开关模式电源、其控制布置以及其操作方法
阅读：2发布：2021-01-03
专利汇可以提供开关模式电源、其控制布置以及其操作方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开一种用于 开关 模式电源(SMPS)的控制布置，所述SMPS包括光 耦合器 ，其被配置成借助于LED 电流 将控制 信号 从所述开关模式电源的次级侧传输到初级侧，所述 控制信号 表示 放大器 参考信号与放大器感测信号之间的误差，所述放大器感测信号表示输出参数的实际值，所述控制布置包括：误差放大器，其被配置成对所述误差进行积分从而确定所述LED电流；和反馈环路，其被配置成通过 修改 所述放大器参考信号或所述放大器感测信号来调节所述LED电流的幅值以便减小所述误差。本发明还公开一种包括这类控制布置的SMPS和一种对应方法。，下面是开关模式电源、其控制布置以及其操作方法专利的具体信息内容。
1.一种用于开关模式电源的控制布置，其特征在于，所述开关模式电源包括光耦合器，所述光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从所述开关模式电源的次级侧传输到初级侧，所述控制信号表示放大器参考信号与放大器感测信号之间的误差，所述放大器感测信号表示输出参数的实际值，
所述控制布置包括：
误差放大器，其被配置成对所述误差进行积分从而确定所述LED电流；和反馈环路，其被配置成修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号以便减小所述误差，所述反馈环路包括被配置成传导所述LED电流的补偿电阻器，并且其中跨所述补偿电阻器降低的电压被配置成修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号。
2.根据权利要求1所述的控制布置，其特征在于，所述反馈环路被配置成基于所述LED电流的幅值来修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号。
3.根据权利要求1所述的控制布置，其特征在于，所述误差放大器被配置成向所述LED提供LED控制信号，并且其中所述反馈环路被配置成基于所述LED控制信号来修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号。
4.根据在前的任一项权利要求所述的控制布置，其特征在于，所述反馈环路被配置成：
将补偿信号加到所接收参考信号中，以便提供所述放大器参考信号；或
将补偿信号加到所接收感测信号中，以便提供所述放大器感测信号，
以便减小所述误差。
5.根据权利要求1所述的控制布置，其特征在于，进一步包括被配置成提供所述放大器参考信号或所述放大器感测信号的电阻分压器，其中所述电阻分压器包括所述补偿电阻器。
6.根据权利要求5所述的控制布置，其特征在于，所述LED与所述电阻分压器中的电阻器子集并联连接。
7.根据权利要求1所述的控制布置，其特征在于，所述补偿电阻器包括非线性电阻器。
8.根据权利要求7所述的控制布置，其特征在于，所述补偿电阻器包括阈值电流电平，并且所述控制布置进一步包括阈值设定块，其中所述阈值设定块被配置成：
确定所述LED电流在稳态操作期间的估计稳态电流电平；和
基于所述估计稳态电流电平来设定所述阈值电流电平。
9.根据权利要求1所述的控制布置，其特征在于，所述输出参数为输出电压。
10.根据权利要求1所述的控制布置，其特征在于，所述反馈环路被布置成修改所述误差放大器的所述积分函数。
11.一种开关模式电源，其特征在于，包括根据在前的任一项权利要求所述的控制布置和光耦合器。
12.一种控制开关模式电源的方法，其特征在于，所述开关模式电源包括光耦合器，所述光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从所述开关模式电源的次级侧传输到初级侧，所述控制信号表示放大器参考信号与放大器感测信号之间的误差，所述放大器感测信号表示输出参数的实际值，
所述方法包括：
通过对所述误差进行积分而从所述误差得出LED电流；和
在反馈环路中通过修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号来调节所述LED电流的幅值以便减小所述误差；所述反馈环路包括被配置成传导所述LED电流的补偿电阻器，并且其中跨所述补偿电阻器降低的电压被配置成修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在反馈环路中实现对所述LED电流的所述幅值的调节。
14.根据权利要求12或13所述的方法，其特征在于，修改所述放大器参考信号或所述放大器感测信号以便减小所述误差包括：
将补偿信号加到所接收参考信号中，以便提供所述放大器参考信号；或
将补偿信号加到所接收感测信号中，以便提供所述放大器感测信号。
开关模式电源、其控制布置以及其操作方法
技术领域
[0001] 本发明涉及开关模式电源、其控制布置和其操作方法。
背景技术
[0002] 在许多种开关模式电源中，借助于在SMPS的输出侧或次级侧上的误差放大器中得出的误差来调节输出参数，所述参数通常为输出电压；通常借助于光耦合器将对应于误差的信号发射到初级侧或输入侧，以维持输入侧与输出侧之间的电隔离。这类电源通常与例如用于笔记本电脑、手机、TV、台式PC等的适配器的消费者应用组合使用。
[0003] 虽然用于这类电源的光耦合器通常输出低电流，例如约为80μA，但仍可能要求对LED进行电流传输比为0.2的比方说400μA的电流供应。在低负载或“无负载”条件下，所述电流表示SMPS所消耗的功率的较大部分。由于连接到许多这类电源的电子设备通常很长一段时间保持在“断开”或“备用”状态，因此随着对浪费的功率、特别是在低负载或无负载条件下耗散的功率的要求越来越严，开关模式电源的对应低负载或无负载功率消耗将面临越来越多的监管。
发明内容
[0004] 根据本公开的第一方面，提供用于开关模式电源的控制布置，该开关模式电源包括光耦合器，该光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示放大器参考信号与放大器感测信号之间的误差，该放大器感测信号表示输出参数的实际值，该控制布置包括：
[0005] 误差放大器，其被配置成对误差进行积分来确定LED电流；和
[0007] 在一或多个实施例中，反馈环路被配置成基于LED电流的幅值来修改放大器参考信号或放大器感测信号(ref)。
[0008] 在一或多个实施例中，误差放大器被配置成向LED提供LED控制信号，且其中反馈环路被配置成基于该LED控制信号来修改放大器参考信号或放大器感测信号。
[0009] 在一或多个实施例中，反馈环路被配置成：
[0010] 将补偿信号加到所接收参考信号中，以便提供放大器参考信号；或[0011] 将补偿信号加到所接收感测信号中，以便提供放大器感测信号。
[0012] 以便减小误差。
[0014] 在一或多个实施例中，控制布置另外包括被配置成提供放大器参考信号或放大器感测信号的电阻分压器。电阻分压器可包括补偿电阻器。LED可以和电阻分压器中的电阻器子集并联连接。
[0015] 电阻分压器可以连接在SMPS的输出端与参考端(例如接地)之间。电阻分压器可以连接在参考电压端与参考端之间。电阻分压器可以限定感测节点或参考节点，以用于提供放大器参考信号或放大器感测信号。
[0017] 确定LED电流在稳态操作期间的所估计稳态电流电平；和
[0018] 基于所估计稳态电流电平来设定阈值电流电平。
[0019] 可以提供开关模式电源，该开关模式电源包括本文中公开的任何控制布置和光耦合器。
[0020] 根据本公开的另一方面，提供控制开关模式电源的方法，该开关模式电源包括光耦合器，该光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示放大器参考信号与放大器感测信号之间的误差，该放大器感测信号表示输出参数的实际值，
[0021] 该方法包括：
[0022] 通过对误差进行积分从误差得出LED电流；和
[0023] 通过修改放大器参考信号或放大器感测信号来调节LED电流的幅值，以便减小误差。
[0024] 可以在反馈环路中实现对LED电流的幅值的调节。
[0025] 修改放大器参考信号或放大器感测信号以便减小误差可包括：
[0026] 将补偿信号加到所接收参考信号中，以便提供放大器参考信号；或[0027] 将补偿信号加到所接收感测信号中，以便提供放大器感测信号。
[0028] 根据本公开的另一方面，提供用于开关模式电源的控制布置，该开关模式电源能够在突发模式下操作并且包括光耦合器，该光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示参考信号与表示输出参数实际值的信号之间的时变误差，该控制布置包括：误差放大器，该误差放大器被配置用作比例积分误差放大器，以从时间相关误差得出LED电流；和反馈环路，该反馈环路被配置成通过修改时间相关误差来调节突发之间的LED电流的幅值。电源还可以在正常模式下操作。应了解，配置误差放大器以用作比例积分误差放大器并不妨碍该放大器具有另外一个功能。具体地说，该放大器也可以具有微分功能，而且作为比例积分误差放大器的功能可以包括作为比例积分微分或“PID”误差放大器的功能。
[0029] 因此，相对于不具有这类反馈环路的SMPS来说，当SMPS在突发模式下操作时，可以在突发之间的间隔期间减小光耦合器中的LED电流(瞬时电流和平均电流中的一或两个)，借此减少SMPS中的损耗。
[0030] 该输出参数可以是输出电压。
[0031] 由于误差放大器的积分函数可能导致积分器中的计数的累积，因此通过规定反馈环路修改积分函数，可提供仅在很小程度上或甚至可忽略的程度上影响误差放大器另一方面的操作的解决方案。因此，突发内的操作或另一操作模式(例如非突发模式的正常模式)下的操作可以不受影响或基本上不受影响。
[0032] 在一或多个实施例中，反馈环路包括电阻器。具体地说，电阻器可以处在LED电流的电流路径中；电阻器可以处在比例积分误差放大器的接地路径中。技术人员将了解，误差放大器可以以另外的方式被配置，使得电阻器处在另一路径中(例如本地接地)。例如，LED电流的电流路径可以通过本地接地直接连接到PI误差放大器。电阻器的阻值可以在10欧姆与100欧姆之间，或在10欧姆与500欧姆之间，并且在示例性实施方案中，电阻器的阻值可以为20欧姆。
[0033] 反馈环路可以被配置成通过将时间相关偏移加到参考信号中来修改时间相关误差。
[0034] 可以包括在比例积分误差放大器中的积分器能够对时变误差进行积分。时间相关偏移可以根据积分后的时变误差来测定，从而限制积分后的时变误差。反馈环路可以被布置成修改误差放大器的积分函数。
[0035] 在一或多个实施例中，突发模式具有大于50ms的重复周期。突发模式可以具有不超过100Hz的重复频率。
[0036] 根据本公开的另一方面，提供开关模式电源，该开关模式电源包括如上文所阐述的控制布置和光耦合器。具体地说，光耦合器可以与控制布置不同，并且光耦合器可以被配置成借助于LED电流将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示参考信号与表示输出参数实际值的信号之间的时变误差。
[0037] 在一或多个实施例中，控制信号可以用在SMPS的初级侧上，以测定连续突发之间的时序。
[0038] 根据本公开的另一方面，提供控制开关模式电源的方法，该开关模式电源能够在突发模式下操作并且包括光耦合器，该光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示参考信号与表示输出参数实际值的信号之间的时变误差，该方法包括：由比例积分误差放大器从时变误差得出LED电流；和由反馈环路通过修改时间相关误差来调节突发之间的LED电流的幅值。
[0039] 在一或多个实施例中，可以在反馈环路中实现对LED电流的幅值的调节。在一或多个实施例中，反馈环路包括在比例积分误差放大器的接地路径中的电阻器。
[0041] 将参考图式仅借助于例子来描述实施例，在图式中：
[0043] 图2以功能块形式示出图1的控制电路的操作；
[0044] 图3示出与图1相关联的各种波形；
[0045] 图4示意性地示出用于SMPS的控制布置的示例性实施例；
[0046] 图5以框图形式示出包括根据一或多个实施例的用于控制SMPS的控制布置的电路的例子；
[0047] 图6A以功能块形式示出图4的电路的操作；
[0048] 图6B以功能块形式示出类似电路的操作；
[0049] 图7示出与图4相关联的各种波形；
[0050] 图8示出根据一或多个实施例的方法；
[0051] 图9A、9B和9C示意性地示出用于SMPS的控制布置的其它示例性实施例；
[0052] 图10A和10B示出用于SMPS的控制布置的另外的示例性实施例；
[0053] 图11示出如下控制布置的示例性实施例，该控制布置示出实施微分误差补偿的两种可能方式；
[0054] 图12示出非线性电阻器的示例性特征，该非线性电阻器可以用作本文中所公开的任何补偿电阻器；
[0055] 图13示出电路(例如图1中的一个电路)的示例性波形；
[0056] 图14到17示出其它电路的另外的示例性波形；
[0057] 图18示出非线性电阻器的特征的另一个例子，该非线性电阻器可以用作补偿电阻器；以及
[0058] 图19和20示出其它电路的更多示例性波形。
[0059] 应注意，图式是图解式的，并非按比例绘制。为了图中的清晰性和便利性起见，这些图式的各部分的相对尺寸和比例已通过将大小放大或缩小而示出。相同的附图标记一般用于指代修改后和不同的实施例中的对应特征或类似特征。
具体实施方式
[0060] 图1以框图形式示出用于在操作中控制开关模式电源的电路布置100的例子。在框110中示出产生电压Vout_before_L的SMPS的次级侧电路。在这个例子中，SMPS是具有分离次级绕组115、116的谐振变换器。如技术人员将熟悉的，输出二极管117、118可以被同步整流开关替换。输出Vout_before_L被引导通过电感器和电容器的滤波网络120，从而产生相对更平滑的输出电压Vout，该等电感器和电容器可如在L1、L2、C1、C2和C3处所示出。该电路包括电阻分压器块130，以将输出电压Vout的按比例缩放版本ref提供到比例积分(PI)误差放大器140。误差放大器140可以被实施(例如)为TL 431型误差放大器，并且包括一或多个电容器(示出为C4和C5)。这种误差放大器通常具有固定参考电压Vref，由在142处示出的齐纳二极管示意性地表示。如所示出，误差放大器的输出为Vcath。
[0061] 来自输出Vout_before_L的电流也被引导通过电阻器160到达光耦合器150的源LED 152。应注意，在这个图中仅示出光耦合器的源(LED)侧；未示出光耦合器的输出侧，该光耦合器的输出侧包括检测LED中的电流电平的光检测器，且在SMPS的初级侧上。
[0062] 电阻器160也可以被称作PI误差放大器的“快速通道(fast lane)”。该电阻器160测定行为的“比例”P部分。P动作设定所需的环路带宽。技术人员将了解，尽管电阻器如图中所示在SMPS的输出节点与光耦合器之间，但在其它配置中，电阻器可以在光耦合器与误差放大器之间，并且因此直接形成误差放大器的反馈网络的部分。鉴于“P”动作设定所需的环路带宽，“I”(积分)动作(主要由积分电容器C4和C5限定)给出与预期输出电压的零偏移。
[0063] 更详细地观察电容器网络120，这个网络中的电容器在正常操作开关频率下充当滤波或稳定电容器以减少输出Vout上的波动，但并不明显影响误差放大器的操作。相比而言，PI误差放大器140的该(该等)积分电容器C4、C5有助于确保误差放大器在正常操作频率下的环路稳定性，尽管环路带宽主要是由“快速通道”电阻器160限定。
[0064] 在图2中以框形式示意性地示出这个电路的操作：在图的下部部分中示出将Vout变换成电流ILED且由电阻器160(R4)按比例缩放，该电阻器160(R4)对应于图1的左手侧。在另外一个(上部)路径中，如框230中示出，将Vout按比例缩放由电阻分压器130所限定的因数k1。将这个结果与在误差放大器中所限定的参考电压Vref(如在142处示出)进行组合，并且在积分器220中进行积分，积分器220由积分电容器C4和C5限定。在示例性误差放大器中，Vref可以基于2.5V的固定电压，SMPS的期望输出电压则由比率2.5/k1限定。在传递到260处示出的“快速通道”电阻器160之前，在组合器270中从输出电压减去积分的结果。如已陈述，图的下半部上的快速通道电阻器160在正常操作中限定正常操作频率下的环路带宽；图的上半部为误差放大器提供稳定性。
[0065] 在低负载下，例如上文所示出的SMPS通常在非连续传导模式(DCM)下操作。非连续传导模式的例子是突发模式，其中变换器在突发中操作：利用间隔将一个变换周期(或一组变换周期)与下一个(或下一组)变换周期分隔开。也就是说，该变换周期或该组变换周期被视为“突发”。突发之间的重复时间可以被视为突发间隔，并且突发出现的频率可以被称为突发频率。
[0066] 随着输出负载减小并且维持每个突发的能量传输相同，突发频率降低，也就是说突发之间的时间延长。即使光耦合器所需的电流恒定，但作为造成SMPS中的损耗的原因，这个电流随后将变得越来越重要。然而，如下文将描述，光耦合器中的电流往往会随着突发频率降低而增大，因此损耗通常甚至更高。
[0067] 图3示出在上文所描述的电路在突发模式下操作的情况下与这类电路相关联的各种波形。顶部曲线310示出恒定参考电压Vref，该恒定参考电压Vref是期望平均输出电压。第二曲线示出周期性单个突发320(对应于控制信号“突发出现(burst-on)”)。第三曲线330示出SMPS的输出电压。输出电压在每个突发处升高，升高量由该突发中传输的能量来测定。
为了帮助理解本公开，下文中将“突发”视作单个变换周期。然而，技术人员将了解，突发可包括如上文所描述的一组变换周期。在突发之间，电压缓慢降低。电压的变化速率取决于输出负载，而且在示出宽间隔突发的例子中，对应于极低负载输出，变化速率也极低。由于这个变化速率可能过低以至于无法在曲线330上检测到，因此在335处示出单个突发附近的放大插图。
为了帮助理解本公开，下文中将“突发”视作单个变换周期。然而，技术人员将了解，突发可包括如上文所描述的一组变换周期。在突发之间，电压缓慢降低。电压的变化速率取决于输出负载，而且在示出宽间隔突发的例子中，对应于极低负载输出，变化速率也极低。由于这个变化速率可能过低以至于无法在曲线330上检测到，因此在335处示出单个突发附近的放大插图。
[0068] 曲线340示出误差放大器的输出处的电压Vcath。紧接在一个突发之后，Vcath的斜率(也就是说，导数)与在那一刻的实际输出电压和期望输出电压之间的差(Vout-Voutref)成比例，其中Voutref被限定为Vref/k1：在这一刻由误差放大器产生的误差电流与(Vout-Voutref)成比例，并且这个误差电流限定积分电容器C4+C5的计数速率，因此限定Vcath的dv/dt或斜率。在假设误差放大器为比例误差放大器(P误差放大器)的情况下，Vcath的形状将遵循Vout的(反转副本的)形状。然而，显而易见，Vcath并不遵循线性路径，而是遵循抛物线形路径。通过PI误差放大器的积分动作可以解释这种情况：积分器对Vout与Voutref(或其按比例缩放的等效物ref与Vref)之间的(线性)差进行积分，从而产生Vcath处的抛物线形输出。
[0069] 曲线350示出光耦合器LED中的电流ILED。该差(Vout-Vcath)产生误差放大器中的电流且因此产生光耦合器中的电流。因此，由于Vcath为抛物线形，那么ILED也为抛物线形。如所示出，可以如352处所示截断电流ILED，例如以便保护光耦合器。然而，从曲线350显而易见，光耦合器中的电流可能相对较高。例如，当SMPS以50msec的突发周期进行操作时，LED中的峰值电流在无负载情形下可能高达4mA。
[0070] 结论就是，即使为了限定突发出现时间而选择的光耦合器电流电平被设定得非常低(比方说，可能为80μA)，平均光耦合器电流仍然可以是几毫安：例如，设想从12V的输出电压获取的2mA的平均光耦合器LED电流。由于突发之间的时间较长、ILED的抛物线形性质和电流的变化速率在突发间隔开始处固定的事实，这进一步导致次级侧处发生24mW的功率耗散和初级侧处发生功率耗散的一部分。对于具有较高输出电压的应用，例如笔记本电脑的适配器(19V)，功率耗散甚至可能更高。此类耗散对变换器的无负载输入功率可以达到的最小值产生了严格限制。
[0071] 可以减小突发出现间隔期间的功率，且因此获得更短突发周期并因此获得较低峰值电流和平均光耦合器电流，但突发出现时间期间的较低功率电平也意味着剩余负载必须在较低效率下进行传递。
[0072] 图4示意性地示出用于开关模式电源(SMPS)的控制布置400的示例性实施例。开关模式电源包括具有LED 404和光检测器406的光耦合器402。LED 404在SMPS的次级侧上，而光检测器406在SMPS的初级侧上。光耦合器402被配置成借助于LED电流将控制信号从SMPS的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示放大器参考信号410与放大器感测信号412之间的误差。放大器感测信号412表示SMPS的输出参数的实际值，例如SMPS的输出电压的比例。
[0073] 控制布置400包括误差放大器408。在这个例子中，误差放大器408包括能够产生误差信号418的减法器414，该误差信号418表示放大器参考信号410与放大器感测信号412之间的差。误差放大器408还包括对误差信号418进行积分且提供LED控制信号420的积分器416。如下文将论述，LED控制信号420用于控制/测定LED 404中的电流的电平，该电平又用在SMPS的初级侧来设定SMPS的输出电压。
[0074] 控制布置400还包括反馈环路422，该反馈环路422被配置成修改放大器参考信号410或放大器感测信号412以便减小这两个信号之间的差，并借此也减小误差信号418。以这种方式，减小通过LED 404的电流，并且因此还减小SMPS(特别是在低功率模式下)所消耗的功率。
[0075] 在这个例子中，反馈环路422被配置成基于LED电流(ILED)的幅值来修改放大器参考信号410或放大器感测信号412。也就是说，反馈环路422可以减小误差信号418，该误差信号418又根据LED电流来设定LED电流的幅值。反馈环路422能够对LED电流做出直接或者间接反应。
[0076] 如图4中示出，反馈环路422可以将参考补偿信号424a加到所接收参考信号428中以便提供放大器参考信号410。所接收参考信号428可以表示SMPS的预期输出电压(例如2.5V)，并且参考补偿信号424a可以用于调制这个信号从而使通过LED 404的电流减小。
[0077] 如同样在图4中示出，可以将感测补偿信号424b加到所接收感测信号426中，以便提供放大器感测信号412。所接收感测信号426可以表示SMPS的感测输出电压(例如在SMPS的输出处测量到的电压的比例)，并且感测补偿信号424a可以用于调制这个信号从而使通过LED 404的电流减小。
[0078] 加入这类参考补偿信号424a、424b可以被视作将偏移加到所接收信号中。
[0079] 图5示出用于能够在突发模式下操作的开关模式电源的控制布置。该电源也可以在非突发模式的正常模式下操作。电源包括被配置成将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧的光耦合器。借助于LED电流在光耦合器中传输控制信号，并且该控制信号与作为放大器参考信号的例子的参考信号和作为放大器感测信号的例子的信号之间的时变误差相关联，作为放大器感测信号的例子的该信号表示输出参数的实际值。该输出参数可以是输出电压。
[0080] 控制布置包括被配置用作比例积分误差放大器的误差放大器，该误差放大器可以是例如来自恩智浦半导体公司(NXP Semiconductors)的TL431的误差放大器，该误差放大器被配置用作比例积分误差放大器。比例积分误差放大器被配置成根据时变误差来测定LED电流。控制布置另外包括反馈环路，该反馈环路被配置成通过修改时间相关误差来调节突发之间的LED电流的幅值。如已经提到的，作为PI误差放大器的功能并不妨碍其它功能，并且具体地说加入微分是可能的。
[0081] 如上文所论述，如果不存在这类控制布置，则比例积分误差放大器的积分器可能在突发之间产生较大峰值LED电流。通过修改时间相关误差，可以减小或限制LED电流。
[0082] 达成这种效果的一种方式是(例如)通过直接感测来检测开关模式电源是否在突发模式下操作并且处在突发之间的状态下，而且基于检测到该电源处在这种状态下，使用反馈环路在光耦合器中直接钳制或限制LED电流。上文已在352处示出，可以截断或限制该电流；有可能重新使用这类电路而在突发之间将该电流限制或截断到小得多的值。然而，在这些实施例中，同样需要确定电源实际上是否处在突发之间，以便了解何时限制LED电流；这将要求另外一个电路或需要一定复杂度，并且因此导致该装置的额外成本。该确定可以以不同方式进行，这些方式对技术人员来说将是非常明显的。举例来说，对于包括“突发出现”标记或信号的电源，可以监视电源是否在突发模式下操作，并且在假设已知电源在突发模式下进行操作时，缺乏“突发出现”标记将表示电源处在突发之间。在其它实施例中，可以使用计时器：如果Vout在超时时段过去之前并没有开始上升，那么可以推断电源在突发模式下操作并且处在突发之间。
[0083] 在下文中将更详细描述的一或多个其它实施例中，反馈环路被配置成通过将时间相关偏移加到参考信号中来修改时间相关误差。这类实施例的例子在图5中和图6A中的框图中示出。如将在下文更详细地描述，图6A与图2类似但包括由电阻器R7 680限定的反馈环路。
[0084] 图5示出误差放大器510(例如TL431)，该误差放大器510被配置成通过包括积分器525而用作比例积分误差放大器，该积分器525通过电阻器R5和电容器C8限定。快速通道(或比例)电阻器560与光耦合器505的LED(源)侧串联连接。误差放大器510连接在光耦合器的接地侧上。然而，误差放大器的接地连接并不直接接地，而是在图5中的580处示出的电阻器R7连接在误差放大器与接地之间的接地路径中。电阻器R7 580还可以被称作补偿电阻器。
误差放大器510还具有连接到参考电压源542的第一端的参考输入端544。参考电压源542的第二端连接到误差放大器510的接地连接545。
误差放大器510还具有连接到参考电压源542的第一端的参考输入端544。参考电压源542的第二端连接到误差放大器510的接地连接545。
[0085] 误差放大器510提供LED控制信号(cath)540，该LED控制信号540影响流过光耦合器505的LED部分的电流。如图1示出，流过光耦合器505的LED的电流与流入误差放大器510的电流相同。由于LED控制信号(Vcath)540是参考接地而提供，并且由于误差放大器510的接地端545通过电阻器R7接地，因此应了解，跨电阻器R7降低的电压将取决于流过光耦合器505的LED的电流。因此，在误差放大器510的参考输入端544处接收的电压信号将是由参考电压源542提供的电压加上跨电阻器R7 580降低的电压。以这种方式，提供反馈环路，该反馈环路修改向误差放大器510的参考输入端544提供的参考信号，以便减小通过光耦合器
505的LED的电流。
505的LED的电流。
[0086] 以这种方式，从光耦合器LED电流到参考电压542的用于调节SMPS的输出电压的反馈能通过将电阻器580与调节器(TL431)的接地线串联放置来实现。所提出的反馈是因为TL431的参考电压与其接地端544有关而产生。通过归因于跨所提出的电阻器580的电压降而使接地升高，有效增大了参考电压，从而减小了Vout-Voutref。
[0087] 电路包括滤波网络520来使输出电压Vout平滑。通过电阻分压器530按比例缩放Vout，并且将该按比例缩放版本供应到误差放大器510。
[0088] 现将参考图6A来描述如图5示出的电路的操作，图6A以框形式示出该电路的相关部分。如已经描述，这个电路与图2中示出的电路类似，但加入了电阻器R7 680，电阻器R7 680将LED电流ILED变换成作为参考补偿信号的例子的电压Vcompens 646。相比于在图2中示出的电路，提供到误差放大器的放大器参考信号(Vref)610不再直接等于如由图6A中
2.5V的所接收参考信号限定的预设参考电平642。相反，Vcompens 646形成与预设参考电平
642的时间相关偏移，从而产生放大器参考信号610(Vref)。在加法器690中对该偏移进行相加。将所得放大器参考信号610(Vref)与表示输出电压的实际值的放大器感测信号(ref)
648进行比较。在这个实施例中，表示输出电压的实际值的放大器感测信号648是Vout的按比例缩放版本，该按比例缩放版本按比例缩放因数k1，该因数k1由电阻器R2和R3形成的电阻分压器来限定。
2.5V的所接收参考信号限定的预设参考电平642。相反，Vcompens 646形成与预设参考电平
642的时间相关偏移，从而产生放大器参考信号610(Vref)。在加法器690中对该偏移进行相加。将所得放大器参考信号610(Vref)与表示输出电压的实际值的放大器感测信号(ref)
648进行比较。在这个实施例中，表示输出电压的实际值的放大器感测信号648是Vout的按比例缩放版本，该按比例缩放版本按比例缩放因数k1，该因数k1由电阻器R2和R3形成的电阻分压器来限定。
[0089] 在图7中示出与图5和6A的电路相关联的各种波形。类似于图3中示出的那些波形，这个图在710处示出放大器参考信号Vref的曲线；第二曲线示出周期性单个突发720(对应于控制信号“突发出现”)；第三曲线730示出SMPS的输出电压Vout；曲线740示出误差放大器的输出处的电压Vcath，最后，曲线750示出光耦合器LED中的电流ILED。
[0090] 如从曲线710可以看出，由于射入的另外一个反馈信号，节点Vref处的电压现在不再固定，而是遵循Vout的三角形电压形状(在730处示出)。因此，740处的电压Vcath现在已经从抛物线形状变化成三角形状，与图3中示出的电压相比其具有小得多的峰值。因此，光耦合器中的电流相对于图3中示出的电流已经明显减小。使用上文参考图3所描述的相同例子，额外功率消耗现在在初级侧处仅为80μA×20V并且在次级侧处仅为450μA×12V。总体功率损耗则仅为6.4mw，是与图2中示出的电路相关联的损耗(24mW)的四分之一。
[0091] 在图6B中以功能块形式示出电路的变体。除了反馈环路并非根据ILED电流而是根据(vout-cath)的电压获得之外，这个电路与图6A中示出的电路类似。该电压按比例缩放因数k2以提供信号Vcompens。
[0092] 那么：
[0093] Vcompens＝k2×(Vout-cath)。
[0094] 补偿电压Vcompens仍用以通过修改时间相关误差、具体地说通过将时间相关偏移加到所接收参考信号中来调节突发之间的LED电流的幅值。
[0095] 为了确定修改时间相关误差的程度、为了提供最佳解决方案，并且具体地说参考刚刚描述的实施例来选择R7的值以向参考信号提供时间相关偏移，可以进行以下计算：
[0096] 首先应注意，ve＝k1.Vout-Vcompens (1)
[0097] 并且
[0098] 由T1＝R2.C8(忽略R5)限定积分时间T1，那么
[0099]
[0100]
[0101] 因此
[0102] 然后通过以下限定两个频率F1、F2：
[0103]
[0104] 和
[0105] 使得对于频率＜F1、F2：
[0106]
[0107] 并且对于频率＞F1、F2：
[0108]
[0109] 这些计算示出对于大约为环路带宽的幅值的频率来说，增益(从Vout到ILED)为1/R4，与不具有电流反馈的增益(快速通道)相同。对于对应于突发频率的较低频率，从Vout到LED电流的增益为k1/R7。这允许由R7通过选择反馈的适当值来设定光耦合器峰值电流，因为输出处的纹波电压与光耦合器电流之间的比率现在由R7设定。结果是抛物线形状被三角形状替换，该三角形状的幅度不再取决于突发频率。这样可以实现极低突发频率并且可以允许在突发出现间隔期间优化变换功率以满足最佳效率设定。R7的典型阻值可以在10Ω与50Ω之间：在具体例子中，发现有效阻值为20Ω。
[0110] 在更多实施例中的一个实施例中，突发模式具有大于50ms的重复周期，和小于20Hz的频率：出于可听噪声的原因，突发模式频率通常大概低于1kHz到2kHz。在无负载的特定情况下，重复频率可以低得多，而且甚至可以小于25Hz。当然，应了解，突发出现时间不可以短于1个开关循环。出于效率原因，在那1个开关循环期间(具有大约50μsec的Tper)的功率将通常保持在相对较高电平，例如满载电平的10％。在典型应用中，满载电平可以超过约
300Watt。在无负载时，所需功率通常约为50mWatt，因此占空比将为：
300Watt。在无负载时，所需功率通常约为50mWatt，因此占空比将为：
[0111] 50mW/(300W*10％)＝1.7×10-3。
[0112] 以50μsec周期时间的开关循环为例，这样得出突发周期或突发重复时间为：50μs/1.7×10-3＝30msec。
[0113] 图8示出根据一或多个实施例的流程图。具体地说，图8的流程图示出控制开关模式电源的方法，该开关模式电源能够在突发模式下操作并且包括光耦合器，该光耦合器被配置成借助于LED电流将控制信号从开关模式电源的次级侧传输到初级侧，该控制信号表示参考信号与表示输出参数的实际值的信号之间的时变误差。该方法包括：在步骤810中由比例积分误差放大器根据时变误差得出LED电流；和在步骤820中由反馈环路通过修改时间相关误差来调节突发之间的LED电流的幅值。
[0114] 图9A示意性地示出用于SMPS的控制布置900a的另一个示例性实施例。在这个例子中，包括有效地将补偿信号加到所接收感测信号中的补偿电阻器/反馈电阻器902a。如同上文参考图5和6A所论述的例子，并且如下文更详细地论述，通过补偿电阻器902a的电流取决于通过光耦合器的LED 904a的电流(ILED)。因此，跨补偿电阻器902a降低的电压取决于ILED，并且跨补偿电阻器902a降低的电压影响提供到误差放大器910a的放大器感测信号。
[0115] 在图9A中，三个电阻器R2、R3、R4在SMPS的输出端918a与接地之间串联连接。电阻器R2可以被视作补偿电阻器902a。三个电阻器R2、R3、R4限定电阻分压器906a。在电阻器R3与R4之间限定有向误差放大器910a提供放大感测信号的感测节点908。
[0116] 光耦合器的LED 904a与电阻分压器906a中的电阻器子集并联连接。在这个例子中，LED 904a与误差放大器910a彼此串联连接，并且LED 904a与误差放大器910a的串联组合与电阻分压器906a的电阻器R3和R4平行设置。
[0117] 当无电流流过LED时，放大感测信号在感测节点908a处的电压由电阻分压器906a限定为：
[0118]
[0119] 这个电压亦可被视作所接收感测信号，因为其仅仅表示SMPS的输出电压。
[0120] 现在，如果电流(ILED)流过LED 904a，那么这个电流也将流过补偿电阻器902a，这样将增大跨补偿电阻器902a降低的电压，并且因此减小感测节点908a处的电压信号。因为已经将补偿信号(由于ILED而跨补偿电阻器902a降低的电压)加到所接收感测信号(感测节点908处由于从SMPS的输出端918a流过电阻分压器906a的电流而产生的电压)中，所以该电压信号可以被视作为所接收感测信号的修改版本的放大感测信号(在感测节点908处)。以与上文所论述相同的方式，使用这类补偿信号可以减小由误差放大器910a测定的误差信号，并且因此可以减小流过LED 904a的电流。
[0121] 图9A的例子可以在本地将反馈应用于SMPS输出的控制环路误差放大器，以便通过限制光耦合器LED 904a中的电流来减小低负载下的功率消耗并改进重复负载阶跃瞬态响应。
[0122] 在突发模式或瞬态的情况下，输出电压Vout可以高于设定点，光耦合器LED电流将增大直到Vout降低到低于其设定点为止。在图9A的电路图中，使用3管脚误差放大器910a。借助于输出分压器906a中的反馈电阻器R2 902a将光耦合器LED电流反馈回到参考电压。光耦合器LED电流产生跨反馈电阻器902a的电压，因而误差放大器910a将减小光耦合器LED电流(本地反馈)。
[0123] 图9B和9C示意性地示出用于SMPS的控制布置900b、900c的另外的示例性实施例。已经参考图9A描述的图9B和9C的特征将不必再在此进行描述。
[0124] 在图9B和9C中，在SMPS的输出处提供LC网络以便减小SMPS的输出端918b、918c处的电压的波动。LC网络包括平滑化电感器912b、912c和平滑化电容器914b、914c。在两个例子中，平滑化电容器914b、914c连接于SMPS的输出端918b、918c与接地之间。
[0125] 如图9B中示出，电阻分压器906b连接到SMPS的在反馈节点916b处的输出。在图9B中，平滑化电感器912b在反馈节点916b与SMPS的上游组件(在图9B中未示出)之间串联连接。
[0126] 如图9C中示出，平滑化电感器912c在反馈节点916b与SMPS的输出端918c之间串联连接。
[0127] 图10A和10B示出用于SMPS的控制布置的另外的示例性实施例。这些图示出可以利用除3管脚放大器外的误差放大器(例如TL431)来实施控制布置的方式。
[0128] 图10A包括作为误差放大器的运算放大器(opamp)1010a。以与图9A的电路类似的方式，控制布置包括在感测节点1008a处提供放大感测信号的电阻分压器1006a。电阻分压器1006a包括同样传递LED电流的补偿电阻器1002a，并且因此使电压降低，该电压随着LED电流的电平改变。在这个例子中，补偿电阻器1002a连接到SMPS的输出端。
[0129] 在其它例子中，可以替代地将图10A的运算放大器(opamp)1010a提供为运算跨导放大器(OTA)。在一些例子中，如技术人员将了解，当使用OTA时，反馈网络可以以稍微不同的方式连接。
[0130] 图10B也包括作为误差放大器的运算放大器(opamp)1010b。在这个例子中，电阻分压器1006b与参考电压源1007b串联设置，并且在参考节点1008b处提供放大参考信号。电阻分压器1006b包括传递LED电流的补偿电阻器1002b，并因此同样使电压降低，该电压随着LED电流的电平改变。在这个例子中，补偿电阻器1002b接地。
[0131] 应了解，微分误差补偿和额外比例误差补偿也可以包括在本文中公开的补偿网路中的一或多个中。图11示出控制布置的示例性实施例，该控制布置示出实施微分误差补偿的两种可能方式。已经参考先前的图描述的图11的特征将不必再在此进行描述。
[0132] 适用于提供微分补偿的第一微分RC块1120在补偿电阻器1102的第一端(其也连接到SMPS的输出端1124)与LED 1126之间串联连接。第二微分RC块1122连接在补偿电阻器1102的第二端与感测节点1108之间。控制布置未必需要包括两个块。示出两个单独的微分RC块1120、1122以便示出可以将其连接到新加入的补偿电阻器1102的任一端的方式。
[0133] 上文所公开的例子涉及调节器中具有用于低负载输入电流反馈的SMPS，该SMPS可以为光耦合器电流的过冲(其引起功率消耗在无负载时不当的增大)提供解决方案。该解决方案可以允许在突发出现间隔期间设定高功率，同时防止LED电流的抛物线形状并进而避免高峰值电流。这样可以允许较长的突发重复周期而不具有高光耦合器电流。以这种方式，可以明显减小光耦合器电流对无负载输入功率的作用。
[0134] 当负载阶跃从高负载到无负载并且随后回到高负载时，可能出现由光耦合器电流中的相同过冲所引起的另一个问题。在变换成无负载时，调节环路可能耗费一些时间来将传递功率减小到0。这样会在Vout处产生无法减小的过冲，因为当不存在负载时，无法消耗存储于输出电容器中的能量。由于过冲只可能较小，因此这可能并非值得注意的问题。然而，反馈环路的误差放大器会持续对这个过冲进行积分，这样可能导致光耦合器电流增加到较大值。当负载返回时，反馈环路可能耗费时间来进行积分从而回到传递的功率可能增大之前的正常光耦合器电流电平。这样可能产生明显的下冲。由于当光耦合器电流达到一定电平时，如上文所公开的例子可以阻止或减少积分器在突发之间进行进一步积分，因此也可以在负载阶跃之后有利地耗费较少时间来积分回到原状态，从而因此产生更小下冲。因此，本文中所公开的电路中的一或多个的优势不限于在突发模式下操作的SMPS。
[0135] 在一些应用中，以上例子中的一或多个的潜在缺点在于基于光耦合器电流的额外反馈在正常稳态操作期间也存在，因此可能产生输出电压的误差。尽管在一些应用中，这个误差可能足够小而被视为是可接受的，但在下文描述用于减小正常稳态操作期间的误差的各种选择。例如，反馈环路可以在正常操作期间减小对放大器参考信号或放大器感测信号(ref)的修改程度。
[0136] 如下文将论述，可以取决于光耦合器电流而得到反馈以使得在稳态操作期间不发生或仅发生较少额外反馈(基于ILED)，而预期额外反馈在过冲或无负载状况期间在光耦合器电流电平下发生。以这种方式，可以如上文所论述般提供基于误差信号(Vout-Voutref)的特性和调节器的参考电压(Voutref)的反馈，并且此外，反馈可以取决于光耦合器电流的值。
[0137] 参考图5和6A，可以通过将补偿电阻器R7 580、680实施为非线性电阻器(例如取决于电流的电阻器)来提供这个额外功能。
[0138] 图12示出非线性电阻器的示例性特征，该非线性电阻器可以用作本文中所公开的任何补偿电阻器。在横轴上示出通过组件的电流。在竖轴上示出跨组件的电压。竖轴上的电压电平可以被视作由补偿电阻器提供的补偿信号的电平，该电平是基于通过LED的电流(如在横轴上示出)而设定。
[0139] 当SMPS在正常稳态操作模式下操作时，LED电流通常可以低于SMPS在突发操作模式下操作时的LED电流。如图12中示出，当电流具有低值并且SMPS在正常稳态区域内时，非线性电阻器仅具有较小电压降。在这个区域外部，对于更高电流值，非线性电阻器具有更高电压降。因此，在正常稳态区域中，非线性电阻器产生补偿信号，该补偿信号对所接收参考信号或所接收感测信号具有极小作用或无作用。
[0140] 更具体地说，在图12的例子中，对于1mA以下的电流，跨组件的电压降极小。对于1mA以上的电流，非线性组件表现为100欧姆电阻器，从而产生预期反馈以：调适误差放大器的有效参考电压；或调适有效感测输出值。因此在这个例子中，非线性电阻器可以称为具有
1mA的阈值电流电平，超过1mA时，非线性电阻器表现为线性电阻器，且低于1mA时，非线性电阻器表现为短路。参考图12中的1200来识别阈值电流电平。
1mA的阈值电流电平，超过1mA时，非线性电阻器表现为线性电阻器，且低于1mA时，非线性电阻器表现为短路。参考图12中的1200来识别阈值电流电平。
[0141] 图13示出例如图1中的一个电路的电路中的示例性波形，该电路并不包括用于减小放大器参考信号与放大器感测信号之间的误差的另外一个反馈环路。在横轴上示出时间。
[0142] 图13的第一曲线示出为零的补偿信号1300，这是因为在这个例子中不存在额外反馈。图13的第二曲线示出光耦合器LED电流(ILED)1302，并且也示出通过光耦合器1304的光检测器的电流。第三曲线示出SMPS的输出电压(Vout)1306，并且也示出由误差放大器提供的LED控制信号(Vcath)1308。第四曲线示出间接地用以控制SMPS的初级侧电源开关的操作的初级侧控制信号(Vcontrol_normal)1310。Vcontrol_normal 1310可以被视作表示由SMPS传递的功率的信号。
[0143] 对于图13的模拟，SMPS在正常稳态操作模式下操作直到5ms。随后在5ms处，去除或减小负载。在10ms处，重新连接负载。
[0144] 图13示出当在10ms处重新连接负载时，相对于12.11V的调节值，Vout 1306发生明显下冲。这是由于电压Vcath 1308向下积分(integrate down)。在负载返回的时刻(t＝10ms)，大约需要400μs来将Vcath 1308与Vout 1306之间的差减小到用于限定光耦合器电流ILED 1302的适当电平的电平，该适当电平允许增大SMPS的输出功率。在这400μsec期间，Vout降低差不多一伏特，这在要求最大5％下冲的一些应用中可能是不可接受的。
[0145] 图14到17和19到20用对应附图标号示出与图13相同的波形。
[0146] 图14示出例如图5中的一个电路的电路中的示例性波形，该电路包括用于提供补偿信号的另外一个反馈环路，以减小放大器参考信号与放大器感测信号之间的误差。在这个例子中，补偿信号由线性/固定补偿电阻器提供。
[0147] 图14示出归因于参考由于电流反馈而增加，在5ms与10ms之间防止/减小Vcath 1408的积分作用。然而，在正常操作期间(直到5ms)，输出电压(Vout)1406的调节值现在为
12.27V，该值比预期值高1.3％。
12.27V，该值比预期值高1.3％。
[0148] 图15示出例如图5中的一个电路的电路中的示例性波形，但这次具有由非线性补偿电阻器(例如在图12中以可操作方式示出的一个非线性补偿电阻器)所提供的补偿信号。
[0149] 在5ms之前的正常稳态操作期间，Vout 1506具有其12.11V的预期值，该值与图13中示出的用于不具有额外反馈的电路的值相同。另外，在图15中的负载阶跃之后，以与图14相同的方式来有利地防止/减少Vcath 1508的积分。因此当负载在10ms处返回时，也能防止/减少Vout 1506的下冲。
[0150] 光耦合器具有CTR(电流传输比)，该CTR影响应穿过光耦合器LED的电流的电平以在SMPS的初级侧处达成所需控制。光耦合器的CTR具有公差并且将随着光耦合器的寿命而改变。这还将导致公差在输出电压下的不当增加。
[0151] 图16示出与用于图15的电路(具有非线性补偿电阻器)相同的电路的示例性波形，并且表示光耦合器的CTR增大到其最坏情况最大值(高达两倍，在这个例子中为0.5)的模拟。
[0152] 图16示出在具有最大CTR的情况下，在5ms之前的正常操作模式期间，次级侧1602处的光电电流低于标称CTR下的电流。结果为，Vcath 1608必须更加向下积分以便累积足够的电流来使Vref有效地匹配Vout 1606，以使得积分过程停止。这也意味着在负载已经在10ms处返回之后，回到正常功率电平所花时间稍微变长，但在图16中这种延迟是最小的。
[0153] 图17示出与用于图15的电路(具有非线性补偿电阻器)相同的电路的示例性波形，并且表示光耦合器的CTR增大到其最坏情况最小值(低至2分之一，在这个例子中为0.125)的模拟。
[0154] 图17示出在极低CTR下，在5ms之前的正常操作模式期间，次级侧1702处所需的光电电流变得极其接近于非线性电阻器的阈值电流电平。如图12中所示，这个例子中的阈值电流电平为1mA。这使得在正常操作模式期间开始进行电流反馈并且产生不稳定环路。这个问题可以通过增大非线性电阻器的阈值电流电平的水平来解决，该阈值电流电平限定反馈从何处开始，例如从2mA开始。
[0155] 图18示出非线性电阻器的特征的另一个例子，该非线性电阻器可以用作补偿电阻器。当与图12的特征相比时，可以看出图18的阈值电流电平1800已经从1mA增大到2mA。
[0156] 图19示出与用于图17的电路(具有非线性补偿电阻器)相同的电路的示例性波形，其中光耦合器的CTR增大到其最坏情况最小值(低至2分之一，在这个例子中为0.125)，但这次将非线性电阻器的阈值电流电平设定成2mA。
[0157] 相比图17，图19示出SMPS视需要在正常稳态操作期间稳定。
[0158] 图20示出与用于图19的电路(具有非线性补偿电阻器)相同的电路的示例性波形，其中非线性电阻器的阈值电流电平设定为2mA，但这次将光耦合器的CTR增大到其最坏情况最大值(在这个例子中为0.25)。
[0159] 图20示出Vcath 2008现在必须比图16的曲线中示出的情况更加向下积分，其中非线性电阻器的阈值电流电平为1mA。这产生较高光电电流2002。
[0160] 鉴于以上论述，本发明人已经了解，可能有利的是在稳态操作期间将非线性电阻器的阈值电流电平设定为不比光电电流2002的电平高太多的点。
[0161] 因此，本文中所公开的任何控制布置(使用具有阈值电流电平的非线性组件)可以包括阈值设定块，该阈值设定块可以在正常稳态操作期间基于SMPS的操作状况来适应性地/动态地设定非线性组件的阈值电流电平。
[0162] 在一个例子中，阈值设定块可以周期性地/有规律地测定次级侧处的光耦合器电流，并且随后针对在稳态期间通过光耦合器的LED的电流的标称值测定估计稳态电流电平。在图20的例子中，LED电流2002的估计稳态电流电平将为约0.3mA(直至5ms时ILED 2002的电平)。类似地，在图19的例子中，LED电流1902的估计稳态电流电平将为约1mA。
[0163] 阈值设定块随后可以设定非线性组件的阈值电流电平，(例如)从而基于估计稳态电流电平来控制图12或18中电阻部分开始的点(在图18中示出为参考1800)。例如，阈值设定块可以将固定阈值偏移应用于估计稳态电流电平(例如100μA、200μA、500μA)以便测定非线性组件的阈值电流电平。或者，阈值设定块可以将相对阈值偏移应用于估计稳态电流电平(例如乘以1.1、1.5或2)。这种方法可以抵消CTR扩展和CTR偏移在使用寿命中的作用，同时维持电阻部分区域的经改进值/最佳值。
[0164] 将了解，对非线性电阻器的以上论述可以用于以下实施例，该等实施例包括在TL431误差放大器的接地路径中并且还呈基于光耦合器电流的任何反馈形式的补偿电阻器，该反馈包括修改提供到次级侧控制器的参考电压的那些反馈。
[0165] 使用非线性组件的想法不仅可以用于SMPS的突发模式中，也能用在正常操作期间，包括用于较高负载与较低负载之间的负载阶跃。
[0166] 通过阅读本公开，技术人员将明白其它变化和修改。这些变化和修改可以包括等效物和其它特征，这些等效物和特征在用于开关模式电源的控制布置的技术中已知并且可作为本文中所描述的特征的替代或补充来使用。
[0167] 具体地说，技术人员将了解，尽管图中已示出谐振变换器的次级侧，但本发明不限于谐振变换器，而是可以同样适用于其它类型的例如将容易想到且不限于反激变换器、降压变换器的变换器。
[0168] 尽管所附权利要求书是针对具体特征组合，但应理解，本发明的公开内容的范围也包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化，而不管其是否涉及与当前在任何权利要求中主张的发明相同的发明，和其是否缓解与本发明所缓解的任一或全部技术问题相同的技术问题。
[0169] 在单独实施例的上下文中描述的特征也可以组合地提供在单个实施例中。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合形式提供。申请人特此提醒，在审查本申请案或由此衍生的任何另外的申请案期间，可以根据此类特征及/或此类特征的组合而制订新的权利要求。
[0170] 为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”不排除多个，单个处理器或其它单元可以实现在权利要求书中所述的若干装置的功能，并且权利要求书中的附图标记不应被解释为限制权利要求书的范围。
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