技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力能源转换技术领域，特别是涉及一种基于全耦合电感的高增益双向
软开关DC/DC变换器。
背景技术
[0002] 在低压分布式能源系统中需要一个升压的DC/DC变换器将低压源转换为高压源进而连接负载。其首先需要将
低电压升高以便来产生所需的交流市电电压，即：在实际应用中需要有较高升压比的DC/DC转换器。其次由于多数动力系统中启动与
制动都会有
能量流动，即：能量能在变换器中双向流动。因此高增益、高效率、高功率
密度的双向DC/DC变换器是多数电压变换系统的需求。
[0003] 部分研究学者添加额外的外围
电路实现了Boost软开关，但需要的
二极管及谐振电容、电感较多，且其只能完成能量的单向的传输。也有学者采用谐振的方法实现软开关技术，但控制方法复杂，器件参数对系统影响太大，且只能实现升压或者降压的目的。而对于既能实现能量双向传输且同时满足软开关技术的升压和降压变换器未曾发现。
发明内容
[0004] 本发明提供一种基于全耦合电感的高增益双向软开关DC/DC变换器，解决
现有技术中DC/DC转换系统的输入与输出端不能随意调换的问题。
[0005] 为了达到上述目的，本发明的技术方案如下：
[0006] 一种基于全耦合电感的高增益双向软开关DC/DC变换器：包括六个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，四个电感L1、L2、L3、L4，电感Ls，输入电容Cin、输出电容Cout；
[0007] 所述输入电容Cin外接输入端Uin，输出电容Cout外接输出端Cout；
[0008] 所述输入电容Cin的一端分别连接电感L1、电感L2，电感L1和电感L2构成耦合电感；
[0009] 所述输出电容Cout的一端分别连接电感L3、电感L4，电感L3和电感L4构成耦合电感；
[0010] 所述电感L1连接开关管S3，开关管S3连接开关管S5，开关管S5连接电感L3；
[0011] 所述电感L2连接开关管S4，开关管S4连接开关管S6，开关管S6连接电感L4；
[0012] 所述开关管S3和开关管S5之间连接开关管S2，开关管S4和开关管S6之间连接开关管S1，开关管S1和开关管S2的一端通过电感Ls相连接，开关管S2和开关管S1的另一端相连接并分别连接输入电容Cin和输出电容Cout的另一端。
[0013] 与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
[0014] 本发明结构任意一端均可以作为输入端或输出端，任意一端作为输入端均可以实现升压或者降压的目的；该结构在实现双向能量流动时均可以实现软开关技术；该结构控制方法简单，控制思想与传统的Buck/Boost控制思想一样。
附图说明
[0015] 为了更清楚地说明本发明
实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他实施例的附图。
[0016] 图1是本发明在工作模式一时的整体电路拓扑图；
[0017] 图2是本发明在工作模式一时的控制策略及主要
波形图；
[0018] 图3是本发明工作模式一时一个周期内工作状态图，其中，图3(a)-图3(h)分别为模式(a)-模式(h)的工作状态；
[0019] 图4是本发明在工作模式二时的控制策略及主要波形图；
[0020] 图5是本发明工作模式二时一个周期内工作状态图，其中，图5(a)-图5(h)分别为模式(a′)-模式(h′)的工作状态。
具体实施方式
[0021] 为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施方式。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施方式。相反地，提供这些实施方式的目的是使对本发明的公开内容理解的更加透彻全面。
[0022] 现有双向DC/DC转换系统中，其输入与输出端不能随意调换，即：升压或者降压时必须特定一端作为输出，而另一端作为输出。该类DC/DC组成的能量传输系统中对输入或者
输出电压有一定的局限性。本发明所设计的DC/DC变换器任意一端作为输入时，都可以实现升压或者降压的目的，可完成低压向高压传输能量或者高压向低压传输能量的功能。
[0023] 参见图1所示的一种基于全耦合电感的高增益双向软开关DC/DC变换器，包括六个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，四个电感L1、L2、L3、L4，电感Ls，输入电容Cin、输出电容Cout；
[0024] 输入电容Cin外接输入端Uin，输出电容Cout外接输出端Cout；
[0025] 输入电容Cin的一端分别连接电感L1、电感L2，电感L1和电感L2构成耦合电感；
[0026] 输出电容Cout的一端分别连接电感L3、电感L4，电感L3和电感L4构成耦合电感；
[0027] 电感L1连接开关管S3，开关管S3连接开关管S5，开关管S5连接电感L3；
[0028] 电感L2连接开关管S4，开关管S4连接开关管S6，开关管S6连接电感L4；
[0029] 开关管S3和开关管S5之间连接开关管S2，开关管S4和开关管S6之间连接开关管S1，开关管S1和开关管S2的一端通过电感Ls相连接，开关管S2和开关管S1的另一端相连接并分别连接输入电容Cin和输出电容Cout的另一端。
[0030] 由于其对称性，其两边均可以作为输入或者输出。
[0031] 本发明电路拓扑结构的控制方法及主要波形如图2所示，T为开关管的工作周期，D为开关管PWM控制
信号的占空比：D>0.5。Ii1、Ii2分别为耦合电感上L1与L2上流过的
电流，Iis为流过电感Ls的电流；Ii3、Ii4分别为耦合电感上L3与L4上流过的电流；Iis1、Iis2分别为流过开关管S1与S2的电流。
[0032] 如图1所示当能量从输入端Uin流向输出端Uout时，即：在工作模式一时，电源Uout由
电阻负载代替，其控制策略及主要波形如图2所示，在一个周期内工作状态如图3所示，由模式(a)转换至(h)为一个工作周期。
[0033] 模式a(t0
[0034] 参见图3(a),在时间t0
[0035] 模式b(t1
[0036] 参见图3(b),模式b中，开关管S5体内二极管截止导通。流过开关管S1的电流Iis1逐渐增大至最大值，开关管S2的反向电流逐渐增大之最大值，与之相对应的S2两端的电压vs2降至0V时。随之进入到模式c。
[0037] 模式c(t2
[0038] 参见图3(c),在时间(t1
[0039] 模式d(t3
[0040] 参见图3(d),在t3时刻开关管S1关断，结电容被充电，其两端的电压vs1从0逐渐增大之最大值，相应的电流减小至0A。流过开关管S2的电流Iis2由负值逐渐增大值至0A，开关管S6的体内二极管处于预导通状态进入模式e。
[0041] 模式e(t4
[0042] 参见图3(e),在时间t4
[0043] 模式f(t5
[0044] 参见图3(f),在t5时刻，电流Ii4减小至0A，因此开关管S6的体内二极管截止。流过独立电感Ls的电流Iis继续增大至最大值，流过开关管S1的电流会从0A减小至负值而反向流动，同时结电容会被充电，其两端电压从最大值逐渐减小至0V，进入模式g。
[0045] 模式g(t6
[0046] 参见图3(g),在t6时刻，开关管S2的电流Iis2、独立电感的电流Iis均已达到正的最大值。而开关管S1的电流亦达到负的最大值，且其通过开关管的体内二极管，开关管S1两端的电压为0V，在此期间打开开关管S1的状态为ZVS。在t7时刻，开关管S2关断，各部分电压电流开始发生变换进入模式h。
[0047] 模式h(t7
[0048] 参见图3(h),在t7时刻，流过开关管S1的电流从负值逐渐增大，完成对电感L2的充电储能。并且在此时开关S2关断，其结电容开始被充电，相应的端电压vs2开始从0V增大之至最大值，电流Iis2开始减小。当Iis2减小至0A时，电压vs2亦增大至最大值，开关管S5体内二极管导通实现能量的传递，从而再次进入模式a开始一个新的周期。
[0049] 如图1所示当能量从输出端Uout流向输入端Uin时，即：在工作模式二时，电源Uin由电阻负载代替，其控制策略及主要波形如图4所示，在一个周期内工作状态如图5所示，图5(a)-图5(h)为在模式二时，由模式(a′)转换至(h′)为的工作周期。
[0050] 该双向DC/DC拓扑结构模式二与模式一相比，工作状态均由八个状态循环切换完成。开关管S1与S2的开关状态在模式一与模式二状态相同，在模式一中开关管S3与S4处于常导通状态，开关管S5与S6处于常关闭状态。而在模式二中开关管S5与S6处于常导通状态，开关管S3与S4处于常关闭状态。
[0051] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明
专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干
变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附
权利要求为准。
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