可同步电源
专利汇可以提供可同步电源专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 是在用一个PWM 变压器 部分实现的同步运行方式下通过一个PFC变压器部分进行功率因数修正的电源，它具有如下特征：两个变压器部分用同样的运行 频率 和PFC变压器部分用99%的最大键控比例、PWM变压器部分用50%的键控比例运行， 振荡器 或者一个外部供给的同步 信号 以相对于操作频率至少两倍的频率工作，以及PWM变压器部分的键控比例极限最大为50%。，下面是可同步电源专利的具体信息内容。
1．在使用一个PWM变压器部分的同步运行方式下，通过一个PFC变 压器部分进行功率因数修正的电源，其特征在于，两个变压器部分采用同样的 运行频率，而且PFC变压器部分以99％的键控比例、PWM变压器部分以 50％的键控比例运行，振荡器或者一个外部供给的同步信号以相对于操作频 率至少两倍大小的频率工作，PWM变压器部分的键控比例极限最大为50 ％。
2．根据权利要求1所述的电源，其特征在于，PWM变压器部分的键控 比例极限由一个分频器-触发器限制在最大为50％。
3．根据权利要求1或者2所述的电源，其特征在于，两个变压器部分用 不同的、一个变压器部分为另一变压器部分的整数倍的运行频率运行，特别是 PWM变压器部分用PFC变压器部分的双倍频率运行，以及PFC变压器部 分的最大键控比例可以达到其脉冲周期的99％，而PWM变压器部分的最大 键控比例可以达到其脉冲周期的50％，其中通过数字分频器和一个分频器- 触发器限制键控比例。
4．根据前述权利要求中任何一个权利要求所述的电源，其特征在于，同 步信号持续地或者断续地叠加在振荡器上。
5．根据前述权利要求中任何一个权利要求所述的电源，其特征在于，P WM变压器部份的接通平面相对于PFC变压器部分延迟50％的PWM变 压器部分的周期持续时间。
本发明涉及的是用一个PWM变压器部分实现的同步运行方式下通过一 个PFC变压器部分进行功率因数修正的可同步电源。
带功率因数修正的电源主要由一个用于功率因数修正(PFC)的PFC 变压器部分和具有变换和网络分隔功能的常规脉冲变压器组成。除了其它的控 制方法(例如频率控制)外，脉宽调制是脉冲电源最常用的控制方法。此时将 一个通常为固定频率(脉冲频率)的锯齿波电压与一个第二电压即可调电压进 行比较。可调电压数值的改变相对于脉冲频率来说通常很慢。比较器对两个电 压的比较结果是产生一个矩形信号，在这一具有恒定周期的矩形信号上通过改 变可调电压可以调节高低电平之间的比例。如果给一个开关的高电平分配一个 接通时间(TEIN)，给低电平分配一个切断时间(TAUS)，则产生一个恒定 周期(1/T)的键控比例
TEIN/T 其中T=TEIN+TAUS 脉冲变压器从输入到输出的能流由键控比例规定。
对于由一个PFC变压器部分和一个PWM变压器部分组成的电源来 说，显然其两个控制部分的运行频率需要同步，以便减少过耦合或者相互的干 扰影响。
对于PFC变压器部分其键控比例必须在0到0.99之间可调，而对于 PWM变压器部分在0到0.5之间可调。
公知的集成电路有托科(TOKO)公司的组件TK84819，线性 技术(Linear Technology)公司的组件LT509，和微线(Micro Linear) 公司的组件ML4824。
在迄今已知的方法中，振荡器产生一个非对称侧缘(例如上升缘98％， 下降缘2％)的与脉冲频率相同的锯齿波电压，它用于PFC变压器部份的脉 宽调制。PWM变压器部分这一缩短的键控比例可通过以下方式获得，即把P WM变压器部份可能的接通点延迟，延迟的程度是振荡器频率的一个固定的百 分比(例如53％)。它可以通过一个电容器比较振荡器的锯齿波电压与一个 规定的(相应于键控比例53％的)阈值来实现。
这种方法的特征是不可能在不影响PWM变压器部分减小的键控比例的 情况下来实现振荡器的同步。
本发明的任务是制造一种没有这种缺点的可同步电源。
该任务的解决方案是，两个变压器部分采用同样的运行频率，而且PFC 变压器部分以99％的键控比例、PWM变压器部分以50％的键控比例运 行，振荡器或者一个外部供给的同步信号以相对于操作频率至少两倍大小的频 率工作，PWM变压器部分的键控比例极限最大为50％。
本发明的改进方案是，PWM变压器部分的键控比例极限由一个分频器- 触发器限制在最大为50％；两个变压器部分用不同的、一个变压器部分为另 一变压器部分的整数倍的运行频率运行，特别是PWM变压器部分用PFC变 压器部分的双倍频率运行，以及PFC变压器部分的最大键控比例可以达到其 脉冲周期的99％，而PWM变压器部分的最大键控比例可以达到其脉冲周期 的50％，其中通过数字分频器和一个分频器-触发器限制键控比例；同步信 号持续地或者断续地叠加在振荡器上；PWM变压器部份的接通平面相对于P FC变压器部分延迟50％的PWM变压器部分的周期持续时间。
下面对照3个附图详细说明本发明。
图1是根据本发明的一个带电流控制的集成控制电路的电源单元电路框 图；
图2是根据本发明的一个带电压控制的集成控制电路的电源单元电路框 图；
图3是在图1中表示的集成控制电路的电路框图。
图1中的带功率因数修正的开关电源设备按已知方式构造，包括输入端1 7以及顺序相连的扼流圈18、电容器19和整流器20。整流器20的正极 经由电阻器25、电感器26、二极管28和一个变压器31相连。整流器2 0的负极经由电阻器40、二极管39和变压器31的一个绕组以及经由电阻 器40和一个MOSFET(金属氧化物场效应晶体管)37及变压器31的 第二绕组相连。在电阻器25与电感器26串联的接点和整流器20的负极之 间接有一个电容器27，在电感器26后面并联第二个MOSFET29作为 参考电位。
开关电源部分的输出电路由两个二极管32和33以及顺序连接的线圈 34和电容器35组成，它们以公知的方式相接。从端子36可以取出输出电 压。
集成控制电路IC具有接点1-16，其上通过各个电阻器41-44、 46-48以及组件57-67经由在图1或者图2中表示的连线与开关电 源设备连接。元件51到56构成一个带光电耦合器件56的反馈分路。
图1和图2的两个电路的不同之处仅在于接口1和3的接法，它们决定是 采用电压控制(图2)还是电流控制(图1)。
图3表示本发明所述控制开关电路的原理结构。在端子1上可连接脉宽调 制(PWM)控制电压，它通常通过光电耦合器件56产生。端子2用于限制 PWM电流。端子3是PWM电流传感器输入，它在电流方式下输入范围为0 到1.5V，在电压方式下输入范围为0到6V。在端子4上连接一个带振荡 器的外部电容器。接口端子5是接地端子。端子6是PWM门驱动器37的输 出，而端子7是该电源的接口。在端子8上可取出内部参考电压，该参考电压 通过电阻器62、64、66供给端子1、8和15。端子9是补偿PFC电 流的输出。端子10是乘法器70的输出，同时又是误差放大器72的非倒相 输入。端子11构成乘法器70的输入。端子12是用作电压补偿的PFC电 流循环误差放大器82的输出，并与用作误差负载的安全比较器83相连。端 子13是带有PFC过压比较器84、PWM过压比较器85和PWM欠压比 较器86的总线电压误差放大器的输入。在端子14上可以连接PFC驱动三 极管29的驱动极。端子15在与一个接地的电容器和一个在端子8后的电阻 器相接时，其上出现为建立PFC变压器部分的键控比例的锯齿波电压。端子 16建立用于补偿的PFC误差电流放大器72的倒相输入。
端子11与乘法器70的第一输入连接，乘法器70的输出经由一个电压 /电流变换器71与端子10、运算放大器72的非倒相输入以及经由一个电 压源73与另一运算放大器74的非倒相输入相连。运算放大器72的输出与 一个运算放大器76的非倒相输入和端子9相连。运算放大器74的输出经由 一个低通滤波器75和在其后连接的一个施密特触发器77分别与第一和第 二与门的一个输入连接。第一与门78的另一输入与运算放大器76的输出相 连。该与门的输出与一个触发器79的复位输入连接，触发器的输出与与门8 0的第二输入连接。与门80的输出经由一个驱动器81与输出端子14相 连，并建立起PFC控制的控制输出。
图1和图2中的电容器30上的输出电压供给端子13。端子13与一个 OTA(运算放大器)82和两个运算放大器84和85的倒相输入以及与运 算放大器86的非倒相输入相连。OTA的输出与端子12和运算放大器83 和运算放大器103的非倒相输入以及乘法器70的第二输入连接。运算放大 器83的输出与第二与门78的另一输入相连。运算放大器84的输出与与门 78的再一个输入连接。运算放大器85和86的输出与与门87的各自一个 输入相连。在端子15上连接的电容器61用于产生RFC键控比例的锯齿波 电压。端子15与晶体管106的集电极和运算放大器76的倒相输入相连。 晶体管106的发射极与地、其基极与分频器104的输出和触发器79的置 位输入连接。分频器104的输入与振荡器105的一个输出连接。通过接口 4把一个外部电容器65接地，同时接口4经由一个电阻器64与集成块10 7的参考电压连接。振荡器105具有两个控制输入，它们各自与运算放大器 103和102的输出相连。振荡器105的另一个输出与两个触发器94和 93的置位输入连接。触发器94的复位输入与与门87的输出连接。触发器 94的输出与一个与门92的一个输入相连。触发器93的倒相输出与与门9 2的第三输入相连，而与门92的第四输入与与门87的一个输入和运算放大 器88的输出连接。与门92的输出经由驱动器91与接口端子6连接并用于 PWM控制。
端子2经由一个低通滤波器95与运算放大器96的倒相输入连接，运算 放大器96的输出与与门87的一个输入和与门92的一个输入相连。端子1 与运算放大器102的非倒相输入并经由一个由两个二极管100、101和 一个电阻器99串联的电路与运算放大器88的非倒相输入相连。另外，运算 放大器88的非倒相输入经由一个电阻器98以及一个并联的齐纳二极管9 7在截止方向上接地。触发器93的输出与一个另外的晶体管90的基极连 接，晶体管90的发身极与地、集电极与端子3以及低通滤波器89的输入连 接。滤波器89的输出与运算放大器88的倒相输入相连。运算放大器74、 82、83、84、85、86、96、102和103未命名的输入由内部 参考电压供给。
本发明的基本方案在于，带功率因数修正的电源具有用一个PWM变压器 部分同步的运行方式下的一个PFC变压器部分。PFC变压器部分的输出构 成驱动级81和PWM变压器部分的驱动级91。两个变压器部分都以同一操 作频率，在PFC变压器部分99％的最大键控比例以及PWM变压器部分5 0％的键控比例下运行，而振荡器或者一个外部供给的同步信号以相对于操作 频率至少两倍大小的频率工作。对于PWM变压器部分例如通过一个分频器- 触发器把键控比例极限限制在最高为50％。
另外，两个变压器部分用不同的、一个为另一变压器部分的整数倍的操作 频率运行，特别是PWM变压器部分用PFC变压器部分的双倍频率运行，以 及PFC变压器部分的最大键控比例可以达到其脉冲周期的99％而PWM 变压器部分的最大键控比例可以达到其脉冲周期的50％，其中通过数字分频 器和一个分频器-触发器限制键控比例。
在一个改进的方案中，给振荡器持续叠加或断续叠加一个同步信号。
为使振荡器105也能通过一个外部信号同步，根据本发明，振荡器10 5只用于产生脉冲频率F1。为把PWM变压器部分的键控比例限制在50 ％，用一个触发器93把振荡频率分频。使用对半分频的脉冲频率F2把用于 PFC变压器部分的锯齿波电压复位。从分频器-触发器93获得的信号在相 应于脉冲频率F1的每一第二周期的第二脉冲频率F2的一个半周期期间锁 定PWM变压器部分。
也就是说，当振荡器频率变为两个变压器部分选择的运行频率的两倍时， 可以通过一个分频器-触发器保证PWM变压器部分的键控比例限制在50 ％。这在振荡器频率例如由于同步(缓慢地)而改变时也能做到。
用于PFC变压器部分和用于PWM变压器部分的两个锯齿波电压的相 位原则上可以任意分配。但是为避免相互的干扰影响，优选下述运行方式，即 PWM变压器部分的接通缘相对于PFC变压器部分的接通缘(前缘)延迟周 期持续时间的50％(后缘)出现。
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