一个或多个位的波形。例如，在八个滤波器的组中，每个滤波器会对应代表三个位的序列的不同波形。然后取决于哪个滤波器向所述波形的给定部分给出最强匹配来在三个的
块(block)中做出位决策。这个途径可以说成是基于
匹配滤波器组对在上面的实例中三个位长度的观察的位的准最优(假设有加性白高斯噪声)非相干最大似然估计。
[0005] 所述匹配的滤波器组方案理论上可以给出好的结果。然而，
申请人已理解，在实践中其不太能容忍
载波频率漂移和偏移，而载波频率漂移和偏移是真实世界中无线电通信不可避免的特征。
发明内容
[0006] 本发明的目的是解决这个问题，从第一方面来看，本发明提供适于接收使用连续相位频移键控调制的无线
电信号的数字无线电接收器，该接收器包括用于接收具有载波频率的模拟无线电信号的装置；布置成估计所述载波频率和额定载波频率之间的
频率偏移的相关器；用于校正所述频率偏移的装置；以及匹配滤波器组，匹配滤波器组包括多个滤波器，每个滤波器对应于不同的位模式(pattern)，以便从所述
模拟信号确
定位序列。
[0007] 因此，本领域技术人员将看到，根据本发明，在应用匹配滤波器组(MFB)之前使用相关器来估计所述载波频率偏移。这允许将应用频率偏移校正并因此增强MFB的可靠性。如本领域技术人员熟悉的，所述相关器可以用来计算到来的波形和代表数据包中的一些同步位的已知波形之间的互相关。本申请人已经发现，使用相关器来估计频率偏移在与MFB结合使用时特别有益。第一在于，相关器能够相对快速地操作，因为不必进行检索或知晓操作的类型。第二在于，因为相关器可以提供时序以及频率偏移的估计，所以可以实现快速的时序同步，这在诸如其中协议中允许存在有限的时间来同步的蓝牙之类的应用中是有益的。第三在于，所述相关器还可以作为数据包检测器，因为相关器输出处的有效“峰”还可以作为有效数据包(
帧)同步。第四在于，已经发现，适当设计的相关器可以令人满意地工作在低
信噪比(SNR)下，即相关器不变为限制因素。
[0008] 在一组
实施例中，所述相关器是接合帧或联合
框架(Joint Frame)和频率偏移数据辅助的估计器。
[0009] 尽管能够估计并校正频率偏移允许MFB更可靠地应用，但是申请人进一步认识到，这个可靠性还可以被频率漂移妨碍，频率漂移是所述频率偏移随时间的变化，即在数据包的持续时间上的变化。因此，在一组实施例中，所述接收器包括布置成估计所述载波信号中的频率漂移的模块。本申请人已经设计出一种特别有益的布置(arrangement)来在使用匹配的滤波器组时估计到来的信号的频率漂移，所述布置将使用所述匹配滤波器组提供的与所述到来的信号相关的相位信息的多次观察来估计所述频率漂移。更特别地，在这样的实施例中的接收器布置成通过将在MFB的给定滤波器是匹配的滤波器时所述MFB的给定滤波器确定的相位与在其中接收了相等数量的高位和低位的时段之后的随后匹配时刻确定的相位相比较来估计
相位漂移。后者要求去除调制对相位的影响，因此在这个时段上的剩余相位偏移可以归因于所述频率漂移。
[0010] 这样的布置就其自身的权利而言具有新颖性和创造性，并因此当从第二方面看时，本发明提供了一种数字无线电接收器，其适于接收具有载波频率并使用连续相位频移键控调制的无线电信号，所述接收器包括用于接收所述无线电信号的装置以及包括多个滤波器的匹配的滤波器组，每个滤波器对应于不同的位模式，以便从所述信号确定位序列，其中所述接收器布置成当在第一时刻所述滤波器中的一个滤波器与位模式匹配时从所述一个滤波器接收关于所述信号的相位的信息；当在第二时刻所述一个滤波器与位模式匹配时从所述一个滤波器接收关于所述信号的相位的信息；以及如果所述第一时刻和第二时刻之间的位序列包括相等数量的高位和低位，那么使用所述第一时刻上确定的相位和第二时刻上确定的相位之间的
相位差来估计所述载波频率的频率漂移。
[0011] 本发明的这个方面延伸至估计使用连续相位频移键控调制的无线电信号中频率偏移的方法，该方法包括：
[0012] 接收具有载波频率的所述无线电信号；
[0013] 使用匹配的滤波器组从所述无线电信号确定位序列，所述匹配的滤波器组包括多个滤波器，每个滤波器对应不同的位模式；
[0014] 当在第一时刻所述滤波器中的一个滤波器与位模式匹配时从所述一个滤波器获得关于所述信号的相位的信息；
[0015] 当在第二时刻所述一个滤波器与位模式匹配时从所述一个滤波器获得关于所述信号的相位的信息；以及
[0016] 如果所述第一和第二时刻之间的位序列包括相等数量的高位和低位，那么使用所述第一时刻上确定的相位和第二时刻上确定的相位之间的相位差来估计所述载波频率的频率漂移。
[0017] 优选地，所述接收器布置成基于所述漂移估计对所述载波频率施加校正。
[0018] 所述相位可以通过计算复数滤波器输出的反正切来获得。所述反正切可以使用众所周知的坐标旋转数字计算机(CORDIC)
算法来计算。
[0019] 可以针对所述MFB的滤波器的子集或一个滤波器来测量所述相位，但是优选地，它们中的任何一个都可以用于相位测量。这允许更加频繁地进行漂移估计。类似地，尽管不是必要的但优选的是，每当滤波器匹配以及存在位的奇偶校验时进行频率漂移估计。
[0020] 如果所述第一时刻和第二时刻之间的位序列不包括相等数量的高位和低位，那么可以在所述第二匹配时刻和后面的匹配时刻之间做出相位比较以便获得这样的奇偶校验。
[0021] 在优选实施例中，每次滤波器匹配时用时间戳记录所述相位，然后下次滤波器匹配时，进行校验以查看自在前的校验以来是否已经识别相等数量的高位和低位。如果是这样，可以使用相位差(连同匹配之间的时间戳的差)来估计频率漂移。
[0022] 在一组实施例中，限定所述时段的
阈值时间使得如果所述阈值时间过了就不进行漂移估计。这降低了“卷绕’wraparound’”的
风险，从而在所述时段期间(即在通过所述滤波器的相继的匹配之间)存在多于一个完整周期的
相移。所述阈值时间可以是固定的，或者基于一个或多个在前的频率漂移估计动态地进行确定。
[0023] 在一组实施例中，设置最大频率漂移估计，如果做出大于最大值的估计，则忽略之。这保证了不使用“不安全的”估计。这可以例如在发生非理想指数(index)转变时出现。
[0024] 在一组实施例中，在下面设置了最小频率漂移，出于计算效率考虑没有进行校正。在一组实施例中，设置最小时间阈值，使得如果自最后一次校正以来的时间低于这个阈值，那么不做校正。
[0025] 根据上文阐述的本发明的方面，使用MFB通过匹配序列部段(section)和特定滤波器来确定信号中位的序列。例如，在使用3位滤波器的场合，使用八个滤波器的组来对应八个可能的3位序列。因此这样的滤波器组的常规用途是针对3位的每个块查找最紧密匹配的滤波器。当然，可以使用其他滤波器长度-例如5或7位。然而，本申请人已经设计了MFB的改进的实施方式，其利用了申请人的这一认识：对于每个单个位，存在对该位的多个观察，观察的次数对应于滤波器长度。每个滤波器的位的数量取为K，所述组中滤波器的数量为2k。不同于尽可能快地做出位决策，根据一组实施例，使用每个位的最近的K次位观察来做位决策。理论上，每次观察应该是一致的。然而在实际实施中，噪声的影响意味着它们可能不全是一致的。在仅使用单个观察做出位确定时，这可能导致位错误。然而，在使用多个观察的情况下，可以使用最常见的确定。这有效地允许每个匹配的滤波器为给定位的指派“投票”并且可以使用“多数”投票。这样的方案在存在噪声的情况下比MFB的标准实施方式更为稳健。
[0026] 这样的方案就其自身的权利而言具有新颖性和创造性,并因此从另一方面看,本发明提供了一种对数字编码的无线电信号进行解码的方法,该方法包括:
[0027] a)接收所述无线电信号；
[0028] b)对于每个位周期:
[0029] i)对所述信号应用一组匹配的滤波器,其中所述滤波器具有K位的长度；以及[0030] ii)确定并记录对于所述位周期和前面的K-1位周期所述匹配的滤波器中的哪一个给出对所述信号的最佳匹配；以及
[0031] c)基于K个匹配的滤波器中的多数指示的位值确定输出位值,这里
[0032] K是奇数，或者基于K-1个滤波器中的多数指示的位值确定输出位值,这里K是偶数。
[0033] 本发明延伸至布置成完成前述方法的数字无线电接收器。
[0034] 根据本发明的这个方面，可以根据每个匹配的滤波器估计位值，由此针对每个位周期产生K个位值估计。然后可以基于这样的估计的多数来确定输出位值。然而，当前优选的是，根据
覆盖相关位周期的K个记录的滤波器指数直接确定所述输出位。
[0035] 可以根据特定的实施方式来选择K的值，即每个滤波器的位的数量。一般而言，K的值越高，则位确定的准确性越大，同样匹配滤波器组的复杂性也越大。在一组实施例中，使用K＝3的值，即所述匹配的滤波器组包括八个3位滤波器。本申请人已经发现，通过采用上文概述的“多数投票”方案，可以得到接近那些用5位滤波器观察的结果的结果，而没有随之而来的复杂性。换言之，对于给定的误码率(BER)，可以容忍接近当使用K＝5MFB时足够的信噪比的信噪比。
附图说明
[0036] 现在将仅以实例的方式参考附图描述本发明的实施例，在附图中：
[0037] 图1是体现了本发明的数字接收器的示意性系统示意图；以及
[0038] 图2是本发明一些方面的“多数投票”特征的示意性示意图；
具体实施方式
[0039] 首先转向图1，可以看到一张示意性的架构示意图。可以看到，左上角是输入，其包括复数基带样本，所述复数基带样本代表由天线接收并经过模拟到数字转换和适当的数字滤波阶段的信号。所述复数基带输入 信号2被馈送至复数旋转器块4，所述复数旋转器块4对它们进行复数旋转以补偿由估计器模块8(下文更详细描述)估计的载波频率偏移。
[0040] 所述复数基带
输入信号2也馈送至将在下文说明的估计器模块8，所述估计器模块8包括相关器并进行时序恢复、帧同步和初始频率偏移估计。有来自这个估计器模块8的对应的输出10，该输出10是向相位累加器模块12的输入，所述相位累加器模块12为所述复数旋转器块4提供这个块所需的累加的相位角以完成复数旋转。
[0041] 频率漂移估计器模块14还向相位累加器模块12提供输入16，下文将更详细地进行描述。
[0042] 所述复数旋转器块4输出的波形被馈送至匹配的滤波器组18。K个位长度的每一个存在总共2K个滤波器20。因此，以K＝3为例，三个位的每一个会存在八个滤波器20。通过完成复数乘法而给所述滤波器20施加输入信号6，后面将更详细地进行描述。针对每个滤波器20的相乘在相应求合阶段22中被求合。另一模块24确定哪个滤波器20给出由复值滤波器输出的幅度给出的最大输出，其指数i作为输入26被提供至“多数投票”模块28。同一信息还作为输入30被提供至频率漂移估计器模块14。所述匹配滤波器输出Ci的实际值作为另一输入
32被提供至所述频率漂移估计器模块14。
[0043] 由所述估计器模块8进行的时序恢复向所述最大输出确定模块24和所述“多数投票”模块28提供选通输出34。
[0044] 所述“多数投票”模块28基于所述K个前面的滤波器指数确定下一位的最佳估计并从其输出36输出最终确定的位。同样，这个过程在下文更详细地被说明。
[0045] 上文简要阐述的系统的操作现在将更详细地进行描述。
[0046] 如前面提及的，所述复数基带输入信号2被传递至基于相关器的估计器模块8用于时序恢复、帧同步和最初频率偏移估计。
[0047] 包括在所述估计器模块8中的所述相关器是数据-辅助的(DA)接合帧或联合框架(Joint Frame)和频率估计器，其利用对所接收的符号中数据的知晓来消除所述调制对载波频率偏移估计器的传统延迟-和-相关类型的估计的影响。这个估计器和可以使用的其他类型的估计器的更多细节在Meyr等人的“Digital Communication Receivers:Synchronization,Channel Estimation and Signal Processing”,John Wiley&Sons,Inc
1998.的第8章中给出。
[0048] 更特别地，载波频率偏移估计器由下式给出：
[0049]
[0050] 其中L是相关长度，D是延迟(后面将说明)，z表示复数基带样本(I&Q)以及di＝pi*pi+D，其中p是构成上
采样的数据包同步字位、典型地是地址位前缀的样本。T是采样速率周期。相关长度可以典型地是128或192。一般而言，所述相关长度是估计准确性和实施成本之间的折衷。模拟已经指出L＝128可以是足够的。
[0051] 必须在正确的时间点上采样所述估计器，这里数据包检测性质(接合时序和帧同步)起作用。当在下面的等式(2)上检测到峰值时，完成了数据包检测：
[0052] (2) 其中
[0053] (3)
[0054] (4)
[0055] 应当注意数据包检测峰值的采样时间用作时序同步。等式(2)至
[0056] (4)进行所述复数基带样本和构成所述上采样的数据包地址位的样本之间的复数相关。通过可编程的阈值来认定(2)上的有效峰值合格。这个阈值将典型地设置在0.7-0.8的范围中。应当注意，等式(4)用于归一化等式(2)中相关器峰值的幅度。
[0057] 以极坐标形式(polar form)看所述复数基带样本和等式(1)中的系数，它可以重写为：
[0058] (5)
[0059] 其中{r,u}是复数的幅度。假设载波频率偏移是近似不变的，在上面的等式中，是相位在D个样本上的变化。
[0060] 当“同步”时(即等式(2)达到峰值时)，所述样本角追踪所述系数角(θn-i≈γi)并且等式(5)可以重写为：
[0061] (6)
[0062] 取T＝125ns和D＝16，可以估计的最大载波频率偏移(以任一方向)是
[0063]
[0064] 当存在相关时，即当等式(2)达到峰值时，所述载波频率偏移估计是有效的。因此这个估计器联合地估计载波频率偏移和时序。假设u1＝1，可以看到等式(6)中的求合评估为相关时L基带样本中的
能量。这个值在与0.7-0.8范围的固定阈值相比之前用等式(2)中的Pn来归一化。在一个实例中选择D＝16的值，尽管可以使用其他值。在这个情况下，+/-250kHz范围的载波频率偏移估计器处理50ppm的晶体规格，它被认为在大多数应用中是足够的。
[0065] 到来的信号被传递至复数旋转器块4以使用上面确定的频率偏移来完成复数旋转。这相当于所述信号乘以 然后得到的“补偿的”波形被传递至执行位决策的匹配的滤波器组18。形式上，这是所谓的位的准最优(附加白高斯噪声)非相干最大似然估计，其基于匹配的滤波器组，所述匹配的滤波器组在长度K位的观察间隔上匹配于所有可能的位序列。
[0066] 在等式中，所述复数基带样本z(n)可以写为：
[0067] (1)
[0068] 其中所述信息处于相位 为了简单，从现在起假设幅度是不变的A。
[0069] 每个滤波器对应于唯一的K-位序列，对于滤波器号i所述复数滤波器系数由以下给出：
[0070] (2) 其中相位角θi(n)由下式给出:
[0071] (3)
[0072] 其中Si(k)表示长度KN样本的上采样位序列号i，其中i＝0,...,2K-1。N是过-采样因子(每个位的样本数量)。另外β表示调制指数，Fm是调制信号的频率(
数据速率的一半)以及Fs是采样速率。
[0073] 所述滤波器在每个样本产生复数输出：
[0074] (4) 其中i＝0,...,2K-1
[0075] 应当注意，当时序已经恢复为早前描述的那样，复数基带样本z(n)的相位将近似地追踪具有可能不变的相位偏移的2K个滤波器之一的滤波器系数的相位。 这里，可以根据如上述完成的频率偏移估计和校正来假设不重要的载波频率偏移。另外，因为载波的相位未知，所以载波可以相对于本地
振荡器信号具有任意的初始相位。
[0076] 假设同步的时序，等式(4)变为：
[0077] (5)Ci＝AKNejφi,对于具有“匹配”相位的滤波器
[0078] 在所述选通时间(其由时序恢复决定)，K-位序列的中间位被选为对应于指数i，其中
[0079] 例如，如果发现i为5，那么零位被输出，因为i＝101b，其中所述中间位是零。通过使用全乘法器计算平方包络(square envelop)M＝real(Ci)^2+imag(Ci)^2来计算所述复数滤波器输出的幅度。
[0080] 如技术人员应理解的，上文描述的位恢复假设存在不重要的频率偏移。前面描述的方案允许估计所述初始偏移，但是在实施例中还重要的是，贯穿数据包的接收连续追踪频率偏移。这个的一个原因在于，在实践中来自估计器模块8的初始频率偏移估计将不可避免地具有一些残差。另一原因在于，在数据包的接收期间在发射器和接收器之间典型地存在一些频率漂移。因此进行频率漂移补偿将防止通过使用匹配的滤波器组实现的性能优势快速地减小。
[0081] 根据本文描述的发明的实施例，使用对来自所述匹配的滤波器组18的相位信息(在针对调制效果进行控制之后)的连续观察来追踪频率偏移。
[0082] 参考在采样时间n观察滤波器号i的相位的等式(4)和(5)，这个滤波器产生：
[0083] Ci(n)＝AKNejφi(n)
[0084] 然后，在采样时间n+Δt，其中对于一些整数k，Δt＝kN，并且N是每个位的样本数量，完成对同一滤波器的新的观察。这产生了针对滤波器号i的在时间上隔开的两个相位观察，其可以如下用于估计频率偏移：
[0085] (6)
[0086] 通过计算所述复数滤波器输出的反正切(arctan())来获得所述相位。这通过以矢量模式运行的CORDIC块来完成。假设时序被同步，在时序同步之后采用频率漂移估计器模块14。
[0087] 在上面的等式中，忽略对复数基带样本的相位的调制影响。为了等式(6)中的这个估计有效，要求在两个相位观察之间观察到1和0的相等的数量。这通过记录针对每个位周期选择的滤波器的相位和时间戳以及迄今为止遇到的1和0的数量的差来完成。然后，下次选择了匹配的滤波器，读取这个滤波器的最后的相位值以及这个滤波器的最后的时间戳。因此为了避免调制导致的误差，设置需求：1和0的数量的当前差匹配所述最后存储的值。这导致根据等式(6)计算相差并除以样本数量中的时间距离Δt以得到频率偏移估计。然后在在所述相位累加器模块12中更新之前在一阶无限冲激响应(IIR)滤波器中对这个值进行滤波。
[0088] 到目前为止已经描述了用于频率偏移补偿的基于相关器的估计器和具有用于计算频率漂移的匹配的滤波器相位的匹配的滤波器组。尽管在全部实施例中不是必要的，对所述匹配的滤波器组进行改进还是有益的，在这个改进中，使用“多数投票”模块28来进行统计上改进的位确定，这将在下文里进行描述。
[0089] 所述“多数投票”模块28利用如下事实：每个位的多于一个的观察是可用的。例如在K＝3的情况下，通过查看三个最近的匹配的滤波器状态转变的历史，可能存在可用的同一位的三个观察。通过查看在三个状态转变上连续的三行，每一个将建议位确定，使得可以在位划分之前选择最常见的(即在两个或三个所述转变上建议的那个)作为“多数投票”。
[0090] 现在参考图2来进一步说明。图2示出八个匹配的滤波器S1…S8和针对K＝3系统对应的位序列38。假设位从右边进入所述滤波器，在图2右边的示意图中示出了理想的状态转变。为了图示所述操作，将给出实例。
[0091] 首先假设刚被选的滤波器是S1。在下一个位间隔中，“1”进入所述滤波器组。结果，最有可能的滤波器匹配会是S2，如果下一位是“0”后面是S7，或者如果下一位是“1”后面是S8。当然在现实中存在“返回”分支，为了清楚，没有示出这些分支。
[0092] 尽管图2示出了所有理论上的转变，但是在实践中，当考虑噪声的影响时，其他“禁止的”转变可能发生。例如，可能存在从S2->S5->S3的转变，其解释为“1”从右边行进到左边。在这个情况下，所有三个滤波器在该位的值上“一致”：即S2的最右边位是“1”，S5的中间位是“1”以及S3的最左边位也是“1”。
[0093] 在另一可能的情况下，所述转变可能是S2->S4->S3。这里所述三个滤波器的对应位不全部一致：S2的最右边位是“1”，S3的最左边位也是“1”；然而S4的中间位是“0”，因此存在不一致。然而在多数投票原则下，既然所述滤波器中的两个在所述位为“1”上达成一致，那么该位作为“1”被输出至所述输出36。
[0094] 该原理以K＝3来说明，并且将理解那是最小滤波器阶，其中这个类型的观察平均是有效的。当然可以使用其他滤波器阶，例如K＝5，K＝7等，预期这将给出更好的结果，但代价是实施的复杂度增加。当然，例如通过跳过一个观察来打破
捆绑的投票，可以使用K＝4、6等的中间偶阶滤波器方案。
[0095] 本领域技术人员将理解，上面所述的本发明的实施例具有重要的潜在优势。然而在本发明的范围内许多变型和
修改是可能的。特别是，不必采用多数投票特征、用于频率偏移估计的基于相关器的估计器和用于频率漂移估计的来自MFB的相位信息的全部；仅仅这些特征中的一个或两个可以结合MFB来使用。
