基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器
阅读：458发布：2023-12-28
专利汇可以提供基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且基于 正交 频分复用技术的码复用差分混沌键控 调制解调器 ，涉及差分混沌移位键控调制解调，利用Walsh码的正交性，实现参考 信号 与信息承载信号在码域上正交，在时域上重叠，解决了由于信道时间选择性，造成参考信号与信息承载信号信道响应不同，传输性能差的问题；利用OFDM技术，将一 帧 信号的每一个码片在不同的 子载波 上传播，避免了由于信道 频率 选择性，造成的符号间干扰问题。通过在高斯(AWGN)信道和多径时变信道下的仿真表明，相比于常规DCSK，基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统在高斯信道下和多径时变信道中具有较好的传输性能，具有抗时间选择性和 频率选择性衰落 的能 力 。，下面是基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器专利的具体信息内容。
1.基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器，其特征在于包括调制器和解调器：
调制器包括混沌信号发生器；N阶Walsh码发生器1,2,…,M+1；乘法器M1,1,M1,2,…,M1,N，M2,1,M2,2,…,M2,N…MM+1,1,MM+1,2,…,MM+1,N，MM+2,1,MM+2,2,…,MM+2,Nβ；加法器Add1,Add2；切换开关Sw1，Sw2,…,SwM+1；延时单元D1,D2,…,DN-1；由N阶Walsh码发生器1的N路输出分别通过乘法器M1,1,M1,2,…,M1,N，连接切换开关Sw1组成第一支路；混沌信号发生器和N-1个延时单元D1,D2,…,DN-1组成第二支路；由N阶Walsh码发生器2的N路输出分别通过乘法器M2,1,M2,2,…,M2,N，连接切换开关Sw2组成第三支路；第四支路至第M+2支路的结构与第三支路类似，不再重复；支路2中，混沌信号发生器的输出分别连接支路1和支路3,4,…,M+2的第一级乘法器，各延时单元D1,D2,…,DN-1的输出分别连接支路1和支路3,4,…,M+2的后一级乘法器M1,2,…,M1,N和M2,2,…,M2,N…MM+1,2,…,MM+1,N，信息比特进行串并转换，每一列有M个比特构成为b1,b2,…,bM，即为一帧比特信息；其中b1分别与乘法器M2,1,M2,2,…,M2,N连接，b2分别与乘法器M3,1,M3,2,…,M3,N连接，至bM分别与乘法器MM+1,1,MM+1,2,…,MM+1,N连接；将第一支路以及第三支路到第M+1支路的输出结果送入加法器Add1，即在时域上叠加，然后将输出的信号Sb(t)进行串并转化，将并行的数据的每一个码片通过乘法器MM+2,1,MM+2,2,…,MM+2,Nβ与不同频率的载波相乘，乘法器MM+2,1,MM+2,2,…,MM+2,Nβ的另一端连接到加法器Add2，加法器Add2将Nβ行并行数据在时域上叠加，叠加结果加保护前缀最终得到输出信号S(t)；
解调器包括乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ，
加法器Add；积分器I1,…,Im,…,IM；判决器J1,…,Jm,…,JM；收到的信号
首先去循环前缀，并进行串并变化，然后通过乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ将并行的数据分别与不同频率的载波相乘，乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ的输出结果通过加法器Add，将Nβ行数据在时域上叠加，叠加后的信号r1(t)分别送入支路1到支路M；乘法器 积分器
I1、判决器J1构成支路1，乘法器 积分器Im、判决器Jm构成支路m,以此类
推，共有M路如上所述的支路。
基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器
技术领域
[0001] 本发明涉及差分混沌移位键控调制解调，尤其是涉及基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器。
背景技术
[0002] 混沌通信是利用混沌信号作为载波的一种通知技术，混沌信号的宽谱性以及其似噪声、难预测的特性，使得混沌通信具有传统扩频通信技术的优点，如抗多用户干扰、低截获率和保密性好等，在短距离无线通信网络中具有良好的应用前景，如无线个域网(WPAN：Wireless Personal Area Network)、无线局域网(WLAN:Wireless Local Area Network)等。
[0003] 差分混沌移位键控系统(DCSK:Differential Chaotic Shift Keying)是以混沌信号为载波的数字调制解调技术。其原理如图1所示，调制器部分包括：混沌信号发生器、延时单元、乘法器和切换开关四个部分；解调器部分包括：延时单元、乘法器、积分器和判决电路四个部分。该调制解调技术的工作流程如下：在发射端，混沌信号发生器产生混沌载波信号分成两路，第一路混沌载波信号通过切换开关直接进入信道作为参考信号，第二路混沌载波信号延时半个符号周期，并根据信息比特为‘0’或为‘1’，决定延时后的第二路混沌载波信号乘以‘-1’或乘以‘+1’，由于第二路混沌载波信号承载了比特信息，因此，将第二路信号作为信息承载信号。对于DCSK，一个符号周期的传输信号包括参考信号和信息承载信号两部分。接收端收到经过信道后的信号，将其分成两路，即将前半个符号周期的参考信号通过延时单元与后半个符号周期的信息承载信号用乘法器进行相乘，并将相乘的结果通过积分器进行积分，积分结果送入判决电路，即积分结果大于0，判决传输的信息比特为‘1’，反之，判决为‘0’。
[0004] 现有的差分混沌移位键控调制解调器的发送信号的时隙结构如图2所示。由于DCSK系统是通过时域来实现参考信号与信息承载信号正交的，若信道为快速时变信道(时间选择性信道)，即假定信道在一个符号时间内无法保证恒定，则其性能将无法得到保证。
在诸如水声通信等特定的通信环境下，信道往往表现为时频双选择性衰落，因此，如何对抗时间选择性衰落和频率选择衰落是这类特殊通信环境下急需解决的问题。
在诸如水声通信等特定的通信环境下，信道往往表现为时频双选择性衰落，因此，如何对抗时间选择性衰落和频率选择衰落是这类特殊通信环境下急需解决的问题。
[0005] 参考文献：
[0006] [1]G.Kolumbán,B.Vizvari,W.Schwarz,A.Abel“. Differential chaos shift keying:a robust coding for chaos communications，”in Proc.IEEE Int.Workshop Nonlinear Dyn.Electron.Syst,1996:87-92.
[0007] [2]Shilian Wang,Zhili Zhang“. Multicarrier chaotic communications in multipath fading channels without channel estimation,”Aip Advances,2015,5(1):711-731.
[0008] [3]徐位凯.差分混沌通信系统关键技术研究.厦门,厦门大学,2011.
发明内容
[0009] 本发明的目的在于针对现有的差分混沌移位键控调制解调器在宽带时变信道下，性能表现不佳的问题，提供能够抗双选择性衰落，且复杂度较低的基于正交频分复用(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术的码复用差分混沌键控调制解调器。
[0010] 本发明包括调制器和解调器；
[0011] 所述调制器包括混沌信号发生器；N阶Walsh码发生器1,2,…,M+1；乘法器M1,1,M1,2,…,M1,N，M2,1,M2,2,…,M2,N…MM+1,1,MM+1,2,…,MM+1,N，MM+2,1,MM+2,2,…,MM+2,Nβ；加法器Add1,Add2；切换开关Sw1，Sw2,…,SwM+1；延时单元D1,D2,…,DN-1；
[0012] 由N阶Walsh码发生器1的N路输出分别通过乘法器M1,1,M1,2,…,M1,N，连接切换开关Sw1组成第一支路；混沌信号发生器和N-1个延时单元D1,D2,…,DN-1组成第二支路；
[0013] 由N阶Walsh码发生器2的N路输出分别通过乘法器M2,1,M2,2,…,M2,N，连接切换开关Sw2组成第三支路；第四支路至第M+2支路的结构与第三支路类似，不再重复。支路2中，混沌信号发生器的输出分别连接支路1和支路3,4,…,M+2的第一级乘法器，各延时单元D1,D2,…,DN-1的输出分别连接支路1和支路3,4,…,M+2的后一级乘法器M1,2,…,M1,N和M2,2,…,M2,N…MM+1,2,…,MM+1,N，信息比特进行串并转换，每一列有M个比特构成为b1,b2,…,bM，即为一帧比特信息；其中b1分别与乘法器M2,1,M2,2,…,M2,N连接，b2分别与乘法器M3,1,M3,2,…,M3,N连接，至bM分别与乘法器MM+1,1,MM+1,2,…,MM+1,N连接；将第一支路以及第三支路到第M+1支路的输出结果送入加法器Add1，即在时域上叠加，然后将输出的信号Sb(t)进行串并转化，将并行的数据的每一个码片通过乘法器MM+2,1,MM+2,2,…,MM+2,Nβ与不同频率的载波相乘，乘法器MM+2,1,MM+2,2,…,MM+2,Nβ的另一端连接到加法器Add2，加法器Add2将Nβ行并行数据在时域上叠加，叠加结果加保护前缀最终得到输出信号S(t)；
[0014] 所述解调器包括乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ，加法器Add；积分器I1,…,Im,…,IM；判决器J1,…,Jm,…,JM；收到的信号
首先去循环前缀，并进行串并变化，然后通过乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ将并行的数据分别与不同频率的载波相乘，乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ的输出结果通过加法器Add，将Nβ行数据在时域上叠加，叠加后的信号r1(t)分别送入支路1到支路M；乘法器 积分器
I1、判决器J1构成支路1，乘法器 积分器Im、判决器Jm构成支路m,以此类
推，共有M路如上所述的支路。
首先去循环前缀，并进行串并变化，然后通过乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ将并行的数据分别与不同频率的载波相乘，乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ的输出结果通过加法器Add，将Nβ行数据在时域上叠加，叠加后的信号r1(t)分别送入支路1到支路M；乘法器 积分器
I1、判决器J1构成支路1，乘法器 积分器Im、判决器Jm构成支路m,以此类
推，共有M路如上所述的支路。
[0015] 本发明提出了一种基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器方法，在发射端利用Walsh码正交特性，使参考信号与信息承载信号在码域上正交，在时域上叠加，并将叠加后的信号利用OFDM技术使信号的不同码片在不同的子载波上传输。在接收端，首先利用子载波之间正交，将每个子载波信号从叠加的信号中分离出来，分离后的信号再利用Walsh码的正交特性，解调出传输的信息比特。
[0016] 本发明首先利用参考信号与信息承载信号在时域上叠加，解决了在时变信道上，参考信号与信息承载信号信道响应不同问题，使传输信号可抗时间选择性衰落。其次利用OFDM技术，使得一个周期信号的不同码片在不同的子载波上传输，减轻多径衰落信道的频率选择性衰落对传输信号的影响。另外，由于参考信号与信息承载信号在码域上正交，在时域上重叠，同时消除了接收机时延电路，降低了系统成本。
[0017] 该解调器结合码复用差分混沌移位键控(CS-DCSK:Code-Shifted Differential Chaos Shift Keying)具有抗信道时变特性和OFDM技术抗信道频率选择性的特性，设计一种具有对抗双选择性信道衰落的多载波差分混沌移位键控调制解调器。附图说明
[0018] 图1为现有DCSK调制解调系统组成结构；
[0019] 图2为现有的DCSK发射信号组成结构；
[0020] 图3为基于正交频分复用技术的码复用DCSK调制器组成结构；
[0021] 图4为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统参考信息组成结构；
[0022] 图5为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统参考信息中一个片段组成结构；
[0023] 图6为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统第一路信息承载信号组成结构；
[0024] 图7为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统第一路信息承载信号中一个片段组成结构；
[0025] 图8为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统参考信号与信息承载信号在时域上叠加结果；
[0026] 图9为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统经过码复用调制后的信号结构；
[0027] 图10为基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统经过正交频分复用技术变化后的结果；
[0028] 图11为基于正交频分复用技术的码复用DCSK解调器组成结构；
[0029] 图12为加性高斯白噪声(AWGN)信道下，基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统在不同扩频因子下与常规DCSK的误比特率性能比较，扩频因子分别为SF＝32,64,128；
[0030] 图13为双选择信道下，基于正交频分复用技术的码复用DCSK系统在不同扩频因子下与常规DCSK的误比特率性能比较，扩频因子分别为SF＝32,64,128。
具体实施方式
[0031] 以下实施例将结合附图对本发明作进一步的说明。
[0032] 图3所示为基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制器的组成结构，系统传输的每一帧传输比特流表示为Si＝bi,1,bi,2,…,bi,M，其每一个比特信息将分别分配到第3支路到第M+2支路上作为信息承载信号的信息。混沌信号发生器产生长度为T的混沌信号，通过第2支路的延时单元D1,D2,…,DN-1，产生时长为NTc的混沌载波信号。本发明提出的基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制技术为数字调制解调技术。设信号采样频率为fs，则在持续时间Tc内的采样点数为β＝Tcfs，一个符号持续时间内的总采样点数为Nβ，即共有Nβ个码片，每个码片持续时间为Tβ＝1/fs。本调制器共有M+1个N阶Walsh码发生器，其中N≥2M。N阶Walsh码发生器1在N行的Walsh发生器的前 行中任选一行长度为N的Walsh码字W1＝{wR,1,wR,2,…,wR,N}作为参考支路的码字。其中W1的每一个码元wR,i的持续时间为Tc，即长度为N的Walsh码字的持续时间为NTc。N阶Walsh码发生器2到N阶Walsh码发生器M+1在N行Walsh发生器的 后 行中 任选M行长度为N的 Wa lsh码字
分别作为
信息承载支路的码字。
分别作为
信息承载支路的码字。
[0033] 在第一支路，Walsh码发生器1产生的Walsh码W1＝{wR,1,wR,2,…,wR,N}通过乘法器M1,1,M1,2,…,M1,N与第二支路产生的混沌载波信号相乘，由于本发明为数字通信，因此wR,1与β个混沌信号码片相乘，wR,2与经过延时单元D1的β个混沌信号码片相乘，以此类推，wR,N与经过N-1个延时单元的β个混沌信号码片相乘，由此产生的第一支路信号称为参考信号，其持续时间为NTc，其时域结构如图4所示，图4中每个Tc时间内信号的组成如图5所示。第二支路，Walsh码发生器2产生的Walsh码 通过乘法器M2,1,M2,2,…,M2,N分别与第二支路的混沌信号码片以及信息比特b1的映射a1相乘，即b1为‘0’时，映射成a1为‘-1’；b1为‘1’时，则映射成a1为‘+1’，信息比特持续时间为T＝NTc，即 与β个混沌信号码片以及a1相乘， 与延时单元D2输出的β个混沌信号码片以及a1相乘，由此类推， 与经过N-1个延时单元的β个混沌信号码片以及a1相乘。由此产生的第二支路信号因为承载了比特信息称为信息承载信号，其持续时间同样为NTc，时域结构如图6所示，图6中每个Tc时间内信号的组成如图7所示。之后的第三支路至第M+2支路信号的产生方式与第二支路类似，选择的Walsh码分别是 到 乘以的信息比特分
别是b2,b3,…,bM的映射符号a2,a3,…,aM，产生的信号持续时间皆为NTc，这里不再重复赘述。
别是b2,b3,…,bM的映射符号a2,a3,…,aM，产生的信号持续时间皆为NTc，这里不再重复赘述。
[0034] 调制器具体调制过程如下:混沌信号发生器产生持续时间为T的混沌信号，经过N-1个延时单元的输出，形成持续时间为NTc，码片数为Nβ的混沌载波信号，通过乘法器M1,1,M1,2,…,M1,N与Walsh码W1＝{wR,1,wR,2,…,wR,N}相乘得到参考信号，通过乘法器M2,1,M2,2,…,M2,N,…,MM+1,1,MM+1,2,…,MM+1,N分别与Walsh码
以及比特信息的映射a1,a2,…,aM相乘得到M个信息承载信号。接着将第一支路、第三支路到第M+2支路的输出信号通过加法器Add1在时域上叠加，如图8所示。具体实现方式为：
以及比特信息的映射a1,a2,…,aM相乘得到M个信息承载信号。接着将第一支路、第三支路到第M+2支路的输出信号通过加法器Add1在时域上叠加，如图8所示。具体实现方式为：
[0035] 1、将切换开关Sw1，Sw2,…,SwM+1切换到T1,1,T2,1,…,TM+1,1，保持时间为Tc，将M+1路的第一段调制信号送入加法器Add1进行叠加；
[0036] 2、将切换开关Sw1，Sw2,…,SwM+1切换到T1,2,T2,2,…,TM+1,2，保持时间同样为Tc，将M+1路的第二段调制信号送入加法器Add1进行叠加；直到切换开关Sw1，Sw2,…,SwM+1切换到T1,N,T2,N,…,TM+1,N。加法器Add1的输出总共为N段信号，每段持续时间为Tc。即经过码复用调制后的输出信号Sb(t)由一个参考信号与M个信息承载信号在时域上叠加得到，由此构成一帧信号，持续时间为NTc，码片数为Nβ，其时域结构如图9所示。接着将得到的一帧信号利用OFDM技术，加载到各个子载波上，如图10所示。其具体步骤为：
[0037] 1、一帧信号由Nβ的码片组成，将其进行串/并转化；
[0038] 2、将每一个码片分别乘以不同频率的载波，形成共Nβ个子载波；
[0039] 3、通过加法器Add2将每一个子载波叠加。最终加保护前缀得到调制后的输出信号S(t)。
[0040] 如图11所示为基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控解调器的组成结构，解调器的具体实施过程如下：
[0041] 1、接收端收到经过信道的信号r(t)，去保护前缀，然后利用采样器对输入信号进行采样，采样频率为fs，将采样后的信号，每Nβ个码片(即一帧信号，里面包含M个信息比特b1,b2,...,bM)进行串/并转换。
[0042] 2、将得到的Nβ个码片分别通过乘法器Mr,1,Mr,2,…,Mr,Nβ与不同频率的子载波相乘，并通过加法器Add将Nβ行数据进行叠加，得到输出信号r1(t)，此时已将传输信号从每个子载波中提取出来。
[0043] 3、将输出的信号r1(t)分别输入到支路1到支路M中，在支路1中，将输入的信号r1(t)分成两路，一路信号通过乘法器 与Walsh码W1＝{wR,1,wR,2,…,wR,N}相乘，另一路则通过乘法器 与Walsh码 相乘，再将两路经过乘法计算的结果利用乘法器 再次相乘，乘积结果送入到积分器I1中，最后将积分结果送入判决器J1中，得到信息比特b1的估计值 其判决方式如下：即积分器输出结果大于‘0’，则判决输出‘1’，结果小于‘0’，则判决输出‘0’。之后的支路2到支路M的操作与支路1类似，r1(t)分成两路，一路，r1(t)通过乘法器与Walsh码W1＝{wR,1,wR,2,…,wR,N}相乘，另一路则是将r1(t)通过乘法器则分别与Walsh码 相乘，两路输出结果仍通过乘法器再次相
乘，相乘结果送入积分器，积分结果送入判决器进行判决。由此M条支路，可得到M个比特信息估计值，即
乘，相乘结果送入积分器，积分结果送入判决器进行判决。由此M条支路，可得到M个比特信息估计值，即
[0044] 以下给出具体实施例。
[0045] 以下基于计算机仿真过程，进一步阐述本发明的实施过程。本发明介绍的基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控解调技术为数字调制解调技术。假设信号的采样频率设为fs＝1000次/s，符号的持续时间为T＝0.04s，则一个符号的采样点为T×fs＝40，即扩频因子SF＝40。混沌载波信号由离散的Logistic映射产生，其映射方程为 k＝0,·····,i,·····。N阶Walsh码构造方法如下：
当n＝0时， N表示Walsh码码长，即
N＝2n，码的持续时间为T，码元持续时间为Tc＝T/N。
当n＝0时， N表示Walsh码码长，即
N＝2n，码的持续时间为T，码元持续时间为Tc＝T/N。
[0046] 在本发明中，混沌载波信号的持续时间为T，产生方式如下所示：
[0047] 1、混沌信号发生器产生持续时间为Tc的混沌信号；2、通过延时单元在时域上得到重复N-1个周期的混沌载波信号。由于是数字通信，在Tc时间内，有β＝Tc×fs个混沌码片，给定初始值x1通过Logistic映射方程，迭代产生β个混沌码片。即整个持续时间为T的混沌载波信号中有Nβ个混沌码片(扩频因子SF＝T×fS＝NTc×fs＝Nβ)，每个混沌码片的持续时间为Tβ＝Tc/β。
[0048] 调制器根据Walsh码发生器产生的Walsh码,混沌发生器与延时器产生的混沌载波，由图3所示的调制器完成调制，每一帧信息比特经过调制器完成调制后的发送信号S(t)可以通过公式(1)表示为：
[0049]
[0050] 式中，a1,a2,...,aM表示信息比特b1,b2,...,bM的映射，即bi为‘0’时，ai为‘-1’，反之，ai为‘+1’。 表示持续时间为Tc的离散混沌序列{c1,c2,...,cβ}，在时域上经过了N-1次重复，得到持续时间为T的混沌载波序列，该混沌载波序列可以表示为每个混沌码片持续时间为Tβ＝Tc/β。wR,k+1∈wR＝
[wR,1,wR,2,...,wR,N],表示N阶Walsh码中的一行，其中
其中Ii,i＝1,2,...,M表示N阶Walsh码中在后 中任选M行。在 中，每一个
Walsh码片的持续时间皆为Tc，且每一行Walsh都相互正交的。调制过程如下：周期性的混沌载波序列与Walsh码的wR行对应值相乘，得到Nβ个码片，持续时间为T的参考序列。同时，周期性的混沌载波序列与Walsh码 的对应值以及ai相乘，得到第一路信息承载信号，以此类推，接下来通过图3中的第四支路到第M+2支路，得到第2路信息承载信号到第M路信息承载信号，然后通过加法器将参考信号与M路信息承载信号进行叠加得到输出信号Sb(t)，然后将输出信号串/并转化，将一帧信号(共Nβ个码片)中的每一个码片加载到各个子载波上并行传输，该过程用数学公式表示为傅里叶逆变换。由此得到经过调制器调制后的输出信号S(t)。
[wR,1,wR,2,...,wR,N],表示N阶Walsh码中的一行，其中
其中Ii,i＝1,2,...,M表示N阶Walsh码中在后 中任选M行。在 中，每一个
Walsh码片的持续时间皆为Tc，且每一行Walsh都相互正交的。调制过程如下：周期性的混沌载波序列与Walsh码的wR行对应值相乘，得到Nβ个码片，持续时间为T的参考序列。同时，周期性的混沌载波序列与Walsh码 的对应值以及ai相乘，得到第一路信息承载信号，以此类推，接下来通过图3中的第四支路到第M+2支路，得到第2路信息承载信号到第M路信息承载信号，然后通过加法器将参考信号与M路信息承载信号进行叠加得到输出信号Sb(t)，然后将输出信号串/并转化，将一帧信号(共Nβ个码片)中的每一个码片加载到各个子载波上并行传输，该过程用数学公式表示为傅里叶逆变换。由此得到经过调制器调制后的输出信号S(t)。
[0051] 在接收端，采用如图11所示的解调器对接收到得数据进行解调，解调过程如下：1、将输入信号r(t)以fs的采样频率进行采样，得到离散信号r(n)，然后将离散的信号每Nβ个采样点进行串/并转化，接着将每一列并行数据分别与不同频率的子载波相乘，得到每一个子载波上面传输的信号，如式(2)所示。
[0052]
[0053] 2、将从子载波中分离出来的信号r1(t)分别送入M个支路中，计算M个支路中每一个支路的统计判决量，以第m个支路为例，计算第m支路的统计判决量，如式(3)所示。
[0054]
[0055] 其中wR,k+1∈wR＝[wR,1,wR,2,...,wR,N]表示与发送端第一支路Walsh码发生器产生的Walsh码相同， 表示与发送端第m+2支路Walsh码发生器产生的Walsh码相同，其中每个Walsh码片的持续时间为Tc。该统计判决量的计算方式如下：
[0056] (1)收到的信号r1(t)持续时间为T，将其分成N段，每段时长Tc；
[0057] (2)wR的每一个码片与r1(t)对应段相乘， 的每一个码片同样与r1(t)对应段相乘；
[0058] (3)将两个相乘结果再次相乘，并在时域上进行积分，积分结果即为统计判决量。
[0059] 其余M-1支路的统计判决量计算方式与第m支路的计算方式类似，这里不再重复讲述。
[0060] 3、根据判决规则对统计判决量进行判决，即当Zm大于0时，第m路的比特估计值为‘1’，反之，第m路的比特估计值 为‘0’。
[0061] 由此可得，收到的一帧信号r(t)中所包含的M个比特信息的估计值
[0062] 基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器(OFDM-MCS-DCSK)在加性高斯白噪声信道(AWGN)下的误比特率性能如图12所示。在双选择性(具有时间选择性与频率选择性)信道下的误比特率性能如图13所示。作为比较，图中给出了常规的DCSK在相同条件下即相同扩频因子和信道条件下的误比特率性能。图中，SF表示扩频因子。从图12中可看出，在高斯信道下，随着扩频因子SF增大，OFDM-MCS-DCSK系统的三条误比特率曲线基本没有发生改变，即对于OFDM-MCS-DCSK系统，在高斯信道下，扩频因子的改变，不影响其传输性能。而常规DCSK系统，其性能受扩频因子的影响，即随着扩频因子的增加，其传输性能变差。将OFDM-MCS-DCSK系统与DCSK系统进行对比，可以发现OFDM-MCS-DCSK系统的性能相比同等条件下的DCSK系统要好，在BER＝10-4时，OFDM-MCS-DCSK系统相较于DCSK有2dB以上增益的明显性能改善。从图13中可以看出，在双选择性信道下，随着扩频因子SF增大，OFDM-MCS-DCSK系统的性能明显改善，尤其在SF＝128时，SNR＝20dB时，误码率BER达到10-6级别，在同等条件下，DCSK系统的性能则非常不理想，在SNR＝30dB，误码率BER不到10-1级别。综上所述，基于正交频分复用技术的码复用DCSK技术在双选择性衰落信道中具有非常强的竞争力。
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