保護回路
专利汇可以提供保護回路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且【課題】RCCの特徴である簡素さを維持したまま、二次側出 力 電圧の異常時に出力電圧を十分に低下させ、その状態を保持する。さらにヒューズという不可逆な状態記憶手段を使用することにより、一度でも保護回路が作動すると異常原因を取り除いたとしても二度と復帰せず、製造工程にて一度過電圧を発生させてしまったものの、何かの拍子で原因が取り除かれ、負荷がダメージを負った状態で市場に流出することを防ぐ。 【解決手段】第一のスイッチング素子Q13と、第一のスイッチング素子の制御 端子 に接続された 信号 伝達手段と、信号伝達手段の他方の端子と、ヒューズ素子X11と、ヒューズ素子と電圧源に接続された抵抗R111と、ヒューズ素子に直列に接続された第二のスイッチング素子Q14を備える回路において、第二のスイッチング素子をオンすると、第一のスイッチング素子がオンするより先に、ヒューズ素子が溶断する。 【選択図】図1，下面是保護回路专利的具体信息内容。
第一のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子の制御端子に接続された、信号伝達手段と前記信号伝達手段の他方の端子と、ヒューズ素子と、前記ヒューズ素子と電圧源に接続された抵抗と、前記ヒューズ素子に直列に接続された第二のスイッチング素子を備える回路において、前記第二のスイッチング素子をオンすると前記第一のスイッチング素子がオンするより先に前記ヒューズ素子が溶断することを特徴とする保護回路。前記信号伝達手段がコンデンサと抵抗からなる積分回路であることを特徴とする請求項1に記載の保護回路。前記信号伝達手段がツェナーダイオードであることを特徴とする請求項1に記載の保護回路。前記信号伝達手段が抵抗であり、前記第一のスイッチング素子の制御端子と出力端子間に接続された抵抗とともに分圧回路を構成していることを特徴とする請求項1に記載の保護回路。前記第二のスイッチング素子の制御端子を回路上の特定の場所に定電圧素子を介して接続し、前記特定の場所の電圧が一定値を超えたら前記第二のスイッチング素子がオン状態になることを特徴とする請求項1に記載の保護回路。前記特定の場所がリンギングチョークコンバータの二次側出力電圧であり、請求項1に記載の第一のスイッチング素子が二次側から一次側へ信号を伝達する伝達手段に接続されたことを特徴とする請求項5に記載の保護回路。
本発明は、リンギングチョークコンバータ(以下、RCCと表記する)におけるヒューズ溶断型の過電圧の保護回路に関する発明である。
RCC等のフライバックコンバータは出力電圧を一定に制御する定電圧制御回路に故障が発生した場合、出力電圧が跳ね上がってしまう。そのような過電圧状態が発生すると出力平滑用コンデンサの破損、スイッチングトランジスタや抵抗の異常発熱、さらには負荷の故障等の問題が発生する。ゆえに、過電圧が発生した場合にそれを検知して、これらの問題が起こらないようにする仕組みが必要となる。
これが過電圧保護回路であり、異常が発生した場合に出力電圧を一定値以上に上がらないように保持する方式と、出力電圧を低下させて保持する又は遮断する方式がある。前者は簡単な回路構成で実現できるものの、より電圧が低くなる後者の方式が望ましく電源ICを利用した多くのフライバックコンバータは後者を採用している。これは電源ICが出力電圧の異常を検知すると発振動作を止め、その状態を自己保持することにより実現される。
しかしながらRCCは電源ICを使用せず、全てトランジスタやダイオードなどの汎用部品で構成される。さらにRCC方式を採用する利点は部品点数が少なくコストを抑えられる点であるため、電源ICと同様の機能を盛り込むために回路規模を大きくすると前記利点が損なわれてしまう。また、回路の信頼性も複雑な回路より単純な回路の方が高いことは明白であり、この点からも保護回路は簡単な構成である方が良い。従って異常時に出力電圧を低下させる手段を簡単な回路で実現することがRCCに過電圧保護回路を加える上での課題となる。これに関し、特許文献1のようにヒューズを溶断することによって回路構造を変化させる仕組みにすると比較的簡単に保持動作をすることができる。
特開昭58−191527号公報
前記特許の代表図を図5に記載する。図5においてBATは電池、R21〜R25は抵抗、R26は負荷、Q21・Q22はトランジスタ、X21はヒューズ、INはヒューズを溶断するための電流を入れる点である。前記特許はINに電圧を加えてR21経由でX21に電流を流すことでX21を溶断し、BATからR22,R23経由でベース電流が流れてQ22がオンになる。するとQ21もオンになりR26に電流が供給されるようになるものである。
この前記特許に対し、INの部分をツェナーダイオード経由でRCCの出力電圧部に接続し、Q21をRCCの発振を停止させる手段(例えば帰還制御回路)に接続してQ21オン時にRCCを発振停止できるようにすれば異常電圧が発生したときにX21が溶断してRCCの発振を抑制し続ける回路が実現できると考えられる。しかし実際にその構成では出力電圧を十分に落としきれないという問題が発生する。
前記特許の場合はX21を溶断するための電流を外部から供給することを前提としているため、電流容量に余裕のある電源を使用できる。従って、定格電流の大きなヒューズを使用することができる。しかし、RCCの保護回路に同様の構成を使用する場合、ヒューズを溶断する電流源はRCC自身の出力となる。RCCは各種電源の中では比較的低出力の電源方式であり、他の部分にも電流を供給していることを考えるとヒューズ溶断に回せる電流は少ない。そのため少ない電流でも溶断できるヒューズを使用することが必要となる。
しかしそのようなヒューズは少ない電流で大きなジュール熱を発生させるため、抵抗値が大きく作られている。従って電流が流れた際にヒューズ両端に発生する電圧が高くなり、図5におけるQ22のベース・エミッタ間電圧を上回った時点でQ22がオンになってしまう。RCCの保護回路として使用する場合、Q22やQ21はRCCの発振を停止させるスイッチとなるので、これらがオンになると出力電圧が低下し始める。出力電圧が低下し始めるとヒューズを溶断させるための電流が取れなくなり、ヒューズ溶断が不可能になる。また、出力電圧低下に伴いQ22やQ21も再びオフになるので、結果としてRCCの出力電圧を十分に低下させることができない状態が保持されることになる。
上記目的を達成するために請求項1に記載の発明は第一のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子の制御端子に接続された信号伝達手段と前記信号伝達手段の他方の端子と、ヒューズ素子と、前記ヒューズ素子と電圧源に接続された抵抗と、前記ヒューズ素子に直列に接続された第二のスイッチング素子を備える回路において、前記第二のスイッチング素子をオンすると前記第一のスイッチング素子がオンするより先に前記ヒューズ素子が溶断することを特徴とした回路である。
請求項2に記載の発明は前記信号伝達手段がコンデンサと抵抗からなる積分回路であることを特徴とする請求項1に記載の回路である。
請求項3に記載の発明は前記信号伝達手段がツェナーダイオードであることを特徴とする請求項1に記載の回路である。
請求項4に記載の発明は前記信号伝達手段が抵抗であり、前記第一のスイッチング素子の制御端子と出力端子間に接続された抵抗とともに分圧回路を構成していることを特徴とする請求項1に記載の回路である。
請求項5に記載の発明は請求項1において前記第二のスイッチング素子の制御端子を回路上の特定の場所に定電圧素子を介して接続し、前記特定の場所の電圧が一定値を超えたら前記第二のスイッチング素子がオン状態になることを特徴とした回路である。
請求項6に記載の発明は請求項5に記載の特定の場所がリンギングチョークコンバータの二次側出力電圧であり、請求項1に記載の第一のスイッチング素子が二次側から一次側へ信号を伝達する伝達手段に接続されたことを特徴とする回路である。
本発明によれば、RCCの特徴である簡素さを維持したまま二次側出力電圧の異常時に出力電圧を十分に低下させ、その状態を保持することが可能となる。さらにヒューズという不可逆な状態記憶手段を使用することにより、一度でも保護回路が作動すると異常原因を取り除いたとしても二度と復帰しない。そのため例えば製品において製造工程にて一度過電圧を発生させてしまったものの何かの拍子で原因が取り除かれ、負荷がダメージを負った状態で市場に流出するという事態をも防ぐことができる。
本発明の第一の実施例の回路図である。
本発明の第一の実施例を説明するタイミングチャートである。
本発明の第二の実施例の回路図である。
本発明の第三の実施例の回路図である。
本発明の先行例の回路図である。
(実施例1) 本発明の第一の実施例を図1に示し、そのタイミングチャートを図2に示す。図1において、C11〜C15はコンデンサ、R101〜R112は抵抗、Q11・Q14はMOSFET、Q12・Q13はトランジスタ(Vth=0.6V)、T11はフライバックトランス、D11はダイオード、VZ11・VZ12はツェナーダイオード、OP11はオペアンプ、PC11はフォトカプラ、X11はヒューズである。VZ12は過電圧保護回路の動作開始を決めているツェナーなので、通常の制御に使用されるツェナーであるVZ11よりツェナー電圧を高く設定しておく。
課題の項で説明した回路と違う点は、R111とC15が加えられている点である。これら2つの素子によってQ14がオンになった後X11に発生する電圧とQ13のベース・エミッタ間に発生する電圧との間に時間差が発生し、X11の両端電圧の方が先に上昇することになる。
例えばX11に両端電圧がAという値になったら溶断する電流ヒューズを使った場合、Q13のベース・エミッタ間電圧がQ13のしきい値を超える前にX11両端電圧がAになるようにR111とC15の値を設定すればX11は確実に切れることになる。なおR110はX11溶断後にQ13のベース電流を供給するための抵抗なので、過電圧保護回路作動後にQ13をオンし続けるのに必要なベース電流を流せるだけの抵抗値に設定しておけばよい。
図1において例えばX11に定格0.20Aのヒューズを使用する場合を考える。あるメーカの0.20Aヒューズは1500mΩの内部抵抗値を持っている。これを0.01秒以内に溶断するためにヒューズの溶断特性より500mAの電流を流すように設定する。具体的にはRCCの出力電圧を24Vとすると、R109の値を24÷0.5=48より、48Ωに設定する。
次に回路動作を説明する。正常時はOP11を中心とするフィードバック経路により制御されているが、万が一この経路による制御が不可能になった場合RCCの出力電圧は発振の抑制を失って上昇することになる。するとVZ12がオンになり、Q14がオンになる。500mAの電流がR109・Q14を流れX11に至る。X11には電圧0.75V(1500mΩ×0.5A)が発生することになる。
Q13のベース・エミッタ関電圧はR111とC15の時定数によりX11の両端より遅れて上昇することになる。結果としてQ13がオンする前にX11が溶断し、その後Q14がオフになったとしてもR110からQ13のベース電流が供給されてQ13はオンし続けることになる。Q13がオンするとPC11のLEDが光るためRCCの発振が抑制されて出力電圧は低下する。
(実施例2) 実施例2を図3に示す。実施例2は図1のR111とC15から成る積分回路を、ツェナーダイオードVZ13に置き換えたものである。基本的な動作は実施例1と同じであり、実施例1では時間差を利用してX11を確実に先に溶断していたのに対し、実施例2ではX11が溶断した際にX11の両端電圧が一気に上昇する点を利用してQ13をオンにする。即ち上述の両端電圧がAという値になったら溶断するヒューズをX11に使用した場合、VZ13のツェナー電圧A以上の値に設定しておけばQ13は確実にX11が溶断した後にオンすることになる。なお、VZ13のツェナー電圧はQ13がオンした後のRCCの出力電圧に加算されるため、できるだけ低い方が望ましい。
(実施例3) 実施例3を図4に示す。実施例3は図1のR111とC15から成る積分回路を、それぞれ抵抗R113とR114に置き換えたものである。基本的な動作は実施例1と同じであり、実施例1では時間差を利用してX11を確実に先に溶断していたのに対し、実施例3ではX11に発生する電圧を分圧することでX11の両端とQ13のベース・エミッタ間に差を作ってX11を確実に先に溶断させる。即ち上述の両端電圧がAという値になったら溶断するヒューズをX11に使用した場合、VthをQ13のしきい値とすると A×(R114÷(R113+R114)) < Vth という関係の成り立つようにR113とR114の値を選べばX11が確実に先に溶断することになる。
なお、本発明の範囲は上述した全ての実施例に限定されるものではない。例えばフォトカプラを通常時用と保護回路用で分けたり、Q13をPNPトランジスタまたはPチャネルMOSFETにしてPC11のアノード側から電流を供給する回路構成にした場合等も、本発明と同様の原理を用いる限りその範囲内と考えることができる。
C11 一次平滑コンデンサ、C12〜C13 コンデンサ、 C14 出力平滑コンデンサ、C14 コンデンサ、D11 ダイオード、 OP11 オペアンプ、PC11 フォトカプラ、Q11 MOSFET、 Q12〜Q13 NPNトランジスタ、Q14 MOSFET、 R102〜R114 抵抗器、VZ11〜VZ13 ツェナーダイオード、 X11 電流溶断型ヒューズ
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