技术领域
[0001] 本
发明属于电源领域，主要涉及
开关电源、逆变器、火花机、
变频器、电焊机、工业控制、照明行业，具体涉及一种互补对称型自激推挽式变换器。
背景技术
[0002] 现有的自激推挽式变换器，
电路结构来自于1955年美国的罗耶(George H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单
变压器直流变换器，这也是实现高频转换控制电路的开端，上述的电路形式就是著名的Royer式电路。
[0003] 1958年赫亨坎普(T.Hehenkamp)和维尔汀(J.J.Wilting)在《Transistor D.C converters for Fluorescent-Lamp Power Supplies》中描述了一种变革过的Royer式的自激推挽电路，具体如图1所示。
[0004] 1963年路德维希(H.Ludwig)在《A time and voltage calibrator for biological amplifiers using a transistor multivibrator》中描述了一种Royer式的自激推挽电路，具体电路图如图2所示。
[0005] 2000年，美高森美(Microsemi)公司在AN-13手册中描述了一种Buck/Royer式的自激推挽电路，具体电路图如图3所示。
[0006] 中国
专利申请CN102299658A中，对Royer电路做了较为详细的背景描述，其公开了推挽用开关
三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一恒流源；利用所述的恒流源向所述的推挽三极管基极提供恒定
电流,随着工作
电压升高,由于所述的推挽三极管基极电流被所述的恒流源限制,其集
电极电流无法增加,电路进入非磁心磁饱和的推挽工作方式。
[0007] 市面上常见的ZVS(Mazzilli ZVS inverter)电路，也是Royer电路的一种变体，ZVS电路的电路图如图4所示。ZVS电路的一种具体应用的电路图如图5所示。
[0008] Royer电路的一个变体，增加了输入电压检查部件，具体电路图如图6所示。Royer电路的另一种变体，在商业化的LTC4120器件数据表(datasheet)中有描述，其具体电路图如图7所示。
[0009] 综上所示，Royer电路是基于磁饱和进行自激振荡的电路，其具有如下显著缺点：
[0010] a)批量生产产品一致性差；
[0011] b)
频率特性差，不够稳定，振荡频率受高频变压器影响大，很难调整开关频率；
[0012] c)一般频率做不高，导致变压器体积大，成本难以降低；
[0013] d)开关管功率不大。
发明内容
[0014] 发明目的：本发明针对上述
现有技术存在的问题做出改进，即本发明公开了一种互补对称型自激推挽式变换器。
[0015] 技术方案：一种互补对称型自激推挽式变换器，包括：
[0016] 直流电源V1，其负极接地；
[0017] 电容C1,其一端接地，电容C1的另一端与直流电源V1的正极相连；
[0018]
电阻R1，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0019] 电阻R2，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0020] NPN晶体管Q1，其C集电极与电阻R1的另一端相连，NPN晶体管Q1的E发射级接地；
[0021] NPN晶体管Q2，其E发射级接地，NPN晶体管Q2的C集电极与电阻R2的另一端相连；
[0022] 电阻R3，其一端接NPN晶体管Q1的C集电极，电阻R3的另一端接NPN晶体管Q1的B基极；
[0023] 电阻R4，其一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端，电阻R4的另一端接NPN晶体管Q2的B基极；
[0024] 电容C2，其一端分别接NPN晶体管Q1的B基极、电阻R3的另一端，电容C2的另一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端、电阻R4的一端；
[0025] 电容C3，其一端分别接NPN晶体管Q2的B基极、电阻R4的另一端；电容C3的另一端分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R1的另一端、电阻R3的一端；
[0026] NPN晶体管Q3，其B基极分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R3的一端、电阻R1的另一端、电容C3的另一端，NPN晶体管Q3的E发射极接地；
[0027] NPN晶体管Q4，其B基极分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R4的一端、电容C2的另一端、电阻R2的另一端，NPN晶体管Q4的E发射极接地；
[0028] 高频变压器T，其Np正端抽头与NPN晶体管Q3的C集电极相连，高频变压器T的Nq负端抽头与NPN晶体管Q4的C集电极相连，高频变压器T设有至少一个交流电压输出端；
[0029] 滤波电感器Lf，其一端分别接直流电源V1的正极、电阻R1的一端、电阻R2的一端、电容C1的另一端，滤波电感器Lf的另一端接高频变压器T的输入端的
中心抽头。
[0030] 进一步地，所述C2为自激振荡电容。
[0031] 进一步地，所述C3为自激振荡电容。
[0032] 一种互补对称型自激推挽式变换器，包括:
[0033] 直流电源V1，其负极接地；
[0034] 电容C1,其一端接地，电容C1的另一端与直流电源V1的正极相连；
[0035] 电阻R1，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0036] 电阻R2，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0037] NPN晶体管Q1，其C集电极与电阻R1的另一端相连，NPN晶体管Q1的E发射级接地；
[0038] NPN晶体管Q2，其E发射级接地，NPN晶体管Q2的C集电极与电阻R2的另一端相连；
[0039] 电阻R3，其一端接NPN晶体管Q1的C集电极，电阻R3的另一端接NPN晶体管Q1的B基极；
[0040] 电阻R4，其一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端，电阻R4的另一端接NPN晶体管Q2的B基极；
[0041] 电容C2，其一端分别接NPN晶体管Q1的B基极、电阻R3的另一端，电容C2的另一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端、电阻R4的一端；
[0042] 电容C3，其一端分别接NPN晶体管Q2的B基极、电阻R4的另一端；电容C3的另一端分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R1的另一端、电阻R3的一端；
[0043] N-MOSFET场效应管Q5，其G栅极分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R3的一端、电阻R1的另一端、电容C3的另一端，N-MOSFET场效应管Q5的S源极接地；
[0044] N-MOSFET场效应管Q6，其G栅极分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R4的一端、电容C2的另一端、电阻R2的另一端，N-MOSFET场效应管Q6的S源极接地；
[0045] 高频变压器T，其Np正端抽头与N-MOSFET场效应管Q5的D漏极相连，高频变压器T的Nq负端抽头与N-MOSFET场效应管Q6的D漏极相连，高频变压器T设有至少一个交流电压输出端；
[0046] 滤波电感器Lf，其一端分别接直流电源V1的正极、电阻R1的一端、电阻R2的一端、电容C1的另一端，滤波电感器Lf的另一端接高频变压器T的T输入端的中心抽头。
[0047] 进一步地，所述C2为自激振荡电容。
[0048] 进一步地，所述C3为自激振荡电容。
[0049] 上述电路中，振荡频率受充放电电阻R1/R2/R3/R4、电容C2/C3的控制，对称互补振荡的基本频率约为f＝1/[0.693*R3*C2]＝1/[0.693*R4*C3]，R3＝＝R4,C2＝＝C3。
[0050] 高频变压器T，其初级绕组为Np/Nq,次级绕组为Ns1/…/Nsn,
匝数比Nsn/Np和Nsn/Nq决定输入
输出电压比率；输出电压公式Voutn＝Vin*(Nsn/Np)或Voutn＝Vin*(Nsn/Nq)。
[0051] 有益效果：本发明公开的一种互补对称型自激推挽式变换器具有以下有益效果：
[0052] 1.批量生产的产品一致性好，受高频电感影响小；
[0053] 2.开关管工作频率稳定；
[0054] 3.自激振荡频率可设计的比较高，相应的则减小高频变压器体积，从而降低成本；
[0055] 4.因独立的自激振荡电路驱动，开关管工作功率可选的大一些。
附图说明
[0056] 图1为变革过的Royer式的自激推挽电路的电路图；
[0057] 图2为Royer式的自激推挽电路的一种形式的电路图；
[0058] 图3为Buck/Royer式的自激推挽电路的电路图；
[0059] 图4为ZVS电路的电路图；
[0060] 图5为ZVS电路一种实际应用的电路图；
[0061] 图6为Royer电路的一种变体的电路图；
[0062] 图7为Royer电路的另一种变体的电路图；
[0063] 图8为本发明公开的一种互补对称型自激推挽式变换器的一
实施例的示意图；
[0064] 图9为本发明公开的一种互补对称型自激推挽式变换器的另一实施例的示意图；
[0065] 图10为一实施例自激振荡初始起振时电流流向示意图；
[0066] 图11为另一实施例自激振荡初始起振时电流流向示意图；
[0067] 图12为一实施例上正下负时Q3和T的电流流向示意图；
[0068] 图13为另一实施例上正下负时Q5和T的电流流向示意图；
[0069] 图14为一实施例下正上负时Q4和T的电流流向示意图；
[0070] 图15为另一实施例下正上负时Q6和T的电流流向示意图；
[0071] 图16为一实施例输出直流电压的例子；
[0072] 图17为另一实施例输出直流电压的例子。具体实施方式：
[0073] 下面对本发明的具体实施方式详细说明。
[0074] 图8为本发明公开的一种互补对称型自激推挽式变换器的一实施例的示意图。如图8所示，一种互补对称型自激推挽式变换器，包括：
[0075] 直流电源V1，其负极接地；
[0076] 电容C1,其一端接地，电容C1的另一端与直流电源V1的正极相连；
[0077] 电阻R1，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0078] 电阻R2，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0079] NPN晶体管Q1，其C集电极与电阻R1的另一端相连，NPN晶体管Q1的E发射级接地；
[0080] NPN晶体管Q2，其E发射级接地，NPN晶体管Q2的C集电极与电阻R2的另一端相连；
[0081] 电阻R3，其一端接NPN晶体管Q1的C集电极，电阻R3的另一端接NPN晶体管Q1的B基极；
[0082] 电阻R4，其一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端，电阻R4的另一端接NPN晶体管Q2的B基极；
[0083] 电容C2，其一端分别接NPN晶体管Q1的B基极、电阻R3的另一端，电容C2的另一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端、电阻R4的一端；
[0084] 电容C3，其一端分别接NPN晶体管Q2的B基极、电阻R4的另一端；电容C3的另一端分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R1的另一端、电阻R3的一端；
[0085] NPN晶体管Q3，其B基极分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R3的一端、电阻R1的另一端、电容C3的另一端，NPN晶体管Q3的E发射极接地；
[0086] NPN晶体管Q4，其B基极分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R4的一端、电容C2的另一端、电阻R2的另一端，NPN晶体管Q4的E发射极接地；
[0087] 高频变压器T，其Np正端抽头与NPN晶体管Q3的C集电极相连，高频变压器T的Nq负端抽头与NPN晶体管Q4的C集电极相连，高频变压器T设有至少一个交流电压输出端；
[0088] 滤波电感器Lf，其一端分别接直流电源V1的正极、电阻R1的一端、电阻R2的一端、电容C1的另一端，滤波电感器Lf的另一端接高频变压器T的输入端的中心抽头。
[0089] 进一步地，所述C2为自激振荡电容。
[0090] 进一步地，所述C3为自激振荡电容。
[0091] 图9为本发明公开的一种互补对称型自激推挽式变换器的另一实施例的示意图。如图9所示，一种互补对称型自激推挽式变换器，包括:
[0092] 直流电源V1，其负极接地；
[0093] 电容C1,其一端接地，电容C1的另一端与直流电源V1的正极相连；
[0094] 电阻R1，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0095] 电阻R2，其一端与直流电源V1的正极相连；
[0096] NPN晶体管Q1，其C集电极与电阻R1的另一端相连，NPN晶体管Q1的E发射级接地；
[0097] NPN晶体管Q2，其E发射级接地，NPN晶体管Q2的C集电极与电阻R2的另一端相连；
[0098] 电阻R3，其一端接NPN晶体管Q1的C集电极，电阻R3的另一端接NPN晶体管Q1的B基极；
[0099] 电阻R4，其一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端，电阻R4的另一端接NPN晶体管Q2的B基极；
[0100] 电容C2，其一端分别接NPN晶体管Q1的B基极、电阻R3的另一端，电容C2的另一端分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R2的另一端、电阻R4的一端；
[0101] 电容C3，其一端分别接NPN晶体管Q2的B基极、电阻R4的另一端；电容C3的另一端分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R1的另一端、电阻R3的一端；
[0102] N-MOSFET场效应管Q5，其G栅极分别接NPN晶体管Q1的C集电极、电阻R3的一端、电阻R1的另一端、电容C3的另一端，N-MOSFET场效应管Q5的S源极接地；
[0103] N-MOSFET场效应管Q6，其G栅极分别接NPN晶体管Q2的C集电极、电阻R4的一端、电容C2的另一端、电阻R2的另一端，N-MOSFET场效应管Q6的S源极接地；
[0104] 高频变压器T，其Np正端抽头与N-MOSFET场效应管Q5的D漏极相连，高频变压器T的Nq负端抽头与N-MOSFET场效应管Q6的D漏极相连，高频变压器T设有至少一个交流电压输出端；
[0105] 滤波电感器Lf，其一端分别接直流电源V1的正极、电阻R1的一端、电阻R2的一端、电容C1的另一端，滤波电感器Lf的另一端接高频变压器T的T输入端的中心抽头。
[0106] 进一步地，所述C2为自激振荡电容。
[0107] 进一步地，所述C3为自激振荡电容。
[0108] 下面对本发明的工作原理做以下描述：
[0109] a)首先，电路通过R2、R4导通Q2,激活互补对称自激电路系统。
[0110] 图10为一实施例自激振荡初始起振时电流流向示意图；图11为另一实施例自激振荡初始起振时电流流向示意图。如图10以及图11所示，假定首先通过R2、R4导通Q2，与之对应的首先R1、R3导通Q1的情况也是存在的，两种情况的优先权受元器件参数差异决定。
[0111] b)图12为一实施例上正下负时Q3和T的电流流向示意图；图13为另一实施例上正下负时Q5和T的电流流向示意图。如图12和图13所示，处于上正下负时，Q3/Q5导通[0112] c)图14为一实施例下正上负时Q4和T的电流流向示意图；图15为另一实施例下正上负时Q6和T的电流流向示意图。如图14和图15所示，处于上负下正时，Q4/Q6导通。
[0113] d)受C2/C3充放电控制，系统重复执行上述过程，进行自激振荡。
[0114] 实现例子:
[0115] 图16为一实施例输出直流电压的例子；图17为另一实施例输出直流电压的例子。如图16和图17所示，图中：
[0116] D1、D4接成全波整流电路；
[0117] C4为滤波电容；
[0118] 电路的一种参数：
[0119] Vout＝DC5V
[0120] Vin＝DC5V
[0121] R1＝1kohm
[0122] R2＝1kohm
[0123] R3＝1kohm
[0124] R4＝1kohm
[0125] C2＝22nF
[0126] C3＝22nF
[0127] T(Np:Nq||Ns1:Ns2)＝17:17||19:19
[0128] 输出Vout半桥整流，开关频率140kHz。约2ms完成起振周期。
[0129] 上面对本发明的实施方式做了详细说明。但是本发明并不限于上述实施方式，在所属技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
