技术领域
[0001] 本
发明涉及逆变器技术领域，特别涉及一种四阶电压型逆变器的拓扑电路及其控制方法。
背景技术
[0002] 随着电
力电子技术的发展，人们对电源品质和安全性的要求越来越高。因此迫切需要寻求一种可靠的电力电子处理设备。电压型逆变器作为直流端和实用端之间的电源
调制器，可以将直流电转变为交流电，并为输出端提供理想的
输出电压和
频率。高阶电压型逆变器响应快速，控制精准，在工业领域应用广泛。
[0003] 随着UPS技术的发展，人们对逆变电路的性能和
稳定性要求越来越高。这就亟需寻求一种逆变效率高、输出
波形稳定的新型逆变电路及逆变设备。
[0004] 逆变器性能主要体现在稳态性能上，且现有采用传统控制方法进行了控制策略。但方法存在抗扰性能差，输出电压谐波失真明显等缺点，而滑模变结构控制因鲁棒性强、易于实现、对参数变化及外部扰动不灵敏等优点，被广泛应用于
电机等各类工程系统中。
[0005] 高阶电压型逆变器响应快速，控制精准，在工业领域应用广泛。逆变器稳态性能是应用成功之关键，其控制策略是研究重点。针对UPS电源常用到的四阶电压型逆变器电路系统建立
状态空间模型；并提出一种新型的滑模变结构控制策略：PID控制方法。这种控制方法具有优良的控制性能，如收敛速度快，误差小，鲁棒性强，对工程实践具有积极的指导意义。
发明内容
[0006] 为了解决背景技术中的技术问题，本发明提供一种四阶电压型逆变器的拓扑电路及其控制方法，通过对UPS常用的逆变电路进行改进，使得逆变电路输出波形更加稳定，且谐波含量降低，此外该系统降低了
开关损耗；同时采用基于状态空间模型的控制方法对逆变电路进行控制，收敛速度快，误差小，鲁棒性强，对工程实践具有积极的指导意义。
[0007] 为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案实现：
[0008] 一种四阶电压型逆变器的拓扑电路，包括由输入端至输出端依次连接的输入电路、逆变电路和输出电路。
[0009] 所述的输入电路包括第一开关器件Q5、第二开关器件Q6、第一
二极管D5、第二二极管D6、第一电感L3、第二电感L4和第一电容C3；第一开关器件Q5的发射极与直流输入负端连接，集
电极分成两路，一路
串联第一电感L3后连接至直流输入正端，另一路串联第一二极管D5后为输入电路的负极输出端；第二开关器件Q6的发射极与直流输入负端连接，集电极分成两路，一路串联第二电感L4后连接至直流输入正端，另一路串联第二二极管D6后同为输入电路的负极输出端；直流输入正端直接为输入电路的正极输出端；第一电容C3连接在输入电路的正极输出端与输入电路的负极输出端之间。
[0010] 所述的逆变电路为由第三开关器件Q1、第四开关器件Q2、第五开关器件Q3、第三开关器件Q4构成的桥式逆变电路。
[0011] 所述的输出电路由多个依次连接的LC电路构成。
[0012] 所述的第一开关器件Q5、第二开关器件Q6为全控或半控型开关器件中的一种，包括晶闸管、场效应管以及IGBT。
[0013] 一种四阶电压型逆变器的控制方法，包括如下：
[0014] 步骤1：设系统的状态空间表达式为
[0015]
[0016] 式中，A为状态矩阵，B为输入矩阵。
[0017] 步骤2：取状态向量：
[0018] xT＝[iC1 vC1 i2 vC2]
[0019] 式中，iC1为流过电容C1的
电流；vC1为电容C1两端的电压；i2为流过第二电容和第二电感的电流；vC2为电容C2两端的电压。
[0020] 步骤3：由基尔霍夫电压定律(KVL)及电流定律(KCL)，可得：
[0021]
[0022] i1＝iC1+i2
[0023] 式中，i1为流过第一电容和第一电感的电流。
[0024] 联立上式得：
[0025]
[0026] 步骤4：又因为
[0027]
[0028]
[0029]
[0030]
[0031] 式中，C2为第二电容的容抗值。
[0032] 因此，
[0033]
[0034]
[0035] 又
[0036]
[0037] 可得
[0038]
[0039] 式中，L2为第二电感的感抗值；R2为第二
电阻的阻值。
[0040] 由 得
[0041]
[0042] 式中，L2为第二电感的感抗；R2为第二电阻的阻值。
[0043] 步骤5：由上述公式联立可得，
[0044]
[0045] 将U1＝UDC×u带入上式，综上得：
[0046]
[0047] 最后得系数矩阵及输入矩阵为：
[0048]
[0049] 步骤6：取电容电流iC1，电感电流i2，和电容电压VC2作为输出变量，则输出方程为[0050]
[0051] 步骤7：在控制电路中根据步骤6中的变量关系，将参数设为合理，即得到逆变电路的开关器件在PID控制方法下的控制值；
[0052] 步骤8：通过对参数的不断修正，使得输出结果误差最小，且输出波形达到稳定
正弦波，得到合理的PID控制。
[0053] 与
现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0054] 1)通过对开关Q5和Q6的开断可以将输入端的直流电压分为若干小段，进而使得电容C3的贮存
能量不同，由贮存电压的大小影响Q1—Q4晶闸管的开关所需触发能量，降低
开关损耗。另一方面，当负载端需要较高电压时，通过调节开关Q5和Q6的关断，可以使得电容C3的电压变化，进而得到调节。
[0055] 2)针对UPS电源常用到的四阶电压型逆变器电路系统建立状态空间模型；并提出一种新型的滑模变结构控制策略:PID控制方法。这种控制方法具有优良的控制性能，如收敛速度快，误差小，鲁棒性强，对工程实践具有积极的指导意义。
附图说明
[0056] 图1是本发明的一种四阶电压型逆变器的拓扑电路的电路图；
[0057] 图2是本发明的一种四阶电压型逆变器的控制结构
框图。
[0058] 图中：1-输入电路 2-逆变电路 3-输出电路 4-输入电路的负极输出端 5-输入电路的正极输出端 6-逆变电路输出端1 7-逆变电路输出端2。
具体实施方式
[0059] 以下结合附图对本发明提供的具体实施方式进行详细说明。
[0060] 如图1-2所示，一种四阶电压型逆变器的拓扑电路，包括由输入端至输出端依次连接的输入电路(1)、逆变电路(2)和输出电路(3)。
[0061] 所述的输入电路(1)包括第一开关器件Q5、第二开关器件Q6、第一二极管D5、第二二极管D6、第一电感L3、第二电感L4和第一电容C3；第一开关器件Q5的发射极与直流输入负端连接，集电极分成两路，一路串联第一电感L3后连接至直流输入正端，另一路串联第一二极管D5后为输入电路的负极输出端(4)；第二开关器件Q6的发射极与直流输入负端连接，集电极分成两路，一路串联第二电感L4后连接至直流输入正端，另一路串联第二二极管D6后同为输入电路的负极输出端(4)；直流输入正端直接为输入电路的正极输出端(5)；第一电容C3连接在输入电路的正极输出端(5)与输入电路的负极输出端(4)之间。
[0062] 所述的逆变电路(2)为由第三开关器件Q1、第四开关器件Q2、第五开关器件Q3、第三开关器件Q4构成的桥式逆变电路。桥式逆变电路(2)输入端为输入电路的负极输出端(4)和输入电路的正极输出端(5)，输出端(6)和(7)连接至输出电路(3)。
[0063] 所述的输出电路(3)由多个依次连接的LC电路构成。图1的
实施例中包括由R1、L1和C1构成的第一LC滤波回路和由R2、L2和C2构成的第二LC滤波回路，RLD为负载端。
[0064] 所述的第一开关器件Q5、第二开关器件Q6为全控或半控型开关器件中的一种，包括晶闸管、场效应管以及IGBT。
[0065] 所述的第三开关器件Q1、第四开关器件Q2、第五开关器件Q3、第三开关器件Q4为IGBT或晶闸管。
[0066] 输入电路的电路原理为：(输入端的直流电压为U0)
[0067] 1：当开关Q5处于通态时，由U0→L3→Q5构成回路。此时，电压U0给电感L3贮能，此时电容C3维持输出电压恒定，并给后面电路供电；
[0068] 2：当开关Q5处于断态时，由L3→D5→C3构成回路。此时，电感L3中的能量向电容C3释放，使得电容C3充能；
[0069] 3：当开关Q6处于通态时，由U0→L4→Q6构成回路。此时，电压U0给电感L4贮能，此时电容C3维持输出电压恒定，并给后面电路供电。
[0070] 4：当开关Q6处于断态时，由L4→D6→C3构成回路。此时，电感L4中的能量向电容C3释放，使得电容C3充能；
[0071] 5：通过调节开关Q5和Q6的通断使得电感L3和L4的储能状态处于不同，最终向电容C3的贮入能量的状态不同；
[0072] 当开关调节为单个关断，此时有一个电感向电容充电。当调节为两个开关同时关断，此时由两个电感同时向电容充电。由开关开断的不同，使得电感贮能数量的不同进而使向电容贮存能量也会不同；
[0073] 6：通过对开关Q5和Q6的开断调节可以将U0分为若干小段，进而使得电容C3的贮存能量不同，由贮存电压的大小影响Q1—Q4晶闸管(或IGBT)的开关所需触发能量，降低开关损耗。另一方面，当负载端需要较高电压时，通过调节开关Q5和Q6的关断，可以使得电容C3的电压变化，进而得到调节。
[0074] 输出电路(3)的LC滤波为常规的LC滤波，为本领域常用技术。
[0075] 逆变电路(2)为由Q1—Q4晶闸管(或IGBT)构成的逆变电路，其中的Q1—Q4晶闸管(或IGBT)可以采用下面的控制方法对其进行PID控制，包括如下：
[0076] 步骤1：设系统的状态空间表达式为
[0077]
[0078] 式中，A为状态矩阵，B为输入矩阵。
[0079] 步骤2：取状态向量：
[0080] xT＝[iC1 vC1 i2 vC2]
[0081] 式中，iC1为流过电容C1的电流；vC1为电容C1两端的电压；i2为流过第二电容和第二电感的电流；vC2为电容C2两端的电压。
[0082] 步骤3：由基尔霍夫电压定律(KVL)及电流定律(KCL)，可得：
[0083]
[0084] i1＝iC1+i2
[0085] 式中，i1为流过第一电容和第一电感的电流。
[0086] 联立上式得：
[0087]
[0088] 步骤4：又因为
[0089]
[0090]
[0091]
[0092]
[0093] 式中，C2为第二电容的容抗值。
[0094] 因此，
[0095]
[0096]
[0097] 又
[0098]
[0099] 可得
[0100]
[0101] 式中，L2为第二电感的感抗值；R2为第二电阻的阻值。
[0102] 由 得
[0103]
[0104] 式中，L2为第二电感的感抗；R2为第二电阻的阻值。
[0105] 步骤5：由上述公式联立可得，
[0106]
[0107] 将U1＝UDC×u带入上式，综上得：
[0108]
[0109] 最后得系数矩阵及输入矩阵为：
[0110]
[0111] 步骤6：取电容电流iC1，电感电流i2，和电容电压VC2作为输出变量，则输出方程为[0112]
[0113] 步骤7：在控制电路中根据步骤6中的变量关系，将参数设为合理，即得到逆变电路的开关器件在PID控制方法下的控制值；
[0114] 步骤8：通过对参数的不断修正，使得输出结果误差最小，且输出波形达到稳定正弦波，得到合理的PID控制。
[0115] 基于状态空间模型的控制方法收敛速度快，误差小，鲁棒性强，对工程实践具有积极的指导意义。
[0116] 以上实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于上述的实施例。上述实施例中所用方法如无特别说明均为常规方法。
