【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、集積回路メモリーとりわけ集積回路の中の高容量負荷を駆動するための電力供給回路に関連する。

【０００２】

【従来の技術】たとえば、ダイナミックランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）は定期的にリフレッシュする必要のあるメモリセルのアレイを含んでいる。 その理由は、
メモリ機構部は電荷をキャパシタープレート上に配置するもので、その電荷がリークしてしまうからである。

【０００３】したがって、アレイ中のそれぞれのメモリセルは読みとられ定期的にリフレッシュされることで揮発データを保存するようにしている。 一瞬に大量のメモリセルをリフレッシュするために、非常に多くのキャパシタを一度に充電させる必要がある。 これは電力供給源や相互連結キャリー電流にオーバーロードをもたらす可能性がある。 もし、メモリセルと電力供給源との間に抵抗が加えられたとしたら、電力供給源は指数関数的に減衰する電流を生じさせるであろうが、これは許容できない。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、定期的に電流を供給する必要のある装置もしくは他の高容量負荷のアレイを有するメモリまたは他の集積回路に使用される優れた電力供給回路を提供することにある。

【０００５】本発明の他の目的は、駆動回路によって与えられた電流が、供給電圧の低減もしくは通常の作動電圧や集積回路の温度範囲を越える温度の上昇を伴って発生する、高容量負荷を駆動するための電力供給源やＭＯ
Ｓ駆動回路を提供することにある。

【０００６】本発明の他の目的は、固有の電流源およびこの電流源に接続されて作動する電流ミラー回路を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明のいくつかの態様によれば、負荷を駆動する電力供給回路、たとえば集積回路メモリにおける複数のセンス増幅器等は、Ｖccのような作動電圧源を受けるように結合された定電流源と、
負荷に結合される出力を有する電流ミラー回路とを備えている。

【０００８】この定電流源はクロス状に結合された第１，第２のトランジスタを含み、該第１，第２のトランジスタが第１，第２のノードを有し、それぞれのノードが前記第１，第２のトランジスタのそれぞれの制御電極に結合している。 具体的には、電界効果トランジスタが使用される。

【０００９】また、第１のノード、第１のトランジスタ、および第１の抵抗が、作動電圧源と基準電位、具体的には接地電位との間のパスを与えるように結合される。 第２のノード、第２のトランジスタは、好ましくは、作動電圧源と出力ノードとの間に第２のパスを与えるように結合される。 第２の抵抗は作動電圧源と第２のトランジスタとの間に直列に設けられる。

【００１０】改良された電流源は上述のように、第１，
第２のパスの形式をとるとともに、さらに別のトランジスタを作動電圧源と第１のトランジスタの電極との間に結合する形態もとりうる。 さらにまた、抵抗が第１のトランジスタ制御電極と第２のパスのトランジスタのソースドレインパスとの間に加えられる。 最後に、第２のパスは負荷と基準電位の間に設けられる。

【００１１】電流ミラー回路は、一対のトランジスタを備えており、その一方もしくは両方が飽和領域で作動する。 それらのゲート電極は好ましくは相互に結合される。 一方のトランジスタが電流源の出力を受け、そして他方のトランジスタが電力供給出力を与える。 好ましくは、それらを流れる電流はゲート電圧の関数である。

【００１２】改良された電流ミラー回路もまた案出された。 ２つのトランジスタがペアとなってともにそれらのゲート電極に連結される。 そして、さらに２つのトランジスタが同様に共通のゲート電極を持つように対連結される。 出力は、２つのペアトランジスタの幅寸法に比例する電流を与える。

【００１３】基準としてゲート電極がもちいられ、ここでの実施例は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を採用しているが、本発明は、そのような技術に制限されるものではない。 他のトランジスタ、たとえばバイポーラータイプを使用することができる。

【００１４】

【作用】このような構成により、回路がオン状態になるとノード１４の電圧はＶccとなり、第１のトランジスタ１６はそのソースおよびゲートともにＶccであるのでオフされる。 一方、第２のトランジスタ１８はノード２０
が接地電位であるためオンされる。 電流がＶccから抵抗１２を通って流れる始めるとノード１４での電圧は抵抗１２による電圧降下で下がり、トランジスタ１６をオンする。 そしてトランジスタ１８の導通が次第に低下する。 こうして回路は平衡状態となり定電流源を与えることができるが、温度変化により回路の抵抗値等が変化するためこれを補償する回路として電流ミラー回路がさらに設けられる。 これにより小さな電流を増幅して望ましい高電流レベルの出力を供給するので高容量負荷駆動用の電流供給回路となる。

【００１５】

【実施例】最初に第１図の概略回路図において、Ｐチャネル電界効果トランジスタを使用する定電流源１０が示されている。 回路１０は、集積回路メモリの一部であることが好ましく、該集積回路はメモリセルのアレイとそれに対応するセンス増幅器を有する。

【００１６】この電流源１０は、作動電圧Ｖccとノード１４との間に結合される第１の抵抗１２を有する。 ノード１４は第１のトランジスタ１６のゲート電極と、第２
のトランジスタのソースに結合されている。 トランジスタ１８のゲート電極はさらにノード２０を介して第１のトランジスタ１６のドレインに結合されている。 トランジスタ１６のソースはＶccに結合されている。 ノード２
０は好ましくは大きな抵抗値の抵抗２２を介して基準電位（好ましくは接地電位）に結合されている。 トランジスタ１８のドレインは負荷に結合されており、この負荷は複数のセンス増幅器２４、２６、２８、． ． ． を用いことができる。

【００１７】容量３０は、トランジスタ１８のドレインで、接地と出力ノード３２との間に結合されうるどのような高容量負荷をも表わすものである、しかし、本発明には必ずしも必要ではない。

【００１８】回路が最初にスイッチオンされた時点ｔ ₀
で、ノード１４での電圧はＶccである。 Ｐチャネルトランジスタはそのゲート電圧がひとつのスレッショルド電圧Ｖt より大きいときオンする。 なお、このスレッショルド電圧Ｖt はソース電圧より低い。 こうして、トランジスタ１６はそのソースおよびゲートともＶcc電位であるためオフされる。 ノード２０は、抵抗２２を介して接地に結合されているため、接地電位もしくはそれに近い電位である。 トランジスタ１８は、そのゲートがＶccよりＶt 以上低いのでオンする。 電流はＶccから抵抗１２
を介して流れ始める。

【００１９】電流が抵抗１２を介して流れるとき、ノード１４での電圧は電流の上昇に比例して降下する。 こうして、ノード１４での電圧は、オームの法則により、抵抗１２にそれを流れる電流を乗算した値をＶccから減算したものに等しくなる。 ある時点ｔ ₁で、ノード１４での電圧はＶccより低いＶt に減少する。 それから、トランジスタ１６がオンする。 （すなわち、そのソースがＶ
ccであり、そのゲート電圧がＶccより低いＶt にちょうど等しいから。 ）この時点で、プルアップトランジスタ１６は、そのソースドレインパスを介してＶccをノード２０に結合する。 抵抗２２は大きな値であることが好ましいが、ノード２０での電圧は上昇する。 確かに、ノード２０での電圧はノード１４に比べて迅速に上昇する。
そして、トランジスタ１８のゲートとソース間の電圧は減少し、トランジスタ１８の導通が次第に少なくなる。

【００２０】ノード１４での電圧がＶccからＶt を引いた値となるような電流が抵抗１２を流れるとき均衡状態となる。 そして、ノード２０での電圧はＶccと接地レベルでのいずれかの値で安定する。 トランジスタ１８が抵抗１２を通る電流を多くするようにすると、ノード１４
での電圧はさらに低下し、トランジスタ１６をより確実にオンさせる。 これが、ノード２０での電圧を高く上昇させる原因となるもので、そうなった場合はこれに対応してトランジスタ１８を非導通にしてしまう。 これが発生した場合には、ノード１４を通して流れる電流は低下し、ノード１４の電圧はふたたび抵抗１２を介してＶcc
のほうへ引かれる。

【００２１】逆に、もし、トランジスタ１８が、抵抗１
２を通る電流を少なくするようにすると、ノード１４での電圧はＶccの方へ上昇し、トランジスタ１６の導通は少なくなり、ノード２０での電圧が低下する。 （なぜならば、抵抗２２が接地されているから）。 ノード２０はトランジスタ１８のゲート電極に結合されているため、
トランジスタ１８はこの時確実にオンし、ノード１４を通る電流をより少なくする。

【００２２】こうして、図１の回路では自然に均衡が成り立つ。 抵抗２２を流れる電流に比べトランジスタ１６
に流れる電流が大きいことに留意すべきである。 トランジスタ１６と抵抗２２はノード１４の電圧の増幅をもたらす。 トランジスタ１８は、センス増幅器２４、２６、
２８および（図示されていないが）同様に駆動されるその他のセンス増幅器、ないしその他の負荷等の電流負荷を駆動するために十分大きくなければならない。 トランジスタ１８のドレインを負荷に結合している（出力）ノード３２は「ラッチＰ」として参照される出力を与える。 そして、たとえば、センス増幅器を介して多くのビット線に結合されうるものである。

【００２３】こうして、図１の回路はＶccの電圧値とは無関係な定電流源を与えることが理解されるであろう。
しかしながら、回路は温度とは無関係ではない。 温度変化に対する補償を設けるために、真の抵抗１２よりも異なる形式の抵抗、たとえば、異なる温度係数を持つものを使用することができる。 しかしながら、Ｖt の値もまた変りうるし、トランジスタ１８を流れる電流も予想できないので、これは勧められない。 それゆえ、本発明のその他の態様として、温度変化のために抵抗２２を補償することが好ましい。

【００２４】図１の回路は、第２図に示すように、Ｎチャネルトランジスタを用いても作図することができる。
この図は、本質的には図１と同一であるが、違う点はＮ
チャネルトランジスタ１６'と１８'が用いられている点と、抵抗１２および２２がそれぞれのトランジスタ１
６および１８に対するときとは違って配置が入れ替わっている点である。 作動電圧が抵抗２２を介してＦＥＴ１
６'のドレインに与えられ、ＦＥＴ１６'のソースは接地される。 ＦＥＴ１６'のドレインと抵抗２２の間のノード２０は、ＦＥＴ１８'のゲート電極に結合される。 ＦＥＴ１８'のドレインは負荷への出力を与える。
ＦＥＴ１８'のソースはノード１４を介して抵抗１２に結合されており、その抵抗１２もまた接地されている。
ノード１４はＦＥＴ１６'のゲート電極に結合されている。

【００２５】非常に大きな電流を駆動するために、小さな値の抵抗１２が図１もしくは図２に用いられる。 しかしながら、小さな抵抗１２を使用することは制御が難しいという理由から、大きな値の抵抗１２の使用が望ましい。 こうして、小さな電流が生成され、そしてその電流を電流ミラー回路で増幅する。 そのような電流ミラー回路は第３図に描かれており、そして好ましくは定電流源と同じ集積回路の一部である。

【００２６】第３図に示されるように、Ｐチャネルトランジスタ３４は、Ｖccと定電流源１０のノード３２との間に結合されたソース・ドレインパスを有している。 その他のＰチャネルトランジスタ３６は、出力トランジスタとも呼ばれるが、Ｖccに結合されたソースと、電力供給出力信号（ラッチＰ）を供給するように結合されたドレインとを有している。

【００２７】これらのトランジスタ３４および３６のゲート電極は共にノード３８に結合されている。 トランジスタ３４のサイズはトランジスタ３６のそれより小さい。 もし、出力電圧ラッチＰ（ＦＥＴ３６のドレイン）
がノード３８の電圧と同じもしくは小さい場合には、トランジスタ３６は飽和状態にある。

【００２８】こうして、トランジスタ３６を流れる電流はＶccに対するゲート電圧の値の関数であり、ドレイン電圧ラッチＰの関数ではない。 トランジスタ３４は、そのゲート電圧がドレイン電圧に等しいので飽和状態にある。 両トランジスタが飽和状態にあるので、出力電流はゲート電圧の関数となるはずである。 ゲート電圧が相互に等しいので、トランジスタ３６を流れる電流はトランジスタ３４を流れる電流を増倍したものであり、その増倍はトランジスタ３４および３６の相互サイズに関係する。

【００２９】第３図の制限条件としては、ラッチＰの電圧がノード３８の電圧に等しいかもしくは小さいことである。 これは、ラッチＰが比較的高い電圧で駆動される必要があることから重要である。 具体的数値としては、
もしＶccが４．５ボルトなら４．２５である。 ノード３
８での電圧はラッチＰの電圧の関数ではないので、ノード３８での電圧は一定であろう。 そして、ラッチＰの電圧が上昇するにつれてトランジスタ３６は結局飽和域から落下することになる。 したがって、ノード３８での電圧もまた高い必要があり、そのことによって、そのような小さいゲートー ソース電圧のもとに大電流を提供するためにはトランジスタ３６が非常に大きいことが要求される。

【００３０】第４図は、改良された集積回路電流ミラー回路を表わしており、該集積回路電流ミラー回路はトランジスタ４０が飽和状態になくとも電流を一定に維持するよう回路のために機能する。 それは、Ｐチャネルトランジスタ４０、４２、４４、および４６を含んでいる。
デバイス４０および４２はデバイス４４および４６と同様に共通のゲート電極を有している。 トランジスタ４０
は出力トランジスタであり、Ｖccに結合されたソースと、出力信号ラッチＰを提供するドレインを備える。 トランジスタ４２のソースもまたＶccに結合されており、
そのゲート電極はトランジスタ４０のゲートに連結され、そして定電流源１０の電流出力に結合されている。

【００３１】トランジスタ４４はトランジスタ４０のドレインに結合されたソース電極を有し、このノード４７
が出力信号ラッチＰを与える。 ＦＥＴ４４のゲート電極はノード４８でそのドレインに連結されている。 ノード４８もまたトランジスタ４６のゲート電極に結合されており、トランジスタ４６はノード５０でトランジスタ４
２のドレインに結合されたソース電極を有する。 トランジスタ４６のドレインは定電流源１０の電流出力に結合されている。 抵抗５２はノード４８と接地との間に結合されている。

【００３２】トランジスタ４０は、電流ミラー回路の増幅率によってトランジスタ４２に対するサイズが決められる。 これらのデバイスは飽和状態にある必要はない。
トランジスタ４４はそのゲート電圧に等しいドレイン電圧を有する。 それゆえ、ノード４８での電圧は、抵抗５
２が４４の電流ドライブに比較して大きな抵抗であるかぎり、ラッチＰの電圧より低いＶt である。 トランジスタ４６は、定電流源１０によって与えられる電流に比較して大きく、それゆえ、ノード５０での電圧はノード４
８での電圧にＶt を加えたものに等しい。 なぜならば、
トランジスタ４６はソースホロア型であるから。 このことは、ノード５０での電圧が実質的にラッチＰの電圧に等しいことを意味している。

【００３３】トランジスタ４０，４２は、(1) それぞれのゲート電極で同一の電圧、(2) 同一のソース電圧Ｖc
c，ならびに、(3) 実質的に同一のドレイン電圧（ラッチＰの電圧）を有するため、それらの電流はトランジスタ４０および４２のサイズ（幅）に比例する。

【００３４】第５図は、温度ならびに電圧補償された定電流源を表わす。 第２図のように、それはＮチャネルトランジスタ１６'および１８'を使用している。 第５図は補償回路と呼ばれるところのものの追加によって第２
図のものとは異なっているように見える。 この補償回路はたとえばＰチャネルトランジスタ６０によって形成されており、そのトランジスタ６０のソースはＶccに結合され、またそのドレインはノード６２に結合されている。 加えて、補償回路はさらにノード６２とノード１４
との間に結合された抵抗６４を含んでいる。 ノード６２
はまた、Ｎチャネルトランジスタ１６'のゲート電極に結合されている。 トランジスタ６０は、まもなく明らかとなる理由により、補償回路と呼ばれる。 Ｎチャネルトランジスタ１８'は負荷（それは電流ミラー回路でありうる）に結合されている。 第５図の定電流源において、
ノード６２はＶt に留まる傾向を示し、ノード１４はＶ
t よりも下位の電圧となる傾向を示す。

【００３５】第５図の回路において、電流は補償トランジスタ６０のソース・ドレインパスを介してＶccからノード６２へ流れる。 電流は、抵抗６４を介してノード６
２に関するノード１４の電圧に減衰を生じさせるよう強いられる。 トランジスタ６０は比較的小さく、そしてトランジスタ１８'に比べて小さい電流を供給する。 したがって、ノード１４での電圧は抵抗６４とトランジスタ６０を流れる比較的小さい電流との乗算値をＶt から引いた値に等しくなる。

【００３６】温度が下がるか、Ｖccの値が上昇した場合には、補償トランジスタ６０は自然に導通状態が良くなり、より高い電流がノード６２に供給される。 ノード１
４での電圧はその電流に対して上述した方法とは逆の関係となるので、ノード１４での電圧は低下する。 ノード１４での電圧が低下するにつれて、抵抗１２を流れる電流はオームの法則にしたがって低下しなければならない。 このことは、トランジスタ１８'を流れる電流もまたキルヒホッフの法則にしたがって低下することを意味している。

【００３７】こうして、もしＶccが高いか温度が低いとき、もっと多くの電流が流れることが期待されるが、定電流源は実際にはその電流を低下させる。 したがって、
電界効果トランジスタの動作が通常最も遅い高温域において、この回路はより多くの電流を与え、消費電力を増加する一方プリチャージをスピードアップする。

【００３８】一方、低温では、電界効果トランジスタは動作がより速いのでもっと電力が使えるようになる。 しかしながら、本回路では速度がスローダウンし、より少ない電流を使用する。 したがって、速度および電力仕様は温度の広い範囲にわたって比較的一定の特性を維持できる。

【００３９】第６図の一般的ブロック図は、定電流源が電流ミラー回路と組合わされ電力供給信号ラッチＰを与えるようにするものを示している。 それはたとえばＤＲ
ＡＭのメモリセルをリフレッシュするのに使用される。
ラッチＰは複数のセンス増幅器と並列に結合される。

【００４０】本発明の実施例は例示的なものとなるように意図され、本発明の特許請求の範囲に記載された構成の範囲内で様々な変更が可能である。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、定電流源が電流ミラー回路と組み合わされて、より高い電流レベルで一定の電流を供給することができ、かつ広い温度範囲でトランジスタの動作を補償することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる定電流源を示す回路図である。

【図２】Ｐチャネルトランジスタの代わりにＮチャネルトランジスタを用いてなる図１の変形回路図である。

【図３】本発明の使用に適する電流ミラー回路図である。

【図４】改良された集積回路用電流ミラー回路図である。

【図５】温度および電圧補償された、第２図の電流源回路の変形回路図である。

【図６】本発明の定電流源が電流ミラー回路と組み合わされたブロック図を示す。

【符号の説明】

１０ 定電流源 １２ 第１の抵抗 １４ 第２のノード １６，１６' 第１のトランジスタ １８，１８' 第２のトランジスタ ２０ 第１のノード ２２ 第２の抵抗 ２４，２６，２８ センス増幅器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl. ⁵識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 17/687 8221−5Ｊ Ｈ０３Ｋ 17/687 Ａ 8221−5Ｊ Ｈ (72)発明者 ケン モブレイ アメリカ合衆国 コロラド 80908 コロ ラド スプリングス レミングトン ロー ド 17070 (72)発明者 シエフ イートン アメリカ合衆国 コロラド 80906 コロ ラド スプリングス スプリングリツジ サークル 3361