变换器控制方法以及驱动控制器
阅读：979发布：2020-05-08
专利汇可以提供变换器控制方法以及驱动控制器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种变换器控制方法，以及一种驱动 控制器 ，变换器的功率管在不同的检测条件下处于三种不同的工作状态：硬 开关 状态、 软开关 状态、停止开关状态。提供一种高可靠的过流与 短路 保护的方式；既可以获得集成 电路 赋予变换器拓扑结构所需的对称性的优点，又通过合理的设计实现了变换器的高可靠性，并且在故障 信号 撤销后能及时恢复，避免了在保护的假死状态下不能及时被唤醒而导致客户端供电异常的 风 险；既全面有效地保护了电源变换器因为异常状态而可能遭受的损坏，又最大限度地为负载端提供所需 能量 ，完成电源变换器应有的本质任务。，下面是变换器控制方法以及驱动控制器专利的具体信息内容。
1.变换器控制方法，其特征在于，包括：
判断通过NMOS管的电流值是否大于设定值，若是大于设定值，则令NMOS管驱动模块处于软开关状态，否则，令NMOS管驱动模块处于硬开关状态。
2.根据权利要求1所述的变换器控制方法，其特征在于，
所述软开关状态是指所述NMOS管开通时，所述NMOS管驱动模块减小驱动电压使所述NMOS管处于不完全导通状态，从而降低所述NMOS管通过的电流；
所述硬开关状态是指所述NMOS管驱动模块以满足NMOS管完全导通的电压进行驱动，若所述NMOS管驱动模块能提供的最大电压未达到NMOS管完全导通所需的电压，则以所述NMOS管驱动模块能够提供的最大电压进行驱动。
3.根据权利要求2所述的变换器控制方法，其特征在于，还包括：
判断控制器内部温度是否大于第一温度阈值，若是检测到控制器内部温度大于第一温度阈值，则令所述NMOS管处于停止开关状态；
判断控制器内部温度是否小于第二温度阈值，若是检测到控制器内部温度小于第二温度阈值，则恢复所述NMOS管开关状态。
4.根据权利要求3所述的变换器控制方法，其特征在于，所述停止开关状态是指所述NMOS管处于关闭状态。
5.根据权利要求4所述的变换器控制方法，其特征在于，该方法之前还包括：将所述NMOS管驱动模块初始化为软开关状态。
6.变换器驱动控制器，其特征在于，包括：
过流检测判断模块，用于判断通过NMOS管的电流值是否大于设定值；
软驱动电压产生模块，用于当所述NMOS管的电流值大于设定值时，提供软驱动电压，使得NMOS管驱动模块以软开关状态驱动NMOS管；
硬驱动电压产生模块，用于当所述NMOS管的电流值小于等于设定值时，提供硬驱动电压，使得所述NMOS管驱动模块以硬开关状态驱动NMOS管。
7.根据权利要求6所述的变换器驱动控制器，其特征在于，
所述软开关状态是指所述NMOS管开通时，所述NMOS管驱动模块减小驱动电压使NMOS管处于不完全导通状态，从而降低NMOS管通过的电流；
所述硬开关状态是指所述NMOS管驱动模块以满足NMOS管完全导通的电压进行驱动，若所述NMOS管驱动模块能提供的最大电压未达到NMOS管完全导通所需的电压，则以所述NMOS管驱动模块能够提供的最大电压进行驱动。
8.根据权利要求7所述的变换器驱动控制器，其特征在于，还包括：
温度检测判断模块,用于判断控制器内部温度是否大于第一温度阈值，若是检测到控制器内部温度大于第一温度阈值，则禁止驱动时序产生模块产生互补控制信号,使得所述NMOS管处于停止开关状态，并且用于判断控制器内部温度是否小于第二温度阈值，若是检测到控制器内部温度小于第二温度阈值，则恢复所述NMOS管开关状态；
驱动时序产生模块，用于产生互补控制信号。
9.根据权利要求8所述的变换器驱动控制器，其特征在于，还包括：电压选择开关，用于根据所述过流检测判断模块提供的选择信号选择输出驱动电压源。
10.根据权利要求9所述的变换器驱动控制器，其特征在于，还包括：PMOS管及PMOS管驱动模块；
所述NMOS管与所述PMOS管同时开通以形成两个电流回路，两个电流回路方向相反，且时序互补；
所述PMOS管驱动模块，用于根据所述驱动时序产生模块产生的互补控制信号以及驱动电压源驱动所述PMOS管。
变换器控制方法以及驱动控制器
技术领域
背景技术
[0002] 如图1所示，现有技术中的自激式推挽变换器因其结构简单、磁通利用率高且体积小的特点，被广泛应用在微功率模块DCDC隔离变换器中。该电路虽然结构简单实用，但是它存在较为明显的缺陷：自保护能力较差。三极管的基极驱动电流随着负载的增加逐渐增加，从而导致三极管进入过驱动状态致开关集电极电流达到峰值，开关过程中很容易导致器件的损坏。在电流或者输出短路时也容易因为过热而损坏。
[0003] 为解决上述技术问题，公开号为CN102291001A的专利提供一种自激推挽式变换器，如图2所示，采用电容Cb或其它具有通高频、阻低频电气特性能的两端子网络上取代图1所示的现有技术中的自激式推挽变换器电路中的反馈电阻Rb，使得自激推挽式变换器具有良好的自保护能力，在输出过流、短路时不再进入停振状态，而是进入高频自激工作状态，保证推挽工作的一对三极管能在变换器输出过流、短路时不因过热而烧毁，并能在过流、短路消失后自行恢复正常工作。在现有技术中短路不到3秒就会损坏，改进后的产品短路持续工作168小时测试正常，可见极大提高了产品的可靠性。
[0004] 然而图2展示的自激推挽式变换器具有一个固有的缺陷，来自它固有的工作原理自激，即由它自身的驱动形成循环的振荡而形成开关电源，这种振荡是自发的，不易控制的，易受器件参数的影响。而且，该自激推挽式变换器容易受器件不对称性导致偏磁、一次性生产的启机异常率较高，从而对生产工艺和所选器件的一致性要求高，这都是因为自激的固有特性决定的，无法改变，因此在实际生产中只能通过测试筛选剔除掉不良品。正因为自激特性可能存在不稳定的因素，在一些对可靠性要求很高的引用场合是慎用的，例如汽车领域。
[0005] 随着集成电路行业的快速发展，越来越多的工艺厂涉足BCD工艺的研发，并把该工艺中的LDMOS器件的内阻优化得很小，非常适合设计这种微功率DCDC变换器的功率集成。对于推挽变换器这种拓扑结构更是适合，用集成电路设计可完美解决上述自激推挽式变换器所遇到的问题。因为采用集成电路设计推挽变换器，NMOS管的驱动是按照内部振荡器参数的时序逻辑进行的，不是自发的，从而是稳定、可控的。而且，半导体器件虽然受工艺的影响使得参数存在偏差，但是在同一芯片上可以把两个同一类型的器件参数做到相同，可达到千分之一甚至万分之一的误差，这正是推挽拓扑所需要的，可极大提高推挽变换器的对称性，不会因为半导体器件的偏差引起的偏磁现象，这在自激推挽变换器中无法避免的。同时，过流或者输出短路保护，通过对芯片的合理设计可检测感应这种异常状态，并按照要求进行保护。所以，如何采用集成电路技术设计推挽拓扑的控制器，使其性能和可靠性达到最优应是本领域技术人员亟需解决的技术问题。
[0006] 公开号为CN106130355A的专利提供一种推挽变换器的晶体管驱动控制方法及控制器，提出连续检测到NMOS管的导通压降大于设定值，然后停止驱动而进入休眠状态，待这种休眠状态结束后再次恢复芯片的工作。这样的控制方式虽然能很好地保护芯片不损坏，但是它也有明显的缺点，即一旦进入保护的休眠状态，芯片将不能被唤醒，即使故障信号撤销，也只有等到芯片休息完才自动唤醒，相当于在休眠状态下芯片处于失控状态，故障信号撤销后推挽开关变换器不能马上工作为负载端供电，这在一些系统应用中是不允许的。
发明内容
[0007] 为解决上述技术问题，本发明提供一种变换器控制方法以及驱动控制器。
[0008] 本发明采用如下技术方案：
[0009] 在一些可选的实施例中，提供一种变换器控制方法，包括：判断通过NMOS管的电流值是否大于设定值，若是大于设定值，则令NMOS管驱动模块处于软开关状态，否则，令NMOS管驱动模块处于硬开关状态。
[0010] 在一些可选的实施例中，所述软开关状态是指所述NMOS管开通时，所述NMOS管驱动模块减小驱动电压使所述NMOS管处于不完全导通状态，从而降低所述NMOS管通过的电流；所述硬开关状态是指所述NMOS管驱动模块以满足NMOS管完全导通的电压进行驱动，若所述NMOS管驱动模块能提供的最大电压未达到NMOS管完全导通所需的电压，则以所述NMOS管驱动模块能够提供的最大电压进行驱动。
[0011] 在一些可选的实施例中，所述的变换器控制方法，还包括：判断控制器内部温度是否大于第一温度阈值，若是检测到控制器内部温度大于第一温度阈值，则令所述NMOS管处于停止开关状态；判断控制器内部温度是否小于第二温度阈值，若是检测到控制器内部温度小于第二温度阈值，则恢复所述NMOS管开关状态。
[0012] 在一些可选的实施例中，所述停止开关状态是指所述NMOS管处于关闭状态。
[0013] 在一些可选的实施例中，该方法之前还包括：将所述NMOS管驱动模块初始化为软开关状态。
[0014] 在一些可选的实施例中，提供一种变换器驱动控制器，包括：过流检测判断模块，用于判断通过NMOS管的电流值是否大于设定值；软驱动电压产生模块，用于当所述NMOS管的电流值大于设定值时，提供软驱动电压，使得NMOS管驱动模块以软开关状态驱动NMOS管；硬驱动电压产生模块，用于当所述NMOS管的电流值小于等于设定值时，提供硬驱动电压，使得所述NMOS管驱动模块以硬开关状态驱动NMOS管。
[0015] 在一些可选的实施例中，所述软开关状态是指所述NMOS管开通时，所述NMOS管驱动模块减小驱动电压使NMOS管处于不完全导通状态，从而降低NMOS管通过的电流；所述硬开关状态是指所述NMOS管驱动模块以满足NMOS管完全导通的电压进行驱动，若所述NMOS管驱动模块能提供的最大电压未达到NMOS管完全导通所需的电压，则以所述NMOS管驱动模块能够提供的最大电压进行驱动。
[0016] 在一些可选的实施例中，所述的变换器驱动控制器，还包括：温度检测判断模块,用于判断控制器内部温度是否大于第一温度阈值，若是检测到控制器内部温度大于第一温度阈值，则禁止驱动时序产生模块产生互补控制信号,使得所述NMOS管处于停止开关状态，并且用于判断控制器内部温度是否小于第二温度阈值，若是检测到控制器内部温度小于第二温度阈值，则恢复所述NMOS管开关状态；驱动时序产生模块，用于产生互补控制信号。
[0017] 在一些可选的实施例中，所述的变换器驱动控制器，还包括：电压选择开关，用于根据所述过流检测判断模块提供的选择信号选择输出驱动电压源。
[0018] 在一些可选的实施例中，所述的变换器驱动控制器，还包括：PMOS管及PMOS管驱动模块；所述NMOS管与所述PMOS管同时开通以形成两个电流回路，两个电流回路方向相反，且时序互补；所述PMOS管驱动模块，用于根据所述驱动时序产生模块产生的互补控制信号以及驱动电压源驱动所述PMOS管。
[0019] 本发明所带来的有益效果：变换器的功率管在不同的检测条件下处于三种不同的工作状态：硬开关状态、软开关状态、停止开关状态，提供一种高可靠的过流与短路保护的方式；既可以获得集成电路赋予变换器拓扑结构所需的对称性的优点，又通过合理的设计实现了变换器的高可靠性，并且在故障信号撤销后能及时恢复，避免了在保护的假死状态下不能及时被唤醒而导致客户端供电异常的风险；既全面有效地保护了电源变换器因为异常状态而可能遭受的损坏，又最大限度地为负载端提供所需能量，完成电源变换器应有的本质任务。
[0020] 为了上述以及相关的目的，一个或多个实施例包括后面将详细说明并在权利要求中特别指出的特征。下面的说明以及附图详细说明某些示例性方面，并且其指示的仅仅是各个实施例的原则可以利用的各种方式中的一些方式。其它的益处和新颖性特征将随着下面的详细说明结合附图考虑而变得明显，所公开的实施例是要包括所有这些方面以及它们的等同。
附图说明
[0021] 图1为现有技术自激式推挽变换器的电路原理图；
[0022] 图2为现有技术改进型的自激推挽式变换器的电路原理图；
[0023] 图3为TI公司推出的推挽控制器SN6501的应用电路图；
[0024] 图4为推挽控制器SN6501的MOS管的漏极波形；
[0025] 图5为本发明的流程示意图；
[0026] 图6为本发明提供的推挽式变换器驱动控制器的应用电路图；
[0027] 图7为本发明提供的全桥式变换器驱动控制器的应用电路图。
具体实施方式
[0028] 以下描述和附图充分地示出本发明的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施方案可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的部件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。本发明的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。
[0029] 如图3所示，推挽控制器SN6501，振荡器OSC经过分频器Freq.Divider产生两路互补的逻辑信号S和 再经过BBM Logic模块产生两路具有一定死区时间的互补信号G2和G1。互补驱动信号的产生是由分频而来，那么两路信号的宽度是一样的，占空比都是50％，因此具有极高的对称性，并且对称性与振荡器OSC的参数无关，它仅仅影响振荡周期，即两路信号的宽度。驱动的高对称性正是推挽和全桥电源拓扑结构所需要的，再加上MOS管Q1和MOS管Q2的参数也可满足高度的一致性，从而可以有效地减小电源出现偏磁现象。BBM Logic模块使两路信号产生死区时间，因为MOS管Q1和MOS管Q2不能同时开通，所以一个MOS管关断后再过一小段时间再开启另一个MOS管，如图4所示，tBBM是驱动的死区时间。
[0030] 当MOS管Q1开通时变压器所加电压的极性在图3中已标明，原边电流从VIn进入绕组NP2和MOS管Q1流到地，副边电流从通过绕组NS1和正偏二极管D1给电容Co充电，MOS管Q2和二极管D2处于反偏截止状态。当MOS管Q2导通时，能量从VIn通过变压器主边绕组和副边绕组进行传递，再通过正偏的整流二极管D2存储在输出电容CO里，MOS管Q1和MOS管Q2不断反复地交替开关，能量从隔离变压器的原边VIn传输到副边VOUT，需要隔离的负载端可从自此处获得所需的能量。
[0031] 然而，当过流或者输出短路时，那么VOUT的电压低，加在副边绕组NS1或NS2上的电压为VOUT+VD1或者VOUT+VD2也较小，VD1、VD2为二极管D1、D2导通压降，根据变压器绕组电压成比例的关系可知，原边绕组NP1或NP2两端的压降也较小，那么加在MOS管Q1、MOS管Q2的漏极和源极之间的电压较大，MOS管Q1、MOS管Q2就会通过较大的电流。也就是说，在输出电压小于额定值时，会通过大电流给输出供电，在大电流条件下MOS管Q1、MOS管Q2极易因为关断时的尖峰电压或者过温而损坏。若输出电容Co较大，刚启机时VOUT也存在较长时间电压较低的情况，导致启机电流过大，甚至可能超过供电电源Vin所能提供的最大值。所以需要一种合理的控制策略来有效保护在这样恶劣情况下电源不损坏，并且在异常情况消除后又能快速恢复正常工作为负载端供电，避免延时过大而导致客户系统时序异常。
[0032] 如图5所示，在一些说明性的实施例中，提供一种变换器控制方法，变换器的功率管在不同的检测条件下处于三种不同的工作状态：硬开关状态、软开关状态、停止开关状态。
[0033] 本发明的变换器控制方法包括：
[0034] 101：将NMOS管驱动模块初始化为软开关状态。
[0035] 在控制器未开通NMOS管之前是不能检测到过流状态的，所以不能得知输出是否过流或者短路，所以应该将NMOS管初始化为软开关状态，避免NMOS管一开通就电流过大。
[0036] 因为输出电容上的电压没有建立，电压还比较小，所以此时以限定的电流给输出充电，处于这种工作状态的时间大小由输出电容、负载、充电电流大小决定。直到输出电压建立后，会被检测到NMOS管没有过流了，此时进入硬开关状态，只要条件不变，电源变换器一直处于该入硬开关状态。
[0037] 102：两路NMOS管在互补控制信号下依次交叉地开关，即在开关状态下两路NMOS管满足变换器的开关时序。
[0038] 103：实时检测控制器内部温度，即实时检测NMOS管工作环境的温度。
[0039] 104：判断通过NMOS管的电流值是否大于设定值，若是大于设定值，则进行步骤105，否则进行步骤106。
[0040] 一旦负载过流或者短路的异常情况出现，那么就会被检测到过流，控制器马上进入软开关状态，及时有效地对电源变换器进行保护，避免器件损坏，若异常情况一直存在则控制器一直处于软开关状态。当异常情况撤销后，输出电压会回到正常值，会再次检测到NMOS管未过流，则及时恢复到硬开关状态。
[0041] 105：令NMOS管驱动模块处于软开关状态，即当检测到通过NMOS管的电流值大于设定值时，NMOS管的驱动处于软开关状态。
[0042] 软开关状态是指NMOS管开通时，NMOS管驱动模块减小驱动电压使NMOS管处于不完全导通状态，从而降低NMOS管通过的电流。也就是NMOS管驱动模块能够提供更大的驱动电压，但是为了降低NMOS管通过的电流特意降低其驱动电压。
[0043] 106：令NMOS管驱动模块处于硬开关状态，即当检测到通过NMOS管的电流值小于等于设定值时，NMOS管的驱动处于硬开关状态。
[0044] 硬开关状态是指NMOS管驱动模块以满足NMOS管完全导通的电压进行驱动，若NMOS管驱动模块能提供的最大电压未达到NMOS管完全导通所需的电压，则以NMOS管驱动模块能够提供的最大电压进行驱动。也就是是指NMOS管开通时的驱动电压最大限度地满足该NMOS管所需要的完全驱动的电压值，以使导通电阻较小。
[0045] 107：判断控制器内部温度是否大于第一温度阈值，若是检测到控制器内部温度大于第一温度阈值，则进行步骤108，否则返回步骤103。
[0046] 若环境温度较高，且控制器持续工作在软开关状态下，有可能因为发热而过温，所以进入过温保护而停止对NMOS管的开关是必须的。一旦温度恢复正常，再次进入开关状态，温度保护的回差越小过温保护的时间就越小。
[0047] 108：令NMOS管处于停止开关状态，即当检测到芯片内部的温度大于设定的第一温度阈值T2时，所有NMOS管处于停止开关状态，不会开启NMOS管。
[0048] 停止开关状态是指NMOS管处于关闭状态，致使变换器不能传输能量。
[0049] 109：判断控制器内部温度是否小于第二温度阈值，若是检测到控制器内部温度小于第二温度阈值，则进行步骤102，即当检测芯片内部的温度小于设定的值第二温度阈值T1时，再次恢复到正常的开关状态，然后即可根据检测到NMOS管的电流值判断工作在硬开关状态或软开关状态，否则返回步骤103。
[0050] 其中，设定的第一温度阈值T2≥第二温度阈值T1。
[0051] 如图6所示，在一些说明性的实施例中，提供一种变换器驱动控制器，具有推挽变换器的功能，可控制推挽变换器，包括：NMOS管Q1、NMOS管Q2、驱动时序产生模块、温度检测判断模块、过流检测判断模块、软驱动电压产生模块、硬驱动电压产生模块、电压选择开关及NMOS管驱动模块。
[0052] 其中，NMOS管驱动模块包括分别对应于NMOS管Q1、NMOS管Q2的第一功率N管驱动模块、第二功率N管驱动模块。
[0053] NMOS管Q1，是变换器内的一个N型沟道半导体功率开关管，内置在控制器内部，NMOS管Q1的栅极与第一功率N管驱动模块连接。
[0054] NMOS管Q2，是变换器的另一个N型沟道半导体功率开关管，内置在控制器内部，且与NMOS管Q1的大小相同。
[0055] 驱动时序产生模块，用于产生互补控制信号，即产生两路互补的控制信号，分别作为NMOS管Q1与NMOS管Q2的驱动控制信号。
[0056] 第一功率N管驱动模块，用于根据驱动时序产生模块和驱动电压源来驱动NMOS管Q1，接收驱动时序产生模块的驱动时序。
[0057] 第二功率N管驱动模块，用于根据驱动时序产生模块和驱动电压源来驱动NMOS管Q2，接收驱动时序产生模块的驱动时序。
[0058] 过流检测判断模块，用于判断通过NMOS管的电流值是否大于设定值，即检测NMOS管Q1与NMOS管Q2的导通电流，并判断是否大于设定值，输出两路互补的电压源选择信号。过流检测判断模块分别与NMOS管Q1、NMOS管Q2的漏极连接，是以NMOS管的导通电阻作为电流的感应介质，常用的还有用采样电阻进行感应的方法，为了NMOS管导通损耗，电阻一般为功率管源极的金属走线电阻，它是固有的，不是额外增加的。
[0059] 软驱动电压产生模块，提供比硬驱动电压产生模块更低的电压源，从而限制通过功率管器件的电流，即用于当NMOS管Q1与NMOS管Q2的电流值大于设定值时，提供软驱动电压，使得第一功率N管驱动模块以软开关状态驱动NMOS管Q1，第二功率N管驱动模块以软开关状态驱动NMOS管Q2。
[0060] 硬驱动电压产生模块，以最大能力产生满足功率管器件充分导通所需要的电压源，即用于当NMOS管的电流值小于等于设定值时，提供硬驱动电压，使得第一功率N管驱动模块以硬开关状态驱动NMOS管Q1，第二功率N管驱动模块以硬开关状态驱动NMOS管Q2。
[0061] 温度检测判断模块,用于判断控制器内部温度是否大于第一温度阈值，若是检测到控制器内部温度大于第一温度阈值，则禁止驱动时序产生模块产生互补控制信号,使得NMOS管Q1与NMOS管Q2处于停止开关状态，并且用于判断控制器内部温度是否小于第二温度阈值，若是检测到控制器内部温度小于第二温度阈值，则恢复NMOS管Q1与NMOS管Q2的开关状态，即两路NMOS管在互补控制信号下依次交叉地开关。温度检测判断模块与驱动时序产生模块连接，实现过温保护功能，当温度超出工作范围，驱动时序产生电路停止为NMOS管驱动模块提供驱动时序。
[0062] 电压选择开关，用于根据过流检测判断模块提供的选择信号选择输出驱动电压源。若NMOS管导通电流超过设定值，则选择软驱动电压产生模块提供的电压源，并关断硬驱动电压产生模块提供的电压源，反之，选择输出硬驱动电压产生模块提供的电压源，关断软驱动电压产生模块提供的电压源。电压选择开关与过流检测判断模块连接，选择驱动电压源，过流检测判断模块的输出信号是互补的，选择软驱动电压源时硬驱动电压源被切断，反之软驱动电压源被切断。
[0063] 软开关状态是指NMOS管Q1与NMOS管Q2开通时，第一功率N管驱动模块与第二功率N管驱动模块减小驱动电压使NMOS管Q1与NMOS管Q2处于不完全导通状态，从而降低NMOS管Q1与NMOS管Q2通过的电流。
[0064] 硬开关状态是第一功率N管驱动模块与第二功率N管驱动模块以满足NMOS管Q1与NMOS管Q2完全导通的电压进行驱动，若第一功率N管驱动模块与第二功率N管驱动模块能提供的最大电压未达到NMOS管Q1与NMOS管Q2完全导通所需的电压，则以第一功率N管驱动模块与第二功率N管驱动模块能够提供的最大电压进行驱动。
[0065] 停止开关状态是指NMOS管Q1与NMOS管Q2处于关闭状态。
[0066] 如图7所示，在一些说明性的实施例中，提供一种变换器驱动控制器还包括：PMOS管及PMOS管驱动模块，PMOS管驱动模块用于根据驱动时序产生模块产生的互补控制信号以及驱动电压源驱动PMOS管，具有全桥变换器的功能，可控制全桥变换器。
[0067] PMOS管包括：PMOS管P1、PMOS管P2，PMOS管驱动模块包括：分别对应于PMOS管P1、PMOS管P2的第一功率P管驱动模块、第二功率P管驱动模块。
[0068] NMOS管Q1与PMOS管P1同时开通以形成第一电流回路，NMOS管Q2与PMOS管P2同时开通以形成第二电流回路，所述电流回路是指从变换器的输入电源正端，经过变压器绕组以及同时开通的NMOS管和PMOS管，到达变换器的输入电源负端而形成的回路。
[0069] 第一电流回路和第二电流回路的方向相反，且时序上是互补的。
[0070] 第一功率P管驱动模块与第二功率P管驱动模块接收驱动时序产生模块发出的驱动控制信号，当驱动时序产生模块发出开启信号时，NMOS管Q1和PMOS管P1都会开启。全桥变换器的原边只有一个绕组，简化了变换器的设计，这是以全桥控制器增加两个功率管及其驱动电路为代价来实现的：
[0071] 当驱动时序产生模块一个端口发出开启信号时，NMOS管Q1和PMOS管P1导通，那么形成了如图7中粗线所示的电流回路，即变换器的原边回路，电流从输入电源正端Vin出发，经过PMOS管P1后从二极管D2流出，再从变压器主边绕组的异名端流入同名端流出，之后从二极管D1流入NMOS管Q1的漏极，经过NMOS管Q1后流入电源负端。变换器的副边回路，电流经过变压器的副边绕组NS2和正偏的二极管CR2给输出电容Co和负载端供电。
[0072] 同样地，当驱动时序产生模块另一个端口发出开启信号时，NMOS管Q2与PMOS管P2导通，会形成变压器主变绕组电流方向相反的电流回路，即变换器的原边回路，电流从输入电源正端Vin出发，经过PMOS管P2后从二极管D1流出，再从变压器主边绕组的同名端流入异名端流出，之后从二极管D2流入NMOS管Q2的漏极，经过NMOS管Q2后流入电源负端。变换器的副边回路，电流经过变压器的副边绕组NS1和正偏的二极管CR1给输出电容Co和负载端供电。
[0073] 通过PMOS管P1、PMOS管P2的选择控制，实现了对变压器主边绕组两个不同反向的驱动，把能量隔离传输传递到副边,其它部分的连接关系以及检测和保护控制与推挽控制器的相同，不再赘述。
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