【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は９０°移相器に係り、特にディジタル通信用の直交変調装置、復調装置等に使用される、集積回路化された９０°移相器に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル通信用の直交変調装置、復調装置等に使用される９０°移相器は従来より各種提案されている。 図４は従来の９０°移相器の第１の例の回路系統図を示す。 この従来の９０°移相器は、特開平３−
４６４０９号公報記載の移相器で、入力端子３１を介して入力された一定周期の方形波は、インバータ３２により位相反転されて電界効果トランジスタによるトランスファーゲート３３の制御入力端子に入力される一方、直接に電界効果トランジスタによるトランスファーゲート３４の制御入力端子に供給される。 トランスファーゲート３４の出力信号はインバータ３５を介してトランスファーゲート３３の入力端子に供給される。 更に、トランスファーゲート３３の出力信号は、バッファ３６を介してトランスファーゲート３４の入力端子に入力される。

【０００３】ここで、インバータ３５とバッファ３６の入力容量による記憶保持動作のため、インバータ３５の出力信号とバッファ３６の入力信号はそれぞれ９０°位相が異なり、かつ、入力端子３１の入力方形波の繰り返し周波数の１／２倍の繰り返し周波数の方形波が取り出され、それぞれバッファ３７及び３８、フィルタ３９及び４０、増幅器４１、４２を経て出力端子４３、４４へ出力される。

【０００４】図５は従来の９０°移相器の第２の例の回路系統図を示す。 この従来の９０°移相器は、特開平３
−１３１１７号公報記載の移相器で、４倍４分周回路による直交位相信号発生回路である。 すなわち、入力端子５１に入力された入力信号は、アナログ乗算器５２のＸ
及びＹ入力端子に印加されて周波数が２倍にされた後、
コンデンサ５３で直流分が阻止されてから、アナログ乗算器５４のＸ及びＹ入力端子に入力され、ここで更に周波数が２倍とされて取り出される。

【０００５】従って、アナログ乗算器５４の出力端子Ｃ
からは入力端子５１の入力信号の４倍の周波数の信号が取り出され、この信号はコンデンサ５５で直流分が阻止された後、縦続接続されているＤ型フリップフロップ５
６及び５７の各クロック入力端子に印加される。 Ｄ型フリップフロップ５７のＱバー出力端子がＤ型フリップフロップ５６のＤ入力端子に接続されており、Ｄ型フリップフロップ５６からＱ出力端子５８へ出力される第１の出力信号と、Ｄ型フリップフロップ５７からＱ出力端子５９へ出力される第２の出力信号とは、Ｄ型フリップフロップ５６及び５７の各クロック入力端子に印加された信号周期だけ時間差を有する４倍周期の信号、すなわち互いに９０°の位相差を有する。

【０００６】図６は従来の９０°移相器の第３の例の回路系統図を示す。 この従来の９０°移相器は、特開昭５
８−２０１１２３号公報記載の移相器で、入力端子６１
に入力された一定周期の方形波であるクロックは、第１
の微分回路６２に供給されて微分される一方、インバータ６３により位相反転された後、第２の微分回路６３に供給されて微分される。 上記の微分回路６２及び６３から取り出された、互いに位相が１８０°異なる微分パルスは、波形整形回路６５、６６により波形整形された後、ＮＯＲ回路６７で入力クロックの２倍の周波数とされた後、インバータ６８を通して出力される。

【０００７】図７は従来の９０°移相器の第４の例の回路系統図を示す。 この従来の９０°移相器は、特開平２
−１８６８５８号公報記載の移相器で、入力端子７１に入力された同相成分データと、入力端子７２に入力された直交成分データは、低域フィルタ７３、７４を通してミキサ７５、７６に供給される。 ミキサ７５は入力端子７９より入力された周波数ｆｃの搬送波と入力同相成分データとを周波数変換する。

【０００８】一方、入力端子７９より入力された周波数ｆｃの搬送波は、位相比較器８０、ループフィルタ８１
及び電圧制御発振器８２よりなる位相同期ループ回路により、周波数ｆｃで、かつ、ミキサ７５に入力された周波数ｆｃの搬送波と９０°位相のずれた搬送波とされてミキサ７６に供給されて、低域フィルタ７４からの直交成分データと周波数変換される。 ミキサ７５及び７６より取り出された信号は、それぞれ合波器７７に供給されて合波された後、出力端子７８へ直交変調波として出力される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、図４の特開平３−４６４０９号公報には、直交位相信号を生成するため、所望周波数の２倍の周波数が必要であるが、その発生方法については記載されておらず、この公報記載の従来移相器では局部発振周波数（ＬＯ）信号に２倍の周波数の信号発生回路であり、その作成が高価、困難である。

【００１０】また、図５の特開平３−１３１１７号公報記載の移相器では、４倍周波数発生回路に、ギルバートセル型アナログ乗算器５２、５４を使用し、直流成分阻止のためコンデンサ５３、５５を使用しているが、入力信号の位相が同じであるため、出力信号が歪み高調波の多い信号となってしまい、９０°位相差の誤差を増大させてしまう。 これを解決するため、４倍４分周回路としているが、２倍２分周回路に比べて回路規模が２倍となり、集積回路面積の増大による価格の上昇、消費電流の増大を招く。 また、原信号の４倍の周波数を扱うことにより、本来必要な周波数に十分な半導体プロセス、回路電流、回路設計の４倍の性能が必要となり、効率の悪い回路となってしまう。 特に準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波帯では、原信号の４倍の周波数は１０
ＧＨｚ以上となってしまい、このような高周波数に耐え得る高価な半導体プロセスや難しい回路設計が必要となる。

【００１１】また、図６の特開昭５８−２０１１２３号公報には、入力信号とその入力信号をインバータ６３で位相反転した信号とを、それぞれ微分回路６２、６４で微分した信号を波形整形した２倍波発生回路が記載されているが、この公報記載の従来移相器ではディジタル信号の方形波入力では適用できるが、準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波信号に対しては適用できない。

【００１２】更に、図７の特開平２−１８６８５８号公報には、入力端子７９に入力された局部発振器信号（搬送波）と９０°位相差の搬送波を発生する電圧制御発振器８２と、それらの位相差を比較する位相比較器８０
と、ループフィルタ８１で構成された位相同期ループ回路による直交位相信号発生回路が記載されているが、位相比較器８０、ループフィルタ８１及び電圧制御発振器８２などを動作させるため余計な消費電力が必要で、また、大きな実装面積を有するため小型化に不利である。

【００１３】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯域の９０°位相差信号を位相誤差量が少なく、かつ、広帯域で発生し得る９０°移相器を提供することを目的とする。

【００１４】また、本発明の他の目的は、集積回路化に好適な９０°移相器を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するため、本発明は単一の入力信号に対して互いに相補的な所定の周波数特性を付与して、互いに位相差が９０°で、
入力信号と同一周波数の２つの出力信号を出力するフィルタ回路と、フィルタ回路から出力され２つの出力信号を入力として受け、その入力信号の２倍の周波数で、かつ、直流成分を有しない信号を出力するアナログ乗算器と、アナログ乗算器の出力信号を入力として受け、周波数を１／２倍に分周し、かつ、互いに９０°の位相差を有する２信号をマスタ出力端子とスレーブ出力端子とに出力するマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路とを有する構成としたものである。

【００１６】この発明では、入力信号をフィルタ回路で互いに位相差が９０°で、入力信号と同一周波数の２つの出力信号を生成してアナログ乗算器に入力した後、アナログ乗算器から入力信号の２倍の周波数で、かつ、直流成分を有しない信号を生成させ、これをマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路で２分周するようにしたため、マスタ・スレーブＴフリップフロップ型２
分周回路から周波数がフィルタ回路の原入力信号と同一で、かつ、互いに９０°の位相差を有する直交位相信号を得ることができる。

【００１７】ここで、上記のアナログ乗算器は、ギルバートセル型アナログ乗算器であることを特徴とする。 また、上記のフィルタ回路は、単一の入力信号に対して低域通過特性を付与して出力する抵抗−容量フィルタと、
単一の入力信号に対して高域通過特性を付与して出力する容量−抵抗フィルタとよりなることを特徴とする。

【００１８】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。 図１は本発明になる９０°移相器の一実施の形態の回路系統図を示す。 同図に示すように、この９０°移相器は、入力端子１を介して入力される準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯域の入力信号を２波に分割した後、一方は抵抗−容量フィルタ２に入力し、他方は容量−抵抗フィルタ３に入力する。 抵抗−容量フィルタ２及び容量−抵抗フィルタ３の各出力信号は、それぞれギルバートセル型アナログ乗算器４に供給されて乗算されることにより、入力信号周波数の２倍の周波数の信号とされる。 このギルバートセル型アナログ乗算器４の出力信号は、２分周回路５に入力されて２分周され、マスタ出力端子６ａ、６ｂ及びスレーブ出力端子７ａ、７ｂより互いに位相差が９０°の２
波の信号とされて出力される。

【００１９】抵抗−容量フィルタ２は、一端が入力端子１に接続され、他端がギルバートセル型アナログ乗算器４に接続された抵抗２ａと、抵抗２ａの他端と接地間に接続されたコンデンサ２ｂとよりなる、低域通過特性を有する。 また、容量−抵抗フィルタ３は、一端が入力端子１に接続され、他端がギルバートセル型アナログ乗算器４に接続されたコンデンサ３ａと、コンデンサ３ａの他端と接地間に接続された抵抗３ｂとよりなる、高域通過特性を有する。

【００２０】ギルバートセル型アナログ乗算器４は、従来より公知の図２に示す如き回路構成とされている。 同図に示すように、エミッタがそれぞれＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタに共通接続されているＮＰＮトランジスタＱ１及びＱ２と、エミッタがそれぞれＮＰＮトランジスタＱ６のコレクタに共通接続されているＮＰＮトランジスタＱ４及びＱ５と、トランジスタＱ３及びＱ６の各エミッタと接地間に接続されている定電流源１０と、
トランジスタＱ１及びＱ４のコレクタと電源間に接続された抵抗Ｒａと、トランジスタＱ２及びＱ５のコレクタと電源間に接続された抵抗Ｒｂとより構成されている。

【００２１】次に、この実施の形態の動作について説明する。 入力端子１を介して入力された入力信号Ｘ（ω）
は、抵抗−容量フィルタ２に供給され、次式で表される出力信号Ｙ（ω）とされてギルバートセル型アナログ乗算器４に供給される。

【００２２】 Ｙ（ω）＝Ｘ（ω）／（ｊωＣＲ＋１） （１） ただし、上式中、ωは入力信号の角周波数、Ｒは抵抗２
ａの抵抗値、Ｃはコンデンサ２ｂの容量値を示す。

【００２３】また、上記の入力信号Ｘ（ω）は、容量−
抵抗フィルタ３に供給され、次式で表される出力信号Ｙ'（ω）とされてギルバートセル型アナログ乗算器４
に供給される。

【００２４】 Ｙ'（ω）＝ｊωＣＲＸ（ω）／（ｊωＣＲ＋１） （２） ただし、上式中、ωは入力信号の角周波数、Ｒは抵抗３
ｂの抵抗値、Ｃはコンデンサ３ａの容量値を示す。 よって、（１）式及び（２）式から、これら二つの出力信号Ｙ（ω）、Ｙ'（ω）間の位相差は、周波数ｆ（＝ω／
２π）が変わっても、９０°に保たれていることが分かる。

【００２５】一方、出力信号Ｙ（ω）、Ｙ'（ω）のレベルは、（１）式からＹ（ω）が周波数が高くなるにつれて下降して限りなく０に近付くのに対し、Ｙ'（ω）
は周波数が高くなるにつれて上昇してある一定値に限りなく近付く。 そして、これら二つの出力信号Ｙ（ω）、
Ｙ'（ω）のレベルが一致する周波数はただ一点である。

【００２６】これら二つの出力信号Ｙ（ω）、Ｙ'
（ω）は、図２に示したギルバートセル型アナログ乗算器４の入力端子８ａ、８ｂ間と、入力端子９ａ、９ｂ間に入力される。 ここで、入力端子８ａに入力される信号Ｙ（ω）をＡｃｏｓωｔ、入力端子８ｂに入力される信号Ｙ（ω）を−Ａｃｏｓωｔ、入力端子９ａに入力される信号Ｙ'（ω）をＢｓｉｎ（ωｔ＋δ）、入力端子９
ｂに入力される信号Ｙ'（ω）を−Ｂｓｉｎ（ωｔ＋
δ）とすると、トランジスタＱ１及びＱ４のコレクタから出力端子１１ａに出力される乗算信号は、（ＡＢ／
２）ｃｏｓ（２ωｔ）＋ｓｉｎδとなり、トランジスタＱ２及びＱ５のコレクタから出力端子１１ｂに出力される乗算信号は、−（ＡＢ／２）ｃｏｓ（２ωｔ）−ｓｉ
ｎδとなる。

【００２７】従って、ギルバートセル型アナログ乗算器４の出力端子には、２入力信号の２倍の周波数成分ｃｏ
ｓ（２ωｔ）と直流成分ｓｉｎδが得られるが、入力される２入力信号の位相差が９０°であるためδ＝０となり、ギルバートセル型アナログ乗算器４の出力信号は直流成分をもたない。 また、所定周波数範囲において、一方の入力信号Ａｃｏｓωｔ（＝Ｙ（ω））の入力レベルＡは（１）式より周波数が高くなるに従い小さくなり、
また、他方の入力信号Ｂｓｉｎ（ωｔ＋δ）（＝Ｙ'
（ω））の入力レベルＢは（２）式より周波数が高くなるに従い大きくなるため、ギルバートセル型アナログ乗算器４の出力信号レベルは周波数が変化しても安定に保たれる。

【００２８】この入力信号の２倍の周波数のギルバートセル型アナログ乗算器４の出力信号は、２分周回路５に供給されて２分周される。 この２分周回路５は、図３の回路図に示すような、マスタ・スレーブ・Ｔフリップフロップ型２分周回路で、そのマスタ出力とスレーブ出力とは互いに９０°の位相差を持つ等振幅の信号である。
図３に示す２分周回路５は、ＮＰＮトランジスタＴｒ１
〜Ｔｒ１２によるエミッタ結合論理回路（Emitter Coup
led Logic：ＥＣＬ）で構成されたマスタスレーブ方式のフリップフロップであり、「スタティック型分周器」
と呼ばれている。 ただし、直流電位を与えるバイアス回路は図３では省略してある。

【００２９】図３において、互いにエミッタが共通に定電流源２２に接続されたトランジスタＴｒ１及びＴｒ２
のうちトランジスタＴｒ１のコレクタにはトランジスタＴｒ６及びＴｒ７のエミッタが接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタにはトランジスタＴｒ５及びＴｒ８のエミッタが接続されている。 また、トランジスタＴｒ５
及びＴｒ６のコレクタは抵抗Ｒ１を介して電源端子２０
に接続され、トランジスタＴｒ７及びＴｒ８のコレクタは抵抗Ｒ２を介して電源端子２０に接続されている。

【００３０】同様に、互いにエミッタが共通に定電流源２３に接続されたトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のうちトランジスタＴｒ３のコレクタにはトランジスタＴｒ１
０及びＴｒ１１のエミッタが接続され、トランジスタＴ
ｒ４のコレクタにはトランジスタＴｒ９及びＴｒ１２のエミッタが接続されている。 また、トランジスタＴｒ９
及びＴｒ１０のコレクタは抵抗Ｒ３を介して電源端子２
０に接続され、トランジスタＴｒ１１及びＴｒ１２のコレクタは抵抗Ｒ４を介して電源端子２０に接続されている。

【００３１】更に、トランジスタＴｒ５及びＴｒ１１のベースはスレーブ出力端子７ａに接続され、トランジスタＴｒ８及びＴｒ１０のベースはスレーブ出力端子７ｂ
に接続され、トランジスタＴｒ６及びＴｒ９のベースはマスタ出力端子６ａに接続され、トランジスタＴｒ７及びＴｒ１２のベースはマスタ出力端子６ｂに接続されている。 また入力端子２１はトランジスタＴｒ２及びＴｒ
３のベースに接続されている。 また、トランジスタＴｒ
１及びトランジスタＴｒ４の両ベースは、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴｒ２及びＴｒ３のベースに接続される一方、コンデンサＣ１を介して接地されている。

【００３２】この２分周回路５の動作について説明するに、入力端子２１から差動トランジスタ対Ｔｒ２及びＴ
ｒ３のベース入力端子ノードＮ１に、ハイレベルとローレベルとが交互に繰り返される信号が入力されたものとすると、上記の差動入力の反対側ノードＮ２は、コンデンサＣ１を介して接地されているため、ローレベルとハイレベルとが交互に繰り返される、入力信号の反対論理の信号が現れる。

【００３３】ここで、ある状態の時、例えばノードＮ１
がハイレベルで、ノードＮ２がローレベルの時、トランジスタＴｒ５及びＴｒ６のコレクタとトランジスタＴｒ
７及びＴｒ１２のベースと抵抗Ｒ１との共通接続点であるノードＮ３がハイレベル、トランジスタＴｒ７及びＴ
ｒ８のコレクタとトランジスタＴｒ６及びＴｒ９のベースと抵抗Ｒ２との共通接続点であるノードＮ４がローレベルであったとする。

【００３４】このときは、ノードＮ３がハイレベルであるため、抵抗Ｒ１には電流は流れない。 一方、ノードＮ
４がローレベルであるため、トランジスタＴｒ６及びＴ
ｒ９はオフとなっている。 また、ノードＮ１がハイレベルのため、トランジスタＴｒ２はオンとされており、ノードＮ３がハイレベルのためトランジスタＴｒ５はオフとならなければならず、トランジスタＴｒ９及びＴｒ１
０のコレクタとトランジスタＴｒ１１及びＴｒ５のベースと抵抗Ｒ３との共通接続点であるノードＮ５はローレベルでなければならない。

【００３５】また、ノードＮ４がローレベルのため、抵抗Ｒ２に電流が流れていなければならず、トランジスタＴｒ８はオンとなっていなければならないので、トランジスタＴｒ１１及びＴｒ１２のコレクタとトランジスタＴｒ８及びＴｒ１０のベースと抵抗Ｒ４との共通接続点であるノードＮ６はハイレベルである。 なお、ノードＮ
３がハイレベルのため、トランジスタＴｒ７はオン状態であるが、トランジスタＴｒ１がオフであるので、この経路で電流は流れない。 すなわち、抵抗Ｒ２、トランジスタＴｒ８、Ｔｒ２の経路で電流が流れる。

【００３６】次に、入力端子２１への入力信号はローレベルになるため、ノードＮ１もローレベルになり、ノードＮ２はハイレベルになる。 ノードＮ１がローレベルであるため、トランジスタＴｒ２がオフになり、これにより、トランジスタＴｒ８がオンでもトランジスタＴｒ８
には電流は流れなくなるが、ノードＮ２がハイレベルであることから、トランジスタＴｒ１がオンになり、今度は抵抗Ｒ２、トランジスタＴｒ７、Ｔｒ１の経路で電流が流れ、抵抗Ｒ２には引き続き電流が流れ、かつ、ノードＮ４は引き続きローレベルである。

【００３７】従って、トランジスタＴｒ６も引き続きオフであり、トランジスタＴｒ５のオン／オフにかかわらず、トランジスタＴｒ２がオフであるため、ノードＮ３
は引き続きハイレベルである。 この状態でノードＮ２がハイレベルであるため、トランジスタＴｒ４がオンとなり、また、ノードＮ３は引き続きハイレベルであるから、トランジスタＴｒ１２もオンであり、よって、抵抗Ｒ４、トランジスタＴｒ１２、Ｔｒ４を経て電流が流れるため、ノードＮ６がローレベルに変化する。

【００３８】また、ノードＮ４がローレベルであることからトランジスタＴｒ９が引き続きオフであり、また、
ノードＮ６がローレベルに変化したため、トランジスタＴｒ１０はオフに変化する。 トランジスタＴｒ９及びＴ
ｒ１０が共にオフであることから、抵抗Ｒ３には電流は流れず、ノードＮ５はハイレベルに変化し、トランジスタＴｒ５、Ｔｒ１１はオンになる。

【００３９】次に、入力端子２１への入力信号は再びハイレベルになるため、ノードＮ１もハイレベルになり、
ノードＮ２はローレベルになる。 これにより、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ３がオン、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ
４がオフとなる。 また、トランジスタＴｒ５がオンであることから、抵抗Ｒ１及びトランジスタＴｒ５を通して電流が流れ、ノードＮ３がローレベルに変化する。 同様に、トランジスタＴｒ３がオンとなり、トランジスタＴ
ｒ１１がオンしていることから、抵抗Ｒ４、トランジスタＴｒ１１及びＴｒ３を通して電流が流れるため、ノードＮ６がローレベルになる。

【００４０】ノードＮ３がローレベルになるため、トランジスタＴｒ７がオフになり、また、ノードＮ６がローレベルになるためトランジスタＴｒ８がオフになり、よって、抵抗Ｒ２には電流は流れず、ノードＮ４がハイレベルになる。 ノードＮ４がハイレベルになると、トランジスタＴｒ９がオンとなるが、トランジスタＴｒ４がオフであり、また、ノードＮ６がローレベルであるためトランジスタＴｒ１０もオフであるため、抵抗Ｒ３には電流は流れず、ノードＮ５はハイレベルである。

【００４１】次に、入力端子２１への入力信号は再びローレベルになるため、ノードＮ１もローレベルになり、
ノードＮ２はハイレベルになる。 これにより、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ３がオフ、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ
４がオンとなる。 このとき、トランジスタＴｒ６はオンしているため、抵抗Ｒ１、トランジスタＴｒ６及びＴｒ
１を経て電流が流れ、ノードＮ３は引き続きローレベルである。 また、トランジスタＴｒ２がオフに変化したとき、ノードＮ３がローレベル、ノードＮ６もローレベルであるため、トランジスタＴｒ７及びＴｒ８はそれぞれオフであり、抵抗Ｒ２には電流は流れず、ノードＮ４は引き続きハイレベルである。

【００４２】トランジスタＴｒ４がオンに変化したとき、トランジスタＴｒ９はノードＮ４がハイレベルであるためオンであり、よって抵抗Ｒ３、トランジスタＴｒ
９及びＴｒ４を経て電流が流れ、ノードＮ５はローレベルに変化する。 ノードＮ５がローレベルに変化することによりトランジスタＴｒ１１がオフに変化し、また、ノードＮ３はローレベルであるからトランジスタＴｒ１２
もオフであるため、抵抗Ｒ４には電流が殆ど流れず、ノードＮ６はハイレベルに変化する。

【００４３】以上をまとめると、入力ノードＮ１がハイレベル、ローレベル、ハイレベル、ローレベルと変化すると、ノードＮ３、Ｎ４、Ｎ５及びＮ６はそれぞれ次表に示す如くに変化する。 ただし、下記表中、Ｈはハイレベル、Ｌはローレベルを示す。

【００４４】

【表１】

に別々に接続され、ノードＮ５、Ｎ６はスレーブ出力端子７ａ、７ｂに別々に接続されているため、上記表１から分かるように、マスタ出力端子６ｂ、６ａには互いに逆相で、かつ、入力信号の繰り返し周波数の１／２倍の繰り返し周波数の信号が取り出され、スレーブ出力端子７ａ、７ｂには互いに逆相で、かつ、入力信号の繰り返し周波数の１／２倍の繰り返し周波数の信号で、更に、

マスタ出力端子６ｂ、６ａの出力信号に対して９０°位相が異なる信号が取り出される。

【００４５】このように、本実施の形態では、直交位相信号を発生させるために図３に示すようなマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路を使用しているため、準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯域の９０°位相差信号を広帯域で発生することができる。

【００４６】また、原信号の周波数を２倍にした信号を、２分周回路５に入力するギルバートセル型アナログ乗算器４の２つの入力信号として、抵抗−容量フィルタ２と容量−抵抗フィルタ３を通した位相差が９０°の信号としているので、アナログ乗算器４の出力信号は直流成分をもたず、また、抵抗−容量フィルタ２と容量−抵抗フィルタ３の各周波数特性が相補的であるので、周波数が変化しても安定に保たれる。 更に、ギルバートセル型アナログ乗算器４及び２分周回路５は、いずれも差動対トランジスタによる構成であり、集積回路化に好適である。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
アナログ乗算器から入力信号の２倍の周波数で、かつ、
直流成分を有しない信号を生成させ、これをマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路で２分周することにより、マスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路から周波数がフィルタ回路の原入力信号と同一で、かつ、互いに９０°の位相差を有する直交位相信号を得るようにしたため、準マイクロ波帯、マイクロ波帯のような高周波数帯域の９０°位相差信号を広帯域で発生することができる。

【００４８】また、本発明によれば、入力信号をフィルタ回路で互いに位相差が９０°で、入力信号と同一周波数の２つの出力信号を生成して上記のアナログ乗算器に入力することにより、入力信号の２倍の周波数で、かつ、直流成分を有しない信号を生成させるようにしたため、直流成分を有さず、かつ、歪みの無い信号を得てマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路に供給することができ、これにより位相誤差量が少ない直交位相差信号をえることができる。

【００４９】更に、本発明によれば、アナログ乗算器及びマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路をそれぞれ集積回路化することができるため、小型な構成とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態の回路系統図である。

【図２】図１中のギルバートセル型アナログ乗算器の一例の回路図である。

【図３】図１中のマスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路の一実施の形態の回路図である。

【図４】従来の第１の例の回路系統図である。

【図５】従来の第２の例の回路系統図である。

【図６】従来の第３の例の回路図である。

【図７】従来の第４の例のブロック図である。

【符号の説明】

１、８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂ 入力端子 ２ 抵抗−容量フィルタ ３ 容量−抵抗フィルタ ４ ギルバートセル型アナログ乗算器 ５ マスタ・スレーブＴフリップフロップ型２分周回路 ６ａ、６ｂ マスタ出力端子 ７ａ、７ｂ スレーブ出力端子 １０、２２、２３ 定電流源 １１ａ、１１ｂ 出力端子 Ｑ１〜Ｑ６、Ｔｒ１〜Ｔｒ１２ ＮＰＮトランジスタ Ｒａ、Ｒｂ、Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗 Ｃ１ コンデンサ