本发明涉及无线通信系统领域，更具体地讲，涉及蜂窝无线系统 中呼叫建立期间在进行中基础上控制辐射RF功率电平，这种功率控制 使用了接收的角调制载波的质量评价。

在无线通信系统中，一般希望使用取得规定通信质量水平所需的 最小辐射射频(RF)载波功率，以便节约能量，和，可能是更重要的， 减小共用RF频谱的其它用户的干扰。随着包括每个蜂窝一个基站(BS) 和与指定基站通信的远程终端(远程终端也称为用户单元(SU)或用户 站)的蜂窝无线通信系统使用的增加，一个给定蜂窝区中各站之间的， 以及相邻蜂窝之间的干扰问题需要智能干扰管理，以便更有效地利用 分配的共用RF带宽。这种干扰管理是功率控制的目标。通常应当使用 保持可接受的服务质量所需的最小辐射RF功率。

需要两种类型的功率控制：初始功率控制，和进行中功率控制。 在初始功率控制中，目标是用取得可接受的通信水平所需的最小功率 电平启动通信。进行中功率控制在建立了其它链路的同时形成新链路 时通信系统随时间发生变化时保持链路上的最小发射功率使用。 初始功率控制

已知有几种用于包括，例如，个人手持电话(PHS)和移动通信全球 系统(GSM)的蜂窝系统的通信协议。上述两种系统都使用结合频分多 址(FDMA)的时分多址(TDMA)技术。这些通信协议都包括用于呼叫建 立的协议，例如，用于用户单元起始的对BS的通信，或BS起始的对 SU的通信。这些协议中的一些可能不包括初始功率控制。因此，在技 术上需要有一种能够应用到现有通信系统而不会对现有通信系统协议 造成不良影响的初始功率控制方法。 进行中功率控制

进行中功率控制是在完成初始通信后通信环境变化时的辐射功率 控制。例如，当为了取得接收信号的可接受质量或其它原因，而提高 SU与BS之间的特定链路中的辐射功率时，这种改变可能会造成使用 相同或相邻信道的其它站的不可接受的质量变化。此外，在建立新连 接并且断开进行中连接时，功率分配可能改变，导致现有连接质量改 变(变好或变坏)。例如，可能产生“额外质量”，意思是在新条件下使 用了过多的RF功率。也可能会经历退化质量，意思是一些连接可能需 要更大的辐射功率。传播特性，气候，以及人为干扰的变化也可能造 成需要调节RF功率电平的变化。这是进行中功率控制的目标。

空分多址(SDMA)技术是已知的，在这种技术中，可以把同一“常 规信道”(即，频分多址(FDMA)系统中的同一频率，时分多址(TDMA) 系统中的时隙，码分多址(CDMA)系统中的代码，或TDMA／FDMA系 统中的时隙和频率)分配给一个以上的用户站。这是在基站通过利用数 个天线元构成的天线阵进行的，并且在上行链路(从用户单元到基站的 通信)，用接收权数(也称为空间去多路复用权数)给来自每个天线元的 信号的幅度和相位加权，所有的接收权数确定一个取决于远端用户的 接收空间标记的复数值接收权矢量。接收空间标记(也称为接收复制矢 量)表征基站天线阵如何接收来自一特定用户单元的信号。在下行链路 (从基站单元到用户单元的通信)，发射是通过用一组对应的发射权数 (也称为空间多路复用权数)给将用每个天线元发射的信号在幅度和相 位上加权而完成的，对一个特定用户的所有发射权数确定了一个也是 取决于远端用户的空间标记的复数值发射权矢量。在对同一常规信道 上的数个远端用户发送时，在天线阵发送加权信号的和。

在从天线阵的每个天线元的上行链路上，或是到每个天线元的下 行链路上的信号的加权，在这里称为空间处理。空间处理即使在把不 多于一个用户单元分配给任何一个常规信道时也是有用的。因此，这 里使用的SDMA一词应当包括每个常规信道具有一个以上用户的真实 空间多路复用场合，和每常规信道仅有一个用户时使用空间处理减小 相邻信道干扰和相邻蜂窝干扰，降低蜂窝频率再用因数，等等。信道 一词应当表示一个基站与一个单一远端用户之间的通信链路，因而， SDMA一词应当包括每常规信道一个单一信道，和每常规信道多于一 个信道。

确定空间接收和发射权矢量的方法在现有技术中是已知的。例 如，见Roy，Ⅲ等发明人的第5，515，378(1996年5月7日公开的)和名称 为“空分多址无线通信系统”的第5，642，353(1997年6月24日公开) 号美国专利；Barratt等发明人的名称为“频谱有效的高容量无线通信 系统”的第5，592，490号(1997年1月7日公开的)美国专利；Ottersten 等发明人的名称为“用时空处理的频谱有效的高容量无线通信系统” 的第08／735，520号(1996年10月10日申请的)美国专利申请；Barratt 等发明人的名称为“使用天线阵和空间处理的由判决指导的解调方法 和装置”的第08／729，390号(1996年10月11日申请的)美国专利申请(此 后称为“我们的解调专利”)；和Parish等发明人的名称为“校准具有 天线阵的无线通信站的方法和装置”的第08／948，772号(1997年10月 10日申请的)美国专利申请(此后称为“我们的校准专利”)，每个这些 专利或申请全部结合在此作为参考，这些专利或申请在此共同称为“我 们的空间处理专利”。例如，在一个使用时分双工(TDD)因而能够通过 相同频率进行上行链路和下行链路通信(在FDMA或TDMA／FDMA系 统中)的系统中，在上行链路确定的接收权数的接收权矢量可以用于确 定从基站到同一个远端用户单元的下行链路上通信所需的发射权数的 发射权矢量。

在现有技术中还没有能够应用于利用SDMA技术的系统的进行 中功率控制的实际方法，因为没有能够在保持所有信道的可接受质量 水平的同时有效地调节使总辐射RF功率最小所需的所有SDMA系统 参数的功率控制方法。使用SDMA导致了RF辐射功率控制问题大大 复杂化，因为确定权矢量影响功率控制，反过来也一样。利用SDMA 的常规信道上的RF功率的任何变化将影响分配给使用同一常规信道 的用户的发射和接收权矢量，并且空间处理中的任何变化将影响现存 用户保持适当的通信质量水平所需的功率。功率控制的现有技术方法 一般不考虑SDMA的特殊方面，并且可能造成这种SDMA系统中的不 稳定性，其中不适当的发射功率选择将有害地改变空间多路复用(即， 发射)和去多路复用(即，接收)权矢量，引起发射功率进一步偏离最佳 值，直到信号质量和网络容量都降低。

SDMA系统的进行中功率控制问题的优化解决方法要求同时解决 SDMA多路复用权数分配问题和功率分配问题。这至少涉及一种复杂 的计算任务，并且至今仍然是难以解决和头等重要的计算任务。因此， 在技术上需要有一种实用的近最佳方法来确定SDMA系统的空间处理 权矢量和进行中功率控制。

通信的进行中功率控制问题的目的是要在保证取得每个蜂窝内的 每个连接的适当(“目标”)信号与干扰加噪声比(signal to interference- plus-noise ratio)(SINR)的同时，使通信系统中发射的总功率最小。当用 这种方式表达时，产生的功率控制方法称为全局优化法(globally optimal method)。这种全局优化法一般需要系统基站之间的通信。全局 优化法是那些在整个系统的一些子系统内，例如，一个特定蜂窝内， 满足最优性的优化方法。当处理大量蜂窝间和蜂窝内连接时，存在着 直接确定一种全局优化法的实际困难。例如，相对于连接条件的变化 速度来说，计算时间可能太长；并且，实时收集每个基站与每个远端 用户单元之间的路径增益之类的必要数据可能是不可行的，或不实际 的。已经显示(加利福尼亚，伯克利，加利福尼亚大学的1995年Yun． L．C．M．的博士论文，“无线网络上多媒体的传送”)对于非SDMA系统， 通过结合蜂窝之间耦合的干扰的效应，可以使局部控制策略逐渐地汇 聚到全局优化解决方案。因此，具有利用局部优化功率控制的进行中 功率控制策略是有利的。因而，在技术上需要有用于多个其中操作不 需要功率控制信息的基站间通信“分散的”SDMA系统的局部优化功 率控制方法。 信号质量评价

为了实现功率控制，需要有一个接收信号质量的客观测量。一般 可以接受信号中误差的测量是一个有用的质量客观测量。希望在进行 正常通信的同时实施这种误差测量。

有几种用于评价接收信号质量的现有技术方法。一类或现有技术 使用接收信号功率的测量值作为接收信号质量的测量值。一个实例是 通常使用的接收信号强度指标(RSSI)。这种测量的问题在于，不能区 分希望的信号和任何干扰信号和／或噪声。为了克服这一缺陷，一些现 有技术功率控制方法使用比特误差率(BER)的测量，或更容易的获得帧 误差率(FER)的方法。例如，IS-95 CDMA标准中使用的初始功率控制 方法采用了FER。FER在实践中比BER易于获得，因为循环冗余校验 (CRC)位通常是帧结构的一部分。可以把FER看成是BER的一个近似 指示。作为测量的BER和FER的两个主要缺点是：

1．要用长的时间(许多帧)来积累BER或FER的统计意义上的评 价，这对于功率控制可能是太慢了；和

2．BER(或FER)可能不仅仅是功率的函数，而且可能受解调误差 的其它原因的影响。例如，剩余频率偏移(甚至在使用了任何频率偏移 纠正之后)可能会导致调制误差。

此外，还有用误差矢量进行质量评价的现有技术的由判决指导的 调制误差评价方法，所述误差矢量代表接收信号与应当接收到的信号 的理想模型之间的差。理想模型是通过将检测比特通过一个把比特转 换为正确码元的比特-码元映射器，然后把正确码元通过一个脉冲成形 器以产生信号的理想模型(参考信号)而从检测比特得到的。脉冲成形器 也需要还原频率纠正和还原定时校准。把所得的调制信号的理想模型 (带有任何频率偏移和定时误差)与实际接收信号之间的差用于评价实 际信号中存在的噪声和干扰，并将其用作质量评价。

基于这种现有技术决策的质量评价值具有若干不希望有的特性， 其中一些与BER和FER测量类似：

1．在用不正确的码元替代要发送的实际码元的质量评价中，解调 误差可能造成大的误差；

2．频率偏移导致调制误差；

3．调制误差的测量与RF载波强度和噪声及干扰电平没有直接关 系；和

4．从调制误差评价信号与干扰和噪声比(SINR)将导致高方差(不 可靠的)评价值。

应当指出，当把质量评价值用于发射机功率控制时，频率偏移的 敏感性是特别不希望的。由于错误地将频率偏移误差当成噪声或干扰 误差而提高发射机功率，不仅是完全无效的，而且是不适当的，因为 不必要的过大发射机功率将增大对其它系统用户的干扰。

因此，在技术上需要有利用一种评价接收信号质量的处理方法的 功率控制方法，该处理方法是(a)快速的；(b)对频率偏移变化实际上是 不敏感的；和(c)导致一个能够将信号从干扰和噪声中区分出来的测量 值，例如，信号与干扰和噪声比(SINR)。

因此，本发明的一个目的是一种用于在一个包括SDMA的系统中 的进行中功率控制的方法和装置。本发明的另一个目的是一种在功率 控制方法和其它应用中使用的评价接收信号质量(表示为信号与干扰 和噪声电平比(SINR))的方法和装置。本发明的再一个方面是利用信号 质量评价方法和／或装置的初始功率控制方法和应用。本发明的再一方 面是可应用于包括SDMA的系统的组合初始和进行中功率控制的方 法。

在本发明的一个方面中，披露了一种利用SDMA从一个或多个远 端用户向一通信站通信的进行中上行链路功率控制的方法，该方法包 括把用于从一特定远端用户的接收的权数的空间权矢量和从该用户的 发射的进行中功率控制的联合确定分解成一个接收权矢量确定部分和 一个独立的发射功率调节部分。本发明从一个部分开始，例如，从其 中把初始功率控制策略用于从远端用户的发射的功率调节开始。根据 这个初始策略分配发射功率，并进行发送。然后对用这个分配的发射 功率发射到通信站的信号进行接收权矢量分配。使用得到的新权矢 量，并且所得的新权矢量可能影响通信的质量。获得利用新确定的接 收权矢量通信的通信质量评价。利用通信质量评价实行进行中功率控 制调节，导致从远端用户的发射的新功率分配。利用这些新功率分配 得到新接收权矢量确定。通过发射功率设置和空间处理接收权矢量确 定部分之间的迭代，联合地确定了接收权矢量和功率控制。

在本发明的另一方面，披露了一种用于利用SDMA从一个通信站 向一个或多个远端用户通信的进行中下行链路功率控制的方法，包括 把从该通信站到一个特定远端用户的发射的权数的完全发射权矢量的 确定，分离成一个相对发射权矢量确定部分和一个独立的发射功率调 节部分，所述完全发射权矢量包括一个相对发射权数组与一个应用于 权数的定标。该方法从一个部分开始，例如，从其中把初始功率控制 策略用于利用初始相对发射权数的某种初始相对发射权矢量从通信站 向远端用户的发射的功率调节开始。根据这个初始策略分配发射功 率，并进行发射。获得利用该初始发射权矢量通信的通信质量评价。 据此，利用通信质量评价实行进行中功率控制调节，导致从通信站的 发射的新功率分配，导致新接收权矢量确定。独立地确定一个更新相 对发射权矢量，并且把这个更新的相对发射权矢量用于发射。因此， 通过独立地确定功率设置和空间处理相对发射权矢量获得了完全发射 权矢量(其包括相对发射权数组与功率设置)。

本发明的再一方面是一种用于在一个或多个远端发射机(例如， SU)与一个接收通信站(例如，BS)之间的上行链路通信的进行中功率控 制的方法，该通信站包括一个接收天线元的阵列，并且根据一组接收 权数(一个权矢量)进行空间接收处理。该方法包括：最好是根据“父专 利”中所述方法，为与一特定远端发射机通信，设置该特定发射机的 初始功率分配。从初始功率分配开始，在通信站给该特定远端发射机 确定一组上行链路权数(即，一个接收权矢量)。把这个权矢量用于确定 来自该特定远端发射机的一个信号，该信号是从各天线元接收的多个 信号中确定的。在通信站评价来自该远端发射机的信号的接收信号质 量，并根据接收信号质量评价，确定远端发射机的新功率分配。接收 信号质量最好是一个SINR评价。在远端发射机应用新功率分配。最好 是在通信站确定功率分配，并通过通信站命令远端发射机改变功率。 远端发射机用这些新上行链路功率发射，并反复进行这种上行链路权 矢量确定和功率控制处理过程。最好以规定的时间间隔进行功率确 定。

本发明的再一方面是，一种用于在一发射通信站(例如，一个BS) 与一个或多个远端接收机(例如，SU)之间的下行链路通信的进行中功 率控制的方法，通信站包括一个发射天线元的阵列，并且根据一组发 射权数(即，一个发射权矢量)进行对一特定远端接收机的空间发射处 理。该方法包括，最好是根据“父专利”中所述方法，设置通信站的 初始功率分配，并且利用初始功率分配和初始发射权矢量从通信站发 射，其中每个远端接收机一个权矢量。在本优选实施例中，通信站包 括一组接收装置，每个装置耦合到用于接收信号的天线阵的一个天线 元，和一个接收处理器，用于根据接收权矢量对在天线元接收的来自 任何远端发射机的信号进行空间处理。在本优选实施例中，每个远端 接收机也包括一个用于发射信号的远端发射机，并且作为在该特定远 端接收机的远端发射机的信号发射结果，从在通信站天线阵接收的信 号确定从通信站向一特定远端接收机的发射的发射权矢量，特别是， 该发射权矢量是从为在特定远端接收机接收远端发射机向通信站发射 的信号而确定的接收权矢量确定的。确定在每个远端接收机接收的信 号的质量评价。每个信号质量评价最好是每个远端接收机处的SINR 的评价。每个远端接收机最好执行SINR评价，并以规定的时间间隔把 接收信号质量报告给通信站。根据信号质量评价，确定用于与每个远 端接收机通信的下行链路功率分配。通信站利用新分配向远端接收机 发射。然后重复进行质量评价，功率分配和发射。在本优选实施例中， 如果没有发生权矢量更新，那么使用与以前所用的相同的权矢量，并 且如果具有可用更新权矢量，那么使用更新的发射权矢量。

本发明的再一方面是一种用于一个包括一组一个或更多的通信站 的通信系统的全局进行中功率控制的方法。在该系统中，每个通信站 在上行链路上与一组一个或更多对应的远端发射机通信，并且在下行 链路上与一组和对应的远端发射机共处的一个或更多的对应远端接收 机通信。系统最好是一个蜂窝系统，每个通信站是一个基站，并且每 个远端发射机和共处的远端接收机是与其对应的基站通信的用户单 元。每个通信站包括一个接收天线元阵，一组耦合到天线阵的接收装 置，接收装置的输出端耦合到一个接收空间处理器，根据一组接收权 数(即，一个权矢量)与一特定对应远端发射机通信。每个通信站也包括 一个发射天线元阵，一组耦合到各天线元的发射装置和一个形成一组 用于发射装置的信号的发射空间处理器，根据一个发射权矢量与一特 定对应远端接收机通信。整个系统的功率控制包括使用上述用于上行 链路通信的进行中功率控制的方法，和上述用于下行链路通信的进行 中功率控制的方法。在下行和上行链路进行中功率控制方法中的功率 分配步骤包括，在保持(在下行链路上的一个通信站中和在上行链路上 的一个远端发射机中)任何发射机与(在下行链路上的一个对应远端接 收机中和在上行链路上的一个通信站中)任何对应接收机之间的每个 通信链路的通信的可接受电平的条件下，联合确定使在对应的远端发 射机组与通信站之间的通信(上行链路进行中功率控制)，和在通信站与 对应的远端接收机组之间的通信(下行链路进行中功率控制)的全部发 射功率的加权和最小的全部发射功率组。在一个实施例中，发射功率 的加权和是全部发射功率的和，通信的可接受电平是一目标SINR，该 目标SINR对于所有上行链路通信是相同的，并且对于所有下行链路通 信是相同的。

在全局进行中功率控制的另一个实施例中，在上行链路通信的进 行中功率控制中的功率分配步骤是在每个通信站和该通信站的对应远 端发射机组中独立进行的，并且下行链路通信的进行中功率控制中的 功率分配步骤是在每个通信站和该通信站的对应远端接收机组中独立 进行的。

在上行链路通信的进行中功率控制方法中的功率分配步骤的一个 实施例包括，作为对通信站的通信的目标信号质量，在用于从远端发 射机发射的以前更新中使用的功率，和在通信站接收的来自远端发射 机的信号的以前质量的评价的函数，周期性地更新从一远端发射机向 通信站发射的功率。本优实施例中的更新周期是两帧。最好，信号质 量评价是SINR评价，并且目标信号质量是目标SINR。在功率分配步 骤的一个版本中，该函数仅是目标SINR，最近SINR评价，和最近应 用的功率的函数。当全部功率和SINR量是对数标度时，在一特定版本 中，在下一个更新中应用的功率与在最近更新中使用的功率之间的差 是最近SINR评价与目标SINR之间的差的某种函数，并且这种函数最 好是比例函数。在本优选实施例中，目标SINR对于一个常规信道上的 所有空间信道都是相同的。

下行链路通信的进行中功率控制方法中的功率分配步骤的一个实 施例包括，作为对远端接收机通信的目标信号质量，从通信站向远端 接收机的发射的前面更新中使用的功率，和在远端接收机从通信站接 收的信号的前面的质量评价的函数，周期性地更新从通信站向一远端 接收机发射的功率。本优选实施例中的更新周期是两帧。最好，信号 质量评价是一SINR评价，并且目标信号质量是一目标SINR。在功率 分配步骤的一个版本中，该函数仅是目标SINR，最近SINR评价，和 最近应用的功率的函数。当全部功率和SINR量是对数标度时，在一个 特定版本中，在下一个更新中应用的功率与在最近更新中使用的功率 之间的差是最近SINR评价与目标SINR之间的差的某种函数，并且这 种函数最好是比例函数。在本优选实施例中，目标SINR对于一个常规 信道上的所有空间信道都是相同的。

在上行链路功率分配步骤的另一个实施例中，在一常规上行链路 信道中，常规上行链路信道上空间信道的上行链路通信使用的功率组 是那些在保持该常规上行链路信道的任何特定上行链路空间信道上可 接受(即，目标)通信质量的约束下，使从远端用户到通信站的常规上行 链路信道的上行链路空间信道上发射的功率的加权和最小的功率组。 在一特定实现中，最小化标准是使发射的总功率最小，并且其约束是 一预测上行链路信道质量测量，最好是任何特定上行链路空间信道上 的预测SINR至少是用于该特定上行链路空间信道的某个目标SINR， 其中用于一特定空间信道的预测上行链路SINR是，特定上行链路空间 信道的特定空间接收权矢量，常规上行链路信道的特定上行链路空间 信道和其它上行链路空间信道的上行链路路径损耗，特定上行链路空 间信道上远端发射机的接收空间标记，常规上行链路信道上其它远端 发射机的接收空间标记，和特定上行链路空间信道上的通信站所经历 的后空间处理噪声加蜂窝间干扰的一种表达。在一特定实施例中，任 何空间信道的路径损耗是评价的SINR与最近使用的发射功率的函 数。任何上行链路空间信道的蜂窝间干扰加噪声被确定为，该上行链 路空间信道的SINR评价，该常规上行链路信道上的所有上行链路空间 信道的接收权矢量和接收空间标记，远端发射机在该常规上行链路信 道的所有上行链路空间信道上通信的上行链路功率控制方法的先前的 更新中使用的功率，和该常规上行链路信道上特定上行链路空间信道 和其它上行链路空间信道的路径损耗的函数。在一特定实现中，对一 常规信道上的空间信道总数(用d表示)中用下标i表示的特定上行链路 空间信道的，一个预测上行链路信道质量测量值(最好是预测SINR) 至少是一目标信号质量的值，最好是该特定上行链路空间信道的目标 SINR(用SINRUtargeti 表示)的特定约束，可以数学地表达为： $\frac{L_i^U{\left|{w_i^U}^{*}{a}_i^U\right|}^2{p}_i^U}{\underset{j\ne i,j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{L}_j^U{\left|{w_i^U}^{*}{a}_j\right|}^2{p}_j^U+I_i^U}\ge {\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^U$ 其中，j=1，…，d，pU j是用于在上行链路空间信道j上从发射远端用 户向通信站的上行链路空间信道j上的发射功率，LU j是上行链路空间 信道j上从发射远端用户到通信站的上行链路空间信道j上的路径损耗 (如果大于1，可以是增益)，wU j是用于在上行链路空间信道j上从 用户接收的上行链路(即，接收)(权数的)权矢量，该接收权矢量具有1 的欧几里德范数，aU j是上行链路空间信道j上的远端用户的发射空间 标记，每个上行链路空间标记具有欧几里德范数1，和IU j是上行链路 空间信道j上通信站经历的上行链路后空间处理噪声加蜂窝间(即，蜂 窝之外)干扰。在一特定实现中，目标SINR对于常规上行链路信道的 所有上行链路空间信道都是相同的。上行链路最小化问题一般是要发 现正PU i集，从而使得预测信道质量至少是目标信号质量的约束在常规 信道的每个上行链路空间信道上被满足时，取得 $\underset{i=1}{\overset{d}{\Sigma }}{c}_i^U{p}_i^U$最小值。

在上行链路功率分配步骤的实施例的另外一种实施中，在一个常 规上行链路信道中，在任何常规上行链路信道上的空间信道的上行链 路通信使用的功率组是通过把常规上行链路信道的每个上行链路空间 信道中的预测上行链路SINR设置为等于该上行链路空间信道的一个 目标SINR而确定的。在本优选实施例中，该目标SINR对于常规上行 链路信道的所有上行链路空间信道都是相同的。

在下行链路功率分配步骤的另一个实施例中，在一常规下行链路 信道中，常规下行链路信道上空间信道的下行链路通信使用的功率组 是那些在保持该常规下行链路信道的任何特定下行链路空间信道上可 接受(目标)通信质量的约束下，使从通信站到常规信道上远端接收机的 常规下行链路信道的下行链路空间信道上发射的功率的加权和最小的 功率组。在一特定实现中，最小化标准是使在常规下行链路信道上的 发射总功率最小，并且其约束是对任何特定下行链路空间信道上的远 端接收机的一个预测下行链路信号质量测量(该测量最好是预测下行 链路SINR)至少是某个目标信号质量，最好是该特定下行链路空间信 道的一个目标SINR，其中用于该特定空间信道的预测下行链路SINR 是，特定下行链路空间信道中的特定空间发射权矢量，常规下行链路 信道的其它下行链路空间信道中通信所用的其它发射权矢量，常规下 行链路信道的特定下行链路空间信道和其它下行链路空间信道的下行 链路路径损耗，用于向特定下行链路空间信道上远端接收机发射的发 射空间标记，和特定下行链路空间信道上的远端接收机所经历的后空 间处理噪声加蜂窝间干扰的一种表达。在特定实施例中，任何空间信 道的路径损耗是在该远端接收机评价的SINR与最近使用的发射功率 的函数。任何空间信道的蜂窝间干扰加噪声被确定为，该特定空间信 道上的远端接收机的SINR评价，该常规下行链路信道中的所有下行链 路空间信道的发射权矢量和发射空间标记，在该常规下行链路信道的 所有下行链路空间信道中通信的功率控制方法的以前的更新中使用的 功率，和该常规下行链路信道上特定下行链路空间信道和其它下行链 路空间信道的路径损耗的函数。在一特定实现中，对一常规下行信道 中的下行链路空间信道总数(用d表示)中用下标i表示的特定下行链路 空间信道的，在该特定下行链路空间信道上的远端接收机的预测SINR 至少是该特定下行链路空间信道的目标SINR的值(用SINRDtargeti 表示)的 特定约束，可以数学地表达为： $\frac{L_i^D{\left|{w_i^D}^{*}{a}_i^D\right|}^2{p}_i^D}{\underset{j\ne i,j=l}{\overset{d}{\Sigma }}{L}_j^D{\left|{w_j^D}^{*}{a}_i\right|}^2{p}_j^D+I_i^D}\ge {\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^D$ 其中，j=1，…，d，pD j是用于在下行链路空间信道j上从发射通信站 到它的远端接收机的下行链路空间信道j中发射功率，LD j是下行链路 空间信道j上从发射通信站到远端接收机的下行链路空间信道j中的路 径损耗(如果大于1，它可以是一增益)，wD j是用于在下行链路空间信道 j上向用户发射的下行链路(即，发射)(权数的)权矢量，每个矢量具有 欧几里德范数1，aD j是下行链路空间信道j上的远端用户的发射空间标 记，下行链路空间标记具有欧几里德范数1，和ID i是该特定下行链路 空间信道i上接收机经历的下行链路后空间处理噪声加蜂窝间(即，蜂 窝之外)干扰。下行链路最小化问题一般是要发现正PD i集，从而使得 约束在常规下行链路信道的每个下行链路空间信道上被满足时，取得 $\underset{i=1}{\overset{d}{\Sigma }}{c}_i^D{p}_i^D$最小值。

在下行链路功率分配步骤的实施例的另外一种实施中，在一个常 规下行链路信道中，在任何常规下行链路信道中的空间信道的下行链 路通信使用的功率组是通过把常规下行链路信道的每个下行链路空间 信道中的预测下行链路SINR设置为等于该下行链路空间信道的一个 目标SINR而确定的。在本优选实施例中，该目标SINR对于常规下行 链路信道的所有下行链路空间信道都是相同的。

本发明的进行中功率控制方法和“父专利”的发明的初始功率控 制方法的优选实施例需要接收的调角信号的SINR的评价。本发明的另 一方面是一种在用于接收调角信号的接收机中确定SINR评价的方 法，该方法在对接收机发射的功率控制方法中使用，并且可以在需要 对接收的调角信号的质量进行评价的任何应用中使用。在一个第一实 现中，该方法包括从接收信号的幅度测量值评价接收的基带信号的平 均幅度电平和平均功率电平(即，幅度的一阶和二阶矩)，和求解接收 SINR评价的一组联立方程。

在所述第一实现的一个特殊实施例中，适用于根据一种数字调制 方案调制的信号，接收机接收该信号，在该接收机中对数字调制的接 收信号进行抽样，从接收的基带信号幅度抽样值确定平均幅度电平和 平均功率电平，这些抽样值实际上在数字调制方案的波特点。在用于 一个根据一种数字调制方案调制的信号的本实现的另一个特殊实施例 中，在一个具有一天线阵和一个用于空间处理的信号处理器的通信站 中，其中在通信站对数字调制的接收信号进行抽样，从空间处理后的 接收基带信号幅度抽样值确定平均幅度和平均功率电平，所述抽样值 实际上在数字调制方案的波特点。

将基带信号的评价幅度表示为R，并且把评价运算表示为E{}， 那么方程组是： $E\left[R\right]=\sqrt{2{\sigma }^2}f\left(\mathrm{SINR}\right),$ 其中 $f\left(\mathrm{SINR}\right)=e^{-\mathrm{SINR}}\underset{l=0}{\overset{\infty }{\Sigma }}\frac{\Gamma (\frac{3}{2}+l){\mathrm{SINR}}^l}{\Gamma (\frac{1}{2}+l)l!},$ 和 $E\left[R^2\right]=2{\sigma }^2(1+\mathrm{SINR})$。

在一个版本中，使用迭代解，并且把f(SINR)的值预存储在存储器 中。在另一种版本中，也使用迭代解，并用1近似表示f(SINR)的值。

在一个第二实现中，评价接收信号质量的方法包括，从接收信号 的幅度的测量值评价接收基带信号的平均功率电平和功率电平的均方 值(即，幅度的二阶和四阶矩)，和从这些评价值确定SINR。在第二实 现的一个特殊实施例中，可应用于在一接收机中接收的数字调制信 号，其中在接收机中对数字调制的接收信号进行抽样，并且从实际上 在波特点的瞬时功率抽样(即，幅度的平方)确定平均功率电平(RSSI评 价)和均方功率电平。在用于在具有一个天线阵和一个用于空间处理的 信号处理器的通信站中数字调制信号的本实现的另一特殊实施例中， 其中在通信站对数字调制的接收信号进行抽样，通过平均后空间处理 实际上在波特点的瞬时功率抽样(即，幅度的平方)确定平均功率电平和 均方功率电平。用R2表示RSSI(接收信号的平均功率电平，在SDMA 情况下后空间处理)，并用R4表示均方功率，那么可以用下式确定 SINR：

在第一和第二实现的优选实施例中，是在一个单一的时间周期中 确定一个接收信号的SINR，在PHS系统的情况下最好是在一帧时间 中。在一个可应用于第一和第二实现的改进实施例中，将SINR值确定 为当前时间周期中的SINR评价与在前面的时间周期中确定的SINR值 的运行平均值。

从下面的详细说明中，熟悉本领域的技术人员会对本发明的其它 方面有更清楚的了解。

图1是结合本发明的一些方面的基站的一个收发信机(接收机和 发射机)模块的方框图。收发信机模块从接收的RF信号中提取I，Q基 带信号，以在调制解调器模块(图2)中进一步处理，和接受来自一个或 多个调制解调器模块的I，Q基带信号，用于RF传输。

图2是结合本发明的一些方面的基站的调制解调器模块的方框 图。调制解调器模块接受来自一个或多个收发信机模块的I，Q基带信 号，并处理这些信号，所述处理包括根据本发明的各个方面确定信号 质量和实现功率控制。

图3是一个用于PHS系统的利用最小发射功率建立呼叫的方法的 一个实施例的流程图，

图4示出了一个典型QPSK信号的相位图，包括同相和正交误差；

图5(a)示出了一种包括空间处理的、可以实现本发明的信号质量 方面的装置的一个实施例；

图5(b)示出了一种可以实现本发明的信号质量方面的装置的另一 个实施例；

图6是一种用于在一调角通信系统中获得信号质量评价的方法的 流程图；

图7(a)和7(b)各示出了一个组合初始和进行中功率控制方法的一 个实施例的流程图。图7(a)可在上行链路中使用，而图7(b)可应用于 下行链路；

图8(a)和8(b)各示出了一个，例如，在图7(a)和7(b)的各自的流 程图中所示方法中应用进行中功率控制的一个实施例的流程图。图8(a) 可应用于上行链路，而图8(b)可应用于下行链路；

图9示出了用其可以优选地实现本发明的SU部分的无线电话用 户单元(SU)的RF部分；和

图10是用其可以优选地实现本发明的SU部分的数字信号处理器 (DSP)部分的方框图。 系统结构

本发明的方法可以在任何包括一个或多个通信站和一个或多个远 端接收机(用于在下行链路上通信)及发射机(用于在上行链路上通信) 的通信系统上实现。对于本发明的质量评价方面的仅有的要求是所用 的调制包括某种形式的角度(例如，相位)解调，和对于下行链路SDMA 功率控制的仅有要求是能够确定下行链路发射权数，例如，从接收的 上行链路信号来确定。本发明的方法优选地在作为一个基站的通信站 和它的用户单元上实现，它们是其中基站使用SDMA与它的用户单元 通信的通信系统的一部分。在该优选实施例中，通信系统打算在一无 线本地回路(WLL)蜂窝系统中使用。尽管示例实施例中的用户单元在 位置上是固定的，但在其它系统中它们可以是移动的。

首先说明SDMA基站。 基站结构

为了提供空间处理，在基站中使用了一个多元天线阵。阵中的天 线数量是可变的。基站的下行链路信道包括耦合到一组天线发射装置 的用于空间处理的一个处理器，每个天线发射装置耦合到一个天线 元。基站的上行链路信道包括一组天线接收装置，每个天线接收装置 接收来自一个天线元的信号，各天线接收装置耦合到一个用于空间处 理接收信号的处理器。在示例实施例中，基站与用户单元之间的通信 使用称为“个人手持电话系统”(PHS)的标准，ARIB标准，第二版(RCR STD-28)。PHS系统是一个具有真时分双工(TDD)的8-时隙 TDMA／FDMA系统。每个频道(“副载波”)有近似300kHz的带宽。8 个时隙划分为4个发射(TX)时隙和4个接收(RX)时隙。这意味着对于 任何特定信道，接收频率与发射频率相同。这也意味着互易性，即， 假设用户单元在接收时隙和发射时隙间最小移动时，对于下行链路(从 基站到用户的远端终端)和上行链路(从用户的远端终端到基站)的无线 电传播路径是相同的。在本优选实施例中使用的PHS系统的频带近似 为1895至1920MHz。8个时隙中的每个是625微秒长。PHS系统具有 一个专用频率和时隙，用于发生呼叫初始化的控制信道。一旦建立了 一个链路，呼叫切换到一个用于常规通信的业务信道。通信以每秒32 千比特(kbps)速率在任何信道发生，叫作全率。小于全率的通信也是可 能的。

在本优选实施例使用的PHS中，把一个脉冲串(burst)定义为在一 个单一时隙中通过空中发射或接收的有限持续时间RF信号。把一个组 (group)定义为4个TX和4个RX时隙的集合。一个组总是以第一TX 时隙开始，并且它的持续时间是8×0．625=5微秒。

PHS系统对基带信号使用π／4四相差分移相键控(π／4DQPSK)调 制。波特率是192千波特。即，每秒192，000码元。 基站中收发信机模块的接收机部分

基站使用一个由天线元构成的天线阵，并且每个天线有一个发射／ 接收(T／R)开关，一个模拟接收机，一个数字接收机，一个数字发射机， 和一个模拟发射机。因此，这个模块包括天线发射装置部分和天线接 收装置组部分。任何一个天线元的模拟和数字接收机和发射机实现在 一个单一RF TX／RX收发信机模块中，因而每个模块能够实现一个天 线16载波10MHz的宽带射频频谱。熟悉本领域的一般技术人员清楚 的知道，这种结构是相当标准的，并且可以有各种变化。图1中示出 了用于一个收发信机模块的接收机部分的特殊结构。在天线元103接 收RF信号，并经一实现为一具有1895至1920MHz带通的空腔滤波器 的带通滤波器(BPF)140通过。天线103和滤波器104在收发信机模块 外部。信号从滤波器104传送到收发信机模块上的发射／接收(T／R)开关 105。从开关105，信号通过一低噪声放大器(LNA)107，一级或多级带 通滤波(未示出)，和一个可变衰减器108，到达一个第一下变换器109， 该下变换器使用一个利用一大约1．6328GHz的本机振荡器111(不是模 块的一部分)的可调谐混频器，产生275-285MHz(10MHz带宽)的第一 IF信号113。在一个第一IF放大器115中放大这个第一IF信号113， 然后通过一个抑制“相邻信道”和第一下变换器的副产品的SAW BPF 滤波器117(275-285MHz)。产生的信号118通过一个第二可变衰减器 119到达一个利用一具有来自本机振荡器121的291MHz的可调谐混频 器频率的混频器的第二下变换器120。第二下变换器120的输出是具有 10MHz带宽和-11MHz中心频率的-(6-16)MHz IF频率的第二IF信号 122。第二IF信号122在第二IF放大器123中放大，并经过低通滤波 器(LPF)125到达一个模数转换器(ADC)127，模数转换器127在 36．864MHz对信号抽样。仅对信号的实部抽样：因此信号129(ADC127 的输出)包含中心在-11MHz以及在+11MHz的镜像的复数值IF信号， 并且抽样也产生一个在25．864MHz的镜像。此时，这个信号通过一个 用Analog Devices公司(Norwood，Massachusetts)的AD6620双信道抽取 接收机(AD6620 Dual Channel Decimating Receiver)实现的数字下变换 器／滤波器器件131。在替代实现中，可以使用Grayehip公司(Palo Alto， California)的GC1011这样的类似器件，或可以用其它方式提供相同的 功能。数字下变换器／滤波器器件131执行以下几种功能：

·在每个载波的任何一个选定中心频率将信号乘以复相量；

·用一适当的300kHz带通进行数字带通滤波，当前是作为一个 中心在每个载波的任何中心频率的，近似450kHz的带通滤波器。这给 出了一个三倍波特率附加抽样的，即，以192kHz*3=576千抽样／秒抽 样的复数值(同相I部分和正交Q部分)的基带信号。

上述接收机建立在RX／TX板上，并且每个这种RX／TX板处理16 个接收载波，每个载波具有其自身的AD6620数字下变换器／滤波器器 件。因此，每个AD6620器件产生16比特的I数据和16比特的Q数 据，每个数据都是以576千抽样／秒的抽样率抽样的。将数据以 18．432MHz串行输出每个AD6620器件。数据输送到调制解调器板。 基站中的调制解调器模块

图2示出了一个调制解调器板的方框图。每个调制解调器板包括 一个控制两个RX方框和两个TX方框的单一通用处理器(GPP)203(摩 托罗拉／IBM PowerPC器件)，每个RX方框205包括一个RX数据格式 器207，四个分别由209．1，209．2，209．3和209．4表示的RX数字信号 处理器器件(DSP)，和四个连接到四个RX DSP的、分别由211．1， 211．2，211．3和211．4表示的RX DSP存储器。每个接收时隙有一个 RX DSP和一个关联的RX DSP存储器。每个TX方框217包括一个 TX处理器调制器方框221，和一个TX数据格式器225(用一个FPGA 实现的)。每个RX和TX方框对可以处理一个十二天线系统中的一个 载波，或一个六天线系统中的两个载波，或一个四天线系统中三个载 波的接收空间处理，解调，调制和发射空间处理。因此，一个调制解 调器板可以处理一个十二天线系统中的两个载波，或一个六天线系统 中的四个载波，或一个四天线系统中的六个载波的必要的处理。

现在说明一个调制解调器板的一个单一RX方框205。把来自每 个天线的收发信机的接收部分的串行I，Q数据通过一个实现为一个现 场可编程门阵列(FPGA)的数据格式器207，在数据格式器207把串行 流转换成并行数据，并行数据经过直接存储器访问存储到四个RX DSP 存储器211．1-211．4之一中，四个接收时隙的每个的数据传送到一个 RX DSP存储器，由关联的RX DSP(209．1-209．4)处理。每个RX DSP209．1-209．4都是一个摩托罗拉M56303数字信号处理器。每个RX DSP执行数种功能，包括：

·包括确定权数的空间处理；

·频率偏移纠正；

·均衡；

·解调；和

·在本发明的一个实施例中，信号质量评价。

从每个时隙RX DSP209．1-209．4输出的解调信号，除了某些控制 信号经过一个主端口接口进入GPP203之外，其余信号传送到一个称 为话音总线213的信号总线。在RX DSP中确定的信号质量评价，远 端用户发送的SINR数据和一些状态信息也被传送到GPP203。每个RX DSP确定的空间处理权数经过一个发射加权(TX Wt)总线233传送到 发射方框217中的TX处理器／调制器方框211。通过调节发射权数进 行作为功率控制一部分的发射功率调节。

通用处理器(GPP)203执行的功能包括：

·接收来自RX DSP的信号质量和状态数据；

·在本发明的一个实施例中，利用来自RX DSP的数据确定功率 控制；和

·产生所有控制信号和设置所有RX DSP和TX处理器／调制器方 框模式，和执行其它更高层的功能及协议，包括经过一接口FPGA235 与系统其它部分中的其它处理器的通信。

发射方框217操作如下。TX处理器／调制器221接受来自话音总 线213的话音数据，来自GPP203的SACCH和FACCH数据，和来自 TX Wt总线233的用于空间处理的发射权数。TX处理器／调制器221 的功能包括，脉冲串建立，加密，倒频，在四个时隙的每个中空间多 路复用的每个用户的CRC，调制，和在脉冲串刚开始时给每个脉冲串 施加完全发射权数(包括作为功率控制的幅度)。发射方框217可以处理 全部四个空间信道。调制是π／4DQPSK，并且产生2*附加抽样的I和 Q数据(2*192千抽样／秒=384千抽样／秒)。发射权数施加部分对多达12 个发射天线(即，一个十二元天线阵)，和多达四个空间信道进行复数发 射权数计算。这导致了多达12个数字信号，每个具有一个I和Q分量。 将TX处理器／调制器221的输出串行处理为多达十二个天线中的每一 个所用的多达十二个不同串行数据流(Q接着I)，每个I，Q对输入到 一个RX／TX收发信机模块。在一种实现中，TX处理器／调制器221包 括一个DSP器件，存储器和一个FPGA。 基站中收发信机模块的发射部分

现在借助图1说明收发信机模块的发射部分。如接收机一样，发 射部分可以处理10MHz总带宽的16个300kHz带宽的载波。来自每个 载波的输入2*上抽样基带信号进入四个Grayehip公司的GC4114四数 字上变换器／滤波器器件中的一个，一个收发信机模块上总共四个 GC4114器件，每个器件处理四个载波。图1中将一个GC4114器件的 一个信道显示为数字上变换器／滤波器151。它把I，Q数据上变换(内 插)为在49．152MHz(=2*24．576MHz)抽样的一个单一数字信号，以及把 现存信号与来自级联方式的另一个GC4114信道的信号(载波)相加，从 而最终的输出将是一个10MHz总带宽信号的抽样的一个单一实数值 49．152MHz数字信号。把这个信号输入到一个14位数模转换器 (DAC)153，以产生中心频率-11MHz的10MHz带宽的模拟基带信号 155。现在把信号155输入到一个使用一个具有来自本机振荡器121的 291MHz的可调谐混频器频率的混频器的上变换器157，以产生257- 285MHz(10MHz带宽)的IF信号159。在本示例实施例中，本机振荡器 121在收发信机模块的外部。现在，信号159通过一个数字可变衰减器 161，然后通过一个包括两个SAW滤波器和两个IF放大器的中频片， 为了简明，在图1中示为一个单一BPF滤波器163和单一IF放大器 165。经过滤波和放大的IF信号通过上变换器167，上变换器包括一个 利用一大约1．6GHz的本机振荡器111(在模块外部)的可调谐混频器， 以产生近似1900MHz的RF信号169。RF信号169通过BPF171，然 后通过一个数字可变衰减器173。该信号通过一个功率放大器(PA)，一 个BPF和一个第二PA，然后通过一个LPF。为了简明，在图1中将 PA与滤波器的这种组合示为一个单一功率放大器175和一个单一 BPF177，以产生信号179，信号179前进到T／R开关105。如对接收 机部分中所述的那样，信号从开关105输入到天线元103。 用户单元

图9示出了优选地实现本发明的SU部分的无线电话用户单元(SU) 的RF部分，这些RF部分在这里用总参考号910表示。RF部分910 包括一个接收机前端912和一个发射机末级914，它们每个都通过一个 带通滤波器918和一个发射／接收(T／R)开关920连接到天线916。

接收接收通过一个使用一个1658MHz第一本机振荡器922的典型 下变换，本机振荡器922连接到一个产生248．45MHz的IF的第一中频 (IF)混频器924。连接到一个操作在469．9MHz的第二本机振荡器928 的一个I，Q解调器926分离同相(I)和正交(Q)信号。

典型的本机振荡器是晶体控制振荡器，并且在1．9GHz RF载波频 率有大约百万分之±10(ppm)，或±20kHz的精确度。本发明中的本机 振荡器最好是锁相环(PLL)型的，从而在捕获控制信道时，可以通过调 节一个压控振荡器(VCO)大大减小初始晶体频率误差。在PHS中，一 个20kHz误差在一码元周期期间造成37．5度的相位误差。如在PHS 中使用的，一般在解调DQPSK信号中使用由判决指导的载波恢复。如 果存在噪声，由判决指导的载波恢复方法将可能破坏锁定，除非使用 初始粗频率纠正。在本PHS实施例中使用的特定π／4QPSK解调中， 当在码元周期期间频率偏移相位误差到达45度时，判决指导频率偏移 评价将完全破坏锁定，并且比特误差率(BER)将迅速增大。

一个同相模数转换器(I-ADC)930以768千抽样／秒的速率产生8 比特I抽样。一个正交相位模数转换器(Q-ADC)932以相同的768千抽 样／秒速率产生8比特Q抽样。

发射的信号通过一个利用1658MHz本机振荡器922的典型上变换， 该本机振荡器连接到一个最后射频(RF)混频器934。一个同相数模转换 器(I-DAC)936将要发射的同相(I)信号以768千抽样／秒的速率接收为一 个8比特I抽样流，一个正交相位数模转换器(Q-DAC)938将要发射的 正交(Q)信号以768千抽样／秒的速率接收为一个8比特Q抽样流。

图10是接收来自接收机前端912的I／Q抽样和产生发射机末级 914发送的I／Q信号的数字信号处理器(DSP)部分1040的方框图。DSP 部分1040包括数个DSP器件，包括一个连接到一个话音编码DSP器 件(声码器)DSP1044和一个电话接口1046的接收机 DSP(DSP(RX))1042。一个发射机DSP(DSP(TX))1048接收来自接口 1046的话音／数据，并把它们编码为发射机末级914发送的适当的I／Q 信号。一个快速存储器1050为DSP(RX)1042和DSP(TX)1048提供程 序执行和支持存储器。可以把摩托罗拉(Phoenix，AZ)DSP56303 24位数 字信号处理器用作DSP(RX)1042和DSP(TX)1048。DSP56303是可编 程CMOS DSP的DSP56300芯片族中的一种。熟悉本领域的人员知道， 可以用其它DSP器件或微处理器代替。

参考图9，利用带有大约1900MHz载波的RF信号产生用一个 469．9MHz载波检测的同相(“I”)和正交(“Q”)分量。数字化I和Q 信号，并以四倍于码元率的速率抽样。对于示例实施例中使用的PHS 系统，码元率是192kHz，因此在本例中的抽样率是768千抽样／秒。每 个抽样8比特深。

在图10中，接收的数字I和Q信号是由DSP(RX)1042处理的数 字信号。最好对DSP(RX)1042编程以：

1．收集来自ADC1030和1032的I和Q抽样；

2．执行控制信道捕获和时分双工的基本处理，执行信道控制数据 脉冲串定时的初始评价，和执行初始载频偏移确定，

3．执行压缩恢复，频率偏移补偿，下变换，滤波和均衡，其中一 个四倍附加抽样的原始基带抽样块对应于一个为解调而经过均衡和波 特校准的一倍附加抽样(192kHz)的信号块。如共同拥有的，发明人Yun 等的题目为“在无线通信系统中快速初始控制信号检测的方法和系 统”的，序列号为08／xxx，xxx(1997年8月8日申请)的美国专利申请中 所述的那样进行时间校准以建立近似波特点。在本发明的一个方面 中，DSP(RX)1042利用DSP(RX)1042确定的波特校准的I和Q抽样评 价SU接收的信号质量(SU接收的信号与干扰加噪声比)；

4．进行解调；

5．分解解调脉冲串信号；

6．去倒频消息；

7．执行循环冗余校验(CRC)；

8．解密业务量数据，

9．向声码器DSP1044发送话音业务量数据，

10．向DSP(TX)1048发送控制信道信号和信道质量测量值；

11．更新接收补偿滤波器和频率偏移评价值；

12．在SDMA情况下，计算要发送回基站的校准信息(见，例如， “我们的校准专利”)；和

13．更新RF接收机和发射机部分中使用的压控振荡器(VCO)和锁 相环(PLL)(未示出)。

因此，在DSP(RX)1042中执行了本发明的质量评价方面的SU实 施例。

利用DSP(TX)1048调节根据本发明的一些方面确定的发射到BS 的功率。

熟悉本领域的人员知道，这里所述的用于基站和／或用户单元的特 定接收机，发射机和信号处理仅是一种可能的结构，并且可以进行多 种改变，而不脱离本发明。例如，在基站中，不必数字化地进行最后 的下变换，或上变换。同样，可以用微处理器或其它通用处理器，或 用专用软件替代特定的DSP结构。也可以用许多其它通信协议替代 PHS。最后，本发明不限于TDMA／FDMA系统。 初始功率控制

本发明的一个方面是一种功率控制方法，该方法通过根据尝试法 RF传输自适应地控制发射机功率电平，在通信系统中建立辐射RF功 率电平。在本优选实施例中使用的通信系统是一个要在无线局部回路 (WLL)蜂窝系统中使用的SDMA系统。使用了一个或更多的基站，每 个基站(BS)，也称为蜂窝站(CS)，与一个或更多的用户单元(SU)通信， SU也称为远端终端或个人站(SU)。每个BS包括一个多元天线阵，以 便提供空间处理。

表1中示出了在一个标准PHS协议中设置和建立从BS到SU的 输入呼叫的控制序列。

表1：PHS呼叫建立协议 1．希望与一个特定SU连接的BS在称为寻呼信道(PCH)的选定PS的 控制信道上向选定的SU发送一寻呼信号； 2．选定SU通过在称为信令控制信道(SCCH)的一个控制信道上向BS 发送一个链路信道建立请求作出响应； 3．BS通过选择一个业务信道(TCH)和在SCCH上向SU发送有关选定 TCH的信息响应来自SU的链路信道建立请求，在这种情况下TCH 称为链路信道(LCH)； 4．选定SR切换到分配的LCH并发送一个同步(SYNCH)脉冲串信号序 列，接着发送一个空闲业务量脉冲串序列；和 5．当成功地检测到来自SU的同步信号(SYNCH脉冲串)时，BS通过 在LCH上发射一个SYNCH脉冲串序列，接着发送一个空闲业务量 脉冲串序列作出响应，并随后开始进行建立与对BS的输入呼叫的连 接，调用可能需要的任何附加信令(例如，加密和用户验证)。

PCH是一个单向下行链路一点对多点信道，在这个信道上BS向 寻呼区中的所有SU发送同一信息。SCCH是一个发送BS与一个SU 之间呼叫连接所需的信息的双向点对点信道。TCH是一个发射使用者 (用户)信息的点对点双向信道。

一般希望，有时政府政策要求使用适合每一连接的最小发射机功 率电平，以便减小使用共同频带的站间的干扰。表1的链路建立程序 不包括任何功率控制，例如，为了保证使用适合于每个连接的最小发 射机功率电平，也没有提到新连接导致的对现有用户干扰的影响。当 在已经被现有用户占用的常规信道上进行空间信道呼叫时，这种功率 控制是特别关键的。

为了满足最小发射功率的要求，本发明的功率控制方法的一个实 施例包括在表1协议的步骤4中使SU引入一组尝试SU发射机功率电 平。在步骤4将SU发射同步(SYNCH)脉冲串使用的初始功率电平设 置在一个规定的安全低电平，这个低电平一般不足以满足BS的可接受 的接收质量。因此，不存在SYNCH脉冲串回答(步骤5，表1)向SU 指示出，在BS没有以可接受质量接收到SYNCH脉冲串，也就是说它 的SYNCH脉冲串发射功率电平太低。然后，SU提高功率电平和再发 射一个SYNCH脉冲串，并且每次没有像步骤5中期望的那样从BS接 收到一个SYNCH脉冲串时，都进行这种重新发射。当BS最终接收到 来自SU的可接受质量的SYNCH脉冲串时，它向SU发送一个SYNCH 脉冲串，从而当在SU最终接收到BS发射的SYNCH脉冲串时，SU 正在使用足以通信的最小发射功率电平。此外，通过标准化(a)用于发 射SYNCH脉冲串的初始SU发射机功率电平，和(b)每次SU再发射 的递增地提高，例如，+3dB，那么可以从链路信道分配(步骤3，表1) 到BS接收到SU发射的足够质量的SYNCH脉冲串时过去的时间中提 高的+3dB功率增量的次数确定所需的SU发射机功率电平。这也可以 用于设置BS发射机功率电平。PHS系统是一个时分双工(TDD)系统， 所以实际具有发射和接收传播路径的互易性。因此，BS可以利用SU 发射机功率电平确定BS用来与SU通信的最小发射机功率电平(即， 在考虑到SU和BS接收机灵敏度的任何差别之后)。对于非TDD系统， 通过进行广播测量和校准可以解决发射和接收传播路径中的差别。

当由一个SU始发连接请求时，连接协议与表1的协议相同，但 是不包括从BS寻呼的步骤1。因此，为包括设置最小发射功率的功率 控制的修正过程与上述过程相同。

上述功率控制方法的优点在于，它可以应用到现存通信系统，而 不会对现有通信系统协议造成有害影响。

本方法的两个实施例涉及在BS确定接收信号质量是否可接受的 两种方式。在第一实施例中，在BS利用接收信号质量的测量值确定 SYNCH脉冲串的成功接收。第二实施例包括识别一个这样的脉冲串中 一个唯一的SYNCH脉冲串部分。在优选实施例使用的PHS中，一个 SYNCH脉冲串有224比特长，并包括预先规定的一个62比特前置码 和一个32比特“唯一字”序列，以及一个BS识别码和一个SU识别 码。因此，BS可以通过正确地识别一个SYNCH脉冲串而确定成功的 接收。这可以通过附加使用或替代使用信号质量测量值完成。

表2示出了优选实施例中，用于上行链路(SU至BS)或下行链路 (BS至SU)同步化的一个标准224比特持续时间SYNCH脉冲串的说 明。按顺序显示每个模式。 表2 名称 长度 说明 R 4比特 任何4比特模式 SS 2比特 固定字段10 PR 62比特 用于上行链路和下行链路的固定周期前置码 0110011001100110...011001 UW 32比特 唯一字，用于指定上行链路同步的是： 01101011100010011001101011110000 和用于指定下行链路同步的是： 01010000111011110010100110010011； CI 4比特 固定字段1001 CSID 42比特 BS识别码 PSID 28比特 SU识别码 IDL 34比特 都是零，空闲比特0...00 CRC 16比特 循环冗余码误差检测

熟悉本领域的人员知道，可以使用其它同步信号。

图3是概括一个用于自适应地确定可接受通信的适当功率电平的 优选实施例的初始功率控制方法310的流程图。图3流程的方法设计 为与PHS连接协议兼容，并且除了提供向下兼容性的简单增补之外， 不需要对PHS标准进行任何修改。

参考图3，用于自适应功率控制的流程301的方法根据BS是否是 连接请求的始发者有两种版本。这通过检查BS是否是始发者的判决步 骤303示出。如果是始发者，那么方法从步骤305开始，在步骤305， BS在PCH上寻呼选定的SU，然后转移到步骤307。如果BS不是始 发者，那么方法从步骤307开始。在对流程301的其余说明中，应当 理解“选定SU”表示在BS启动连接的情况下BS寻呼的SU，和在SU 启动连接的情况下的起始SU。在步骤307，选定SU响应寻呼，在SCCH 上向BS发送一个链接信道建立请求(LCR)消息(或，当SU始发时，始 发SU在SCCH上向BS发送LCR消息)。在步骤309，BS从可用业务 信道组中选择最佳候选链接信道(LCH)，并在SCCH上将该选择作为一 个试探性分配LCH发送到SU。详情见共同拥有的，发明人Yun和 Ottersten的题目为“用于空分多址通信系统的信道分配和呼叫进入控 制”的，序列号为08／777，598(1996年12月31日申请)的美国专利申请。 在这个结合点，选定SU在步骤321以预定低功率电平在试探性分配 LCH上发送SYNCH脉冲串，该预定低功率电平是预期BS能够获得可 接受质量接收的近似最低可能功率电平。在步骤323，选定SU检查 BS是否返回了SYNCH脉冲串，所述返回脉冲串指示在BS接收到了 SU发送的最后SYNCH脉冲串并且BS发送了一个SYNCH脉冲串作 为响应，这又表示SU发射的功率足以在BS建立可接受质量接收。如 果在步骤323没有接收到BS发送的SYNCH脉冲串，那么在步骤325， SU把发射机功率电平递增一个预定量(一般为+3dB)，并返回到步骤 321再发射一个SYNCH脉冲串。3dB功率增量保证了在步骤325中建 立的功率电平在质量接收所需的最小功率的3dB之内。更小的增量将 使建立的功率电平能够尽可能地靠近希望的最小功率电平(例如，+1dB 增量将保证建立的功率电平在最小功率电平的26％之内)。此时，在 BS，在步骤311，BS在试探性LCH上监听SU始发的SYNCH脉冲串 传输，并且在步骤313把接收信号质量作为信号对干扰加噪声比(SINR) 计算。作为SINR的替代，可以检查脉冲串是否正确，因为所有SYNCH 脉冲串比特是先验获知。在试验步骤315，BS确定接收的SYNCH脉 冲串是否有可接受的质量。如果没有，那么BS等待下一个来自SU的 SYNCH脉冲串。在试验步骤315确定接收的SYNCH脉冲串具有可接 受SINR后，BS计算(在步骤317)BS发射功率电平，功率电平是根据 步骤309中BSLCH分配与步骤315中可接受质量SYNCH脉冲串的接 收之间过去的时间确定的。因为，SU SYNCH脉冲串的反复发射以规 定的时间间隔发生，在本优选实施例中是5ms，所以可以确定SU发射 机使用的用于接收的SYNCH脉冲串的功率，并且对于本优选实施例 的+3dB增量，功率是2M-1p0，其中M是功率递增的次数，P0是线性定 标(例如，瓦)的规定初始SU发射机功率。在步骤319，BS使用根据步 骤317计算的功率电平发射SYNCH脉冲串。在步骤323，选定SU在 接收到BS SYNCH脉冲串时，识别出使用的最后功率电平适于建立连 接，并结束处理过程。

因为PHS SYNCH脉冲串是一个长比特串，所示可以把SYNCH 脉冲的成功接收用作一个可选指示，这个可选指示表示接收信号质量 是可接受的，和SU用于发射接收SYNCH脉冲串的发射机功率电平是 适当的。如果选择了这个可选指示，那么可以略去图3的步骤313中 的接收上行链路SINR的计算，并且如果正确地接收了SYNCH脉冲串 比特模式，那么肯定地回答步骤315中的试验。

应当知道，为了清楚地说明图3中所示方法，使用了PHS系统的 特殊特性。但是，如上所述，本方法可以应用到其它蜂窝系统，并且 本领域技术人员了解其可用性。例如，本发明可以用于使用移动通信 全球系统(GSM)的蜂窝系统。GSM在世界上广泛使用，并且也作为一 种称为DCS-1800的高频版本，和在美国作为个人通信系统(PCS)的 PCS-1900标准存在。由于这里所述确定发射机功率电平的步骤不依赖 于通信协议，因此整个方法实际上可以不加修改地用于GSM蜂窝系 统。 进行中功率控制

功率控制方法的前面的说明主要集中于在启动一新连接时建立发 射机功率电平。本发明的另一方面是通过在进行中基础上控制发射机 功率继续初始功率控制，以便处理通信系统的动态特性的方法，并且 该方法可以应用于SDMA系统。应当知道，由于新连接的建立，现有 连接的掉线或越区切换，和改变RF传播条件，通信系统将动态地改 变。这产生一种随时间变化的环境，在这种环境中蜂窝内和蜂窝间连 接相互作用。新连接的建立可以造成现有连接上的不可接受的干扰电 平，而取消现有连接可以降低干扰，从而使保留在使用中的功率电平 可以高于保持通信可接受质量所需的功率电平。

进行中功率控制的目的是要在保持所有用户的通信(如某种可接 受信号质量定义的；例如，某种目标SINR值)的同时，使用户的数量 最大。为了进行中功率控制，我们希望在保持所有进行中呼叫的可接 受信号质量，例如，SINR≥SINRtarget的同时，使总发射功率最小(或更 一般地讲，使发射功率的加权和最小)。一般对于使用ADPCM在32kbps 编码的话音信号，10-3数量级的比特误差率(BER)是合理的，对应于10 或11dB数量级的SINR。在实践中，为了提供抵消衰落的安全余量， 可以使用值：

SINRtarget≈15dB

对于包括空间处理技术(SDMA技术)，包括其在同一常规信道可 以有多于一个通信链路的真实SDMA技术，的通信系统，完全进行中 功率控制问题可以说成是选择接收权数和上行链路发射功率(用于上 行链路控制)，以及发射权数和发射功率(用于下行链路控制)，例如， 发射权矢量的相对幅度指示的下行链路发射功率。

目的是要使容量(SINR至少是某种SINRtarget的用户数量)最大。应 当注意，一般可以用每个空间信道／用户的不同SINRtarget表达这一问 题。

空间权数确定与功率控制的任务是紧密相连的。利用SDMA的常 规信道上RF功率的任何变化将影响分配给使用同一常规信道的远端 用户的发射和接收权数，而权数的任何改变将影响现有用户为了保持 适当通信质量水平所需的功率。最佳解决方法需要同时解决SDMA多 路复用权数分配问题和功率分配问题。例如，在下行链路上，必须确 定完全发射权矢量，包括幅度，幅度代表特定空间信道上的相对发射 功率。SDMA多路复用权数分配问题和功率分配问题的同时解决至少 是一个复杂的计算任务。

本发明的一个方面，对于上行链路，是要把上行链路联合的空间 多路复用和功率控制问题分离成两个部分：一个接收权数确定部分和 一个功率调节部分。方法从一个部分开始，例如从功率控制开始。使 用一种功率控制策略，并根据这种初始策略分配发射功率。现在利用 这些分配的发射功率进行空间接收权数分配。得到的新空间权数首先 影响干扰电平，从而使初始功率分配可能不再适用。利用新确定的空 间权数，再次应用进行中功率控制技术，导致新功率分配。这些新功 率分配可能表明接收和发射权数不再是最佳，因而把新发射功率用作 要确定的新发射和接收权数的初始条件。因此，通过在发射功率设置 和空间处理权数确定部分之间的迭代，结合地确定了空间权数和功率 控制。每个新功率控制分配和每个新发射权数分配最好在另一个确定 之后立即使用。因此，环境稳定地变化。

对于下行链路功率控制，可以把一个完全发射权矢量想象成一组 相对发射权数，所有相对发射权数都是用一个特定的定标因数定标 的，从而确定完全发射权矢量同时解决了将什么相对发射权数用于向 一特定远端用户发射，和用多大功率发射的问题，定标给出的功率被 应用到相对发射权数以形成完全权矢量。本发明的另一方面，对于下 行链路，是要把包括功率控制的完全发射权矢量确定问题分离成两个 部分：一个相对发射权矢量确定部分和一个确定定标以应用到相对发 射权矢量的功率调节部分。所述方法从一个部分开始，例如从功率控 制开始。使用一种功率控制策略，并根据这个初始策略分配发射功率。 现在利用这些分配的发射功率进行相对发射权数确定。得到的新相对 发射权矢量首先影响干扰电平，从而使初始功率分配可能不再适用。 利用新确定的相对空间发射权数，再次使用进行中功率控制技术，导 致新功率分配。

首先借助图7(a)说明上行链路功率控制，图7(a)示出了进行中上 行链路功率控制方法701。最初，在步骤703，每个SU使用某种功率。 在上述“初始功率控制”章节和“父专利”中说明了本优选实施例中 如何建立初始SU功率分配。用这些功率分配开始，在基站确定一组上 行链路(即，接收)权矢量。在本优选实施例中，在步骤704通过实际上 如“我们的解调专利”中所述的方法确定上行链路(即，接收)权矢量(示 为对一个空间信道i的)，“我们的解调专利”结合与此作为参考。应 当指出，在本优选实施例中，BS利用这些上行链路权数确定下行链路 权数。也要指出，在本优选实施例中，系统使用时分双工(TDD)并且上 行链路和下行链路频率对于同一用户是相同的。根据如上述美国专利 5，592，490和“我们的校准专利”(美国专利申请08／948，772，1997年10 月10日)中所述方法，用上行链路权数确定下行链路权数，上述两个 专利和专利申请结合在此作为参考。

上行链路权数的选择影响接收的BS(上行链路)信号的信号质量 (例如，SINR)，因而可能需要应用新功率控制。在基站周期性地应用 这种进行中功率控制。在本优选实施例中，在一预定时间周期过去之 后应用进行中功率控制，并且在本实施例中，这个时间周期最好是两 帧。因此，在步骤705，对一个特定空间信道i，确定是否是应用功率 控制的时间。如果不是，那么基站等待，直到下一个周期。如果是应 用功率控制的时间，那么在应用这种控制之前，在步骤708确定该空 间信道上的呼叫是否应当或已经重新分配到另一个信道，或是否应当 或已经切换到另一个基站。如果是，终止对这个空间信道上的这个呼 叫的功率控制，这由图7(a)中的标注“终止i连接”的方框示出。否则， 在步骤709，确定在基站接收的信号的信号质量(SINR)。在本优选实施 例中，用本说明书中下面的“信号质量评价”章节中说明的方法(例如， 利用方程(20)，以及图5和6)评价这个信号质量(最好是SINR)。据此， 在步骤711中，对空间信道i确定使上行链路功率提高或降低的新的 量。执行步骤711的一些方法的说明见下面的说明。通过向空间信道i 上的远端用户单元(远端发射机)发送命令，执行根据步骤711的功率控 制。SU用这些新上行链路功率发射，并且返回到在BS确定新上行链 路(接收)权数的步骤704。如果不足的计量功率妨碍步骤704在当前脉 冲串或当前功率控制周期中进行，那么可以在下一个脉冲串或下一个 功率控制周期中进行。这闭合了回路。再次指出，新上行链路信号被 用于确定下行链路权数，因而影响下行链路通信。

现在借助图(b)说明下行链路功率控制，图7(B)示出了优选实施例 进行中功率控制方法721的流程图。从相对发射权数的初始组开始。 在本优选实施例中，这些发射权数最初是从上行链路权数确定的那些 发射权数，而上行链路权数又是在通信建立之后从上行链路信号确定 的。最好归一化发射权数，因而其是相对发射权数。替代实施例可以 使用其它方法确定权数，例如，可以确定到达的方向并执行射束成型， 如现有技术中所知的(见，例如，上述美国专利5，515，378和5，642，353)。 在这里把所有这些方法的结果说明为用一个相对发射权矢量加权，并 且这样一个相对发射矢量的定标是应用功率控制的优选方式。在步骤 723中，利用初始功率控制方法，最好是“父专利”的方法，确定在到 一特定SU(远端接收机)的特定空间信道(i)上的下行链路上使用的初始 功率，并应用。因此，在步骤723，把空间信道上的特定SU的这些初 始相对发射权数的相对发射权矢量用于在初始发射功率电平发射，导 致了在特定SU接收的具有某种下行链路信号质量(例如，SINR)的信 号。在SU确定这些下行链路SINR的评价，最好是用下述的方法，并 且周期性地发送到BS。在本优选实施例中，在每一帧每个SU执行评 价，并把它的信号质量评价发送到基站。其它实施例可以以不同的时 间间隔进行这些操作。如同上行链路方法一样，进行中下行链路功率 控制方法在基站周期性地应用。在本优选实施例中，这个周期是每隔 一帧，并且其它实施例可以使用其它更新周期。因此，在步骤725对 一特定空间信道i，确定是否是应用功率控制的时间，如果不是，那么 基站等待直到下一个周期。如果是应用功率控制的时间，那么在应用 功率控制之前，在步骤728确定是否空间信道i上的呼叫应当或已经 重新分配到另一个信道，或是否应当或已经切换到另一个基站。如果 是，那么终止对这个信道上的这个呼叫的功率控制，图7(b)中标注“终 止i连接”的方框示出了这个功率控制终止。否则，获得本方法使用的 从特定SU接收的下行链路信号质量评价(步骤729)，并且把这个信号 质量评价在步骤733中用于下行链路功率控制。以下是步骤733的一 些方法的说明。通过修改相对发射权数，进行根据步骤733的功率控 制，以确定实际使用的发射权数，上述修改是修正任何特定SU的相对 发射权数的幅度；即，修正相对发射权数的矢量的范数。如果未发生 权数更新，那么相对发射权数可以是以前使用的相同的权数，或如果 有可用的更新权数则是更新的相对权数。因此，流程图中的步骤731 显示了在应用进行中功率控制步骤733之前获得这种(新)SDMA相对 发射权数。熟悉本领域的普通技术人员应当知道，获得相对发射权矢 量的更新值的步骤731可以发生在流程中的其它点，并且步骤733最 好是使用相对发射权数的最后更新值。

尽管上面将上行链路和下行链路控制说明为分离的，但在使用上 行链路信号和／或权数确定下行链路权数的本优选实施例中，上行链路 和下行链路控制并不是完全分割的。在下行链路控制中，初始下行链 路权数和功率是基于在上行链路功率控制和权数确定中确定的那些权 数和功率。

现在说明确定和应用功率控制方法(对于上行链路和下行链路分 别是步骤711和733)的替代实施例的细节。对于惯用蜂窝系统，已知 有进行例如用于上行链路的步骤711和用于下行链路的步骤733之类 的功率分配步骤的若干方法，并且许多这样的方法可以容易地适用于 实现本发明。但是，使用下面建议的用于功率控制步骤711和733的 新方法具有许多优点。但本发明并不限于仅使用以下说明的用于步骤 711和733的方法。 全局问题

首先数学说明这里要解决的全部问题中的在步骤711和733应用 什么功率的问题。定义pi为通信系统中第i个发射机(在上行链路的SU 中，或在下行链路的BS中)的发射功率。除非另有说明，所有功率量 是自然定标(例如，功率测量值是瓦，而不是dB)。其任务是确定(分别 在上行链路上和下行链路上)使整个系统(在上行链路上，或下行链路上) 的总功率最小的所有i(即，所有发射机)的功率pi(正值)。一个更一般 的公式是要确定使整个系统的所有功率的加权和最小的功率pi(＞0)， 即，目标函数 $J=\underset{i}{\Sigma }{c}_i{p}_i,---\left(1\right)$ 其中下标i代表无论是上行链路(一个SU)还是下行链路(一个基站)的 第i个发射机，pi是第i个发射机的发射功率，和ci是指示第i个发射 机的发射功率的相对权数的一个正值的参数。当对所有i，ci=1时，其 准则是要发现使总功率最小的功率。应当注意，干扰用户可以是蜂窝 间或蜂窝内用户，或是二者。对于上行链路确定(在步骤711)，在全局 系统中有一个用于每个上行链路连接的附标i。同样，对于下行链路确 定(在步骤733)，在全局系统中有一个用于每个下行链路连接的附标i。 该一般公式(具有不同ci值的)使一个人能够指定哪些连接比其它的更 重要。例如，特定的ci=0表示在该空间信道上没有试图使发射功率最 小，因而维持了最高质量。

维持可接受通信质量的要求约束了上述最小化问题。即，需要预 期的SINR至少是所有通信链路的目标SINR的值。为了用数学表达， 首先考虑上行链路。定义Gij是从发射机j到接收机i的路径的路径损 耗(和／或增益)。在上行链路上，发射机是一个SU而接收机是一个BS， 而在下行链路上，发射机是BS而接收机是SU。Gij包括发射机j和接 收机i之间经历的RF路径损耗，空间处理抑制或增益因数，和沿从发 射机j到接收机i的路径的任何其它衰减或增益因数。还定义σ2 i为第i 个用户单元(在下行链路上)或BS(在上行链路上)(在接收和任何空间处 理之后)所经历的有效背景噪声电平，并定义SINRi为接收机i的 SINRtarget。

然后，目标是确定，在对SU功率控制步骤711的上行链路上， 和对BS功率控制步骤733的下行链路上，使全系统的方程(1)的目标 函数最小的功率pi(pi＞0)，同时保证： $\frac{G_{\mathrm{ij}}{p}_i}{\underset{j\ne i}{\Sigma }{G}_{\mathrm{ij}}{p}_j+{\sigma }_i^2}\ge {\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1},---\left(2\right)$

对于非负数发射功率的方程(1)和(2)的优化问题可以认为是非负 数变量(发射功率)中的线性规划优化问题。已知有许多解决这种线性规 划问题的方法。例如，一种可以使用的众所周知的方法是Murty，K．G．， “线性规划”，Wiley&Sons，New York，1983中说明的单纯形法。 分散解决方法

上述全局优化方法一般需要系统的基站之间的功率控制信息的通 信。在处理大量蜂窝间和蜂窝内连接时，直接确定全局优化方法存在 着许多实际困难。例如，相对于连接条件变化速率，计算时间可能太 长；和实时收集诸如每个基站与每个远端用户单元之间的路径增益Gij 之类的必要的功率控制信息可能是不可行的或是不实际的。在一个实 施例中，可以把全局目标简化为在整个系统的一些子系统内为真，例 如，在一个关心的特定蜂窝内。在子系统是一个特定蜂窝的情况下， 进行中上行链路功率控制的目标是要实际上使一个通信系统的一个蜂 窝内的所有用户单元发射的总功率最小，同时要保证该蜂窝内对BS 的每个连接的恰当SINR。同样，对于进行中下行链路功率控制，目标 是要使BS对其所有SU的发射总功率最小，同时维持通信的目标水 平。所得到的其中把目标简化为通信系统的一些子系统内需要的目 标，和其中允许每个子系统完成其自身目标的上行链路和下行链路功 率控制方法，在这里称为分散方法。分散功率控制策略仅需要基站与 属于同一蜂窝的每个用户单元之间的路径增益集。不需要直接的基站 对基站(即，蜂窝间)通信。仅使用分散的局部优化判决可以导致全局优 化行为。

分散方法包括将全局优化问题分割成许多在该通信系统中每个基 站联立解的，和用于每个这种基站上的每个常规信道的小的局部优化 问题。 分散功率确定方法1

现在说明利用分散方法进行步骤711和733的第一优选实施例 (“方法1”)。对于上行链路和下行链路的过程是在每个基站周期性地 更新对每个用户站(即，每个空间信道)应用的功率，更新是根据最近(典 型的是当前)应用的功率、最小可接受信号与干扰加噪声比(SINR)、和 在与SU通信中使用的空间信道的最近(典型的是当前)观察到的(即， 评价的)SINR的某种函数进行的。在本优选实施例中，该信号质量 (SINR)是利用下述方法(例如，利用方程(20)和图5和6)评价的。优选 是每隔一帧进行更新，并且可以使用其它更新周期，以及不同的上行 链路和下行链路更新周期。为了数学地说明功率确定方法，设K代表 功率控制的最近(即，第K个)更新，下标i代表一个特定用户单元，和 上标D和U分别代表下行链路(即，在步骤733中)和上行链路(即，在 步骤711中)。除非另有说明，假设所有功率和功率比率都是自然(即， 线性)单位(例如，瓦)，而不是对数单位(例如，dB)。设pi(K)是第i用 户的第K更新的发射功率。设SINRtargeti 是对该用户的最小可接受 SINR，和设 是作为用一个SINR评价器确定的该用户最近(典 型的是当前)经历的SINR(评价值用双上划线指示)。应当注意，为了简 捷，上述SINR和pi(K)量省略了D或U上标。

然后如下，从一个更新周期到一个更新周期地应用功率控制(在上 行链路上步骤711，和下行链路上步骤733)。对于下一个(即，第(K+1) 个)更新，根据以下的迭代规律更新第i用户的发射机功率。在用户i 的上行链路，使用的更新功率(第(K+1)更新)是该用户的目标SINR和 该接收机的以前应用的功率及以前的SINR评价的函数。即，对于用户 i： 其中fU是某种函数。在一个实施例中，函数fU仅包括最近的(即，第 K)和最近之前的(即，第(K-1))SINR评价，和仅包括最近应用的功率。 也就是说： 在一个第二实施例中， 同样，在下行链路， 其中fD是另外的某种函数。在一个实施例中，函数fD仅包括最近的(第 K)和最近之前的(即，第(K-1))SINR评价，和仅包括最近应用的功率。 也就是说： 在一个第二实施例中，

在本优选实施例中，对上行链路步骤711和下行链路步骤733上 的所有用户i，使用了相同的函数。即，fD=fU。特别是分别为， 和 其中μ是某个常数。方程式(3)的说明规定了每个空间信道和上行链路 及下行链路通信的不同质量目标电平。在本优选实施例中，目标SINR 对于所有用户i都是相同的，并且对于上行链路步骤711和下行链路 步骤733也是相同的。

现在可以用不是以自然定标的而是以对数定标的所有量(例如，用 dB定标的功率和／或SINR测量值，和／或评价值)来说明本实施例。下 标L用来代表对数定标。也设K代表功率控制的最近(即，第K)迭代， 和设SINRLtargett 是一个特定空间信道i的最小可接受SINR(对数定标)， 和设 是作为一个SINR评价器(为了简捷独立于SU显示)确定 的它的最近经历的SINR(对数定标)。对于一个特定空间信道i，设 PLi(K+1)是用于下一更新(在本优选实施例中，两帧之后)的发射功率 (对数定标)，和设PLi(K)是最近应用功率(对数定标)。功率控制，根 据第一优选实施例是要在下一迭代中使用在最近迭代中使用的功率 (对数定标)加上一个增量，该增量是目标SINR(对数定标)与最近经历 的SINR(对数定标)的评价值之间的差的某种函数。该函数优选是比例 函数，因而使得功率控制过程是根据最近(例如，当前的)应用的功率和 最小可接受SINR与评价的SINR(都是对数定标)之间的差来更新应用 功率。在上行链路步骤711(未示出上标U，但应当知道)和下行链路步 骤733(未示出上标D，但应当知道)，对每个i的数学表达式为： 其中功率和SINR都是对数定标，μ是常数，在本优选实施例中是 0．12。应当注意，SINRLtargeti 对于每个空间信道可以是不同的。例如， 当一个空间信道同时具有话音和数据业务量时，对于在PHS(自适应差 分PCM)中使用的32kbps话音，15dB的SINRLtarget可以足够了，而对于 一个数据信道，希望的BER可以在10-6至10-8数量级，这相当于大约 21dB的SINRLtarget。在本优选实施例中，对于所有空间信道使用了相同 值的SINRLtarget。对于上行链路上每个空间信道执行利用带有上标U的 方程式(4)的功率控制步骤711，并且对于下行链路上每个空间信道执 行利用带有上标D的方程式(4)的功率控制步骤733。应当注意，在上 述方程(4)根据目标与实际评价SINR之间的差(对数定标，例如，dB) 的线性函数调节功率时，可以把步骤711或733中的方法一般化为一 种根据目标与实际评价SINR之间的差的某种(例如，非线性的)函数(例 如，函数fn)对发射功率(对数定标)的调节： 其中为了简捷，从每个变量和fn中省略了上标U或D。在通信系统的 每个蜂窝中对所有空间信道执行利用方程5的功率控制(上行链路上的 步骤711，下行链路上的步骤733)。因而不需要基站对基站的通信。

应当指出，由于这种方法不需要了解任何传输增益，所以不需要 建模和／或测量空间处理增益，路径损耗，或区分蜂窝内与蜂窝间干 扰。该方法仅需要一个可靠的SINR评价器，例如下述的(本发明的“信 号质量评价”方面)载波模量矩法(carrier modulus moment method)。 功率确定方法2

分散功率控制问题(步骤711或733)的第二实施例是要明确地发现 上行链路和下行链路的局部优化方法的解。在局部化时，优化问题可 以如下表达。在任何单一基站，设在常规信道中有d个空间信道。在 以下说明中对所有功率和SINR也使用自然(线性)定标。任务是发现使 功率加权和，即，目标函数， $j=\underset{i=1}{\overset{d}{\Sigma }}{c}_i{p}_i,---\left(6\right)$

最小的正功率pi。其中，像以前一样，下标i指示空间信道，pi 是第i空间信道的发射功率(线性单位)，和ci是指示第i空间信道的发 射功率的相对权数的一个正参数。在本优选实施例中，对于所有i，ci =1，从而准则是要使总功率最小。在替代实施例中，一些空间信道可 以比其它的更重要，并且可以选用不同的ci值反映这点。

上述最小化问题受维持最低通信质量的约束。即，对于所有空间 信道，当在空间信道(i表示的)使用一个特定空间权数(例如，在下行链 路上，wD i)时，预期的SINR需要至少是该空间信道的目标SINR的值。 为了用数学式表达，对于在下行链路功率控制步骤733中实现，定义 以下量：

LD i是空间信道i及其关联SU的路径损耗(或增益)，

wD i是用户(即，空间信道)i的下行链路(即，发射)多路复用(权数 的)权矢量，每个矢量具有欧几里德范数1。也就是说，对于所有i， ‖wD i‖=1，其中对于任何带有分别具有实部和虚部xRl和xn，1=1，…，m， 的复数值元素xl的矢量x， $\left|\right|x\left|\right|=\sqrt{\underset{j=1}{\overset{m}{\Sigma }}}{x}_{\mathrm{Rj}}^2+x_{\mathrm{lj}}^2;$

aD i是在该基站的下行链路上第i远端用户的空间标记，对于所有 i，‖aD i‖=1。见上述结合作为参考的美国专利5，592，490中对空间标记 的正式定义；和

ID i是用户i经历的下行链路后空间处理噪声加蜂窝间(即，蜂窝外) 干扰。

因而，｜wD* iaD i｜-是用户i的方向上的集束增益的测量值，和对于 j≠i，｜wD* jaD i｜-是在用户i的方向上的来自不希望的空间信道j的增益的 测量值，其中*指示复共轭转置(也叫作厄密转置)。那么，在对空间信 道i使用了一个特定空间权矢量时，对于预期的SINR必须至少是该空 间信道的目标SINR的值的约束，在下行链路上，可以表达为： $\frac{L_i^D{\left|{w_i^D}^{*}{a}_i^D\right|}^2{p}_i^D}{\underset{j\ne i,j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{L}_i^D{\left|{w_j^D}^{*}{a}_i\right|}^2{p}_j^D+I_i^D}\ge {\mathrm{SIND}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^D,--\left(7a\right)$

并且下行链路优化问题(用于步骤733)是要发现正的一组 pD i＞0，从而使J $J^D=\underset{i=1}{\overset{d}{\Sigma }}{c}_i^D{p}_i^D$

在方程(7a)的约束下最小，其中各量象以前一样用上标D表示下 行链路。

同样，对于上行链路功率控制步骤711，如同用上标D表示下行 链路一样，用上标U代表上行链路的相同量，那么在对空间信道i使 用一个特定空间权数wD i时，预期的SINR必须至少是该空间信道的目 标SINR值的约束可以表达为： $\frac{L_l^U{\left|{w_i^U}^{*}{a}_i^U\right|}^2{p}_i^U}{\underset{j\ne i,j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{L}_j^U{\left|{w_i^U}^{*}{a}_j\right|}^2{p}_j^U+I_i^U}\ge {\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^U,--\left(8a\right)$ 和上行链路优化问题是要发现pU i＞0，从而使 $J^U=\underset{i=1}{\overset{d}{\Sigma }}{c}_i^U{p}_i^U--\left(8b\right)$

在方程(8a)的约束下最小。

现有连接的权数组，{wD i}和{wU i}，和空间标记组，{aD i}和{aU i}通常 是已知的，或可以通过已知方法由基站确定。例如，见上述结合作为 参考的美国专利5，592，490。在这里将任何确定这些量的装置称为空间 处理器。

可以如下评价路径增益，{LD i}和{LD i}。首先，如下面本发明的“信 号质量评价”的说明中所述，根据方程(19b)把RSSI作为E(R2)= R2 评 价。然后，在对每个空间信道接收空间去多路复用后测量RSSI。应当 注意，在本优选实施例中，在对解调器(一个判决反馈解调器)的输 入中可以得到RSSI。见上述结合作为参考的美国专利申请 08／729，390。像以前一样，将这用于以SINR表示的信号质量评价。即， 其中 分别是第i用户单元及其关联的基站经历的下行链 路和上行链路评价信号与干扰加噪声比(利用前面方程(19)和(20)以及 图5和6所述的方法)，pD i和pU i是在每个最后发射的脉冲串期间与第i 用户关联的基站使用的已知下行链路和上行链路发射功率。

作为使用方程(9a)和(9b)的第一种选择，由于已经知道在初始呼叫 建立期间发射的功率，因而可以通过在天线测量平均功率获得路径损 耗。

作为另一种选择，在一些系统中，例如使用IS-95 CDMA标准的 系统中，在下行链路上存在一个导频音，并且用已知功率电平连续发 射该导频音。以这种方式使用导频音可以用于确定路径损耗。因此可 以用几种方法来确定路径损耗。

尽管本发明的方法不限于这些系统，应注意对于例如PHS之类的 TDD系统，假设上行链路和下行链路的路径损耗相同是合理的。

如下评价蜂窝间下行链路和上行链路干扰加噪声(ID i和IU i)。设K 代表时间更新指数，和K-1代表以前时间周期。那么对于当前(第K) 更新， $I_i^D\left(K\right)={\mathrm{RSSI}}_i^D\left(K\right)-L_i^D\left(K\right)\underset{j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{\left|{w_j^D}^{*}\left(K\right)a_j^D\left(K\right)\right|}^2{p}_j^D(K-1)--\left(10a\right)$ $I_i^U\left(K\right)={\mathrm{RSSI}}_i^U\left(K\right)-\underset{j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{\left|{w_i^U}^{*}\left(K\right)a_j^U\left(K\right)\right|}^2{p}_j^U(K-1)L_j^U\left(K\right)--\left(10b\right)$

在另一个替代实施例中，以下的公式用于评价下行链路和上行链 路干扰加噪声(ID i和IU i)。K在下面方程中也用作一个指数以代表当前 计算的值：

在显解局部功率控制优化问题的一个实施例中，在每个基站把方 程(7)(作为下行链路步骤733部分)和方程(8)(作为上行链路步骤711部 分)的每一个作为线性规划问题来解决。可以使用任何已知的解决线性 规划问题的方法。

在显解局部功率控制的第二(优选的)实施例中，将方程(7a)和(8b) 中的约束修改为等式约束。即，在本优选实施例中，通过分别用等式 约束解方程(7a)和(8a)来分别确定下行链路和上行链路中的功率。也就 是说，在一个常规下行链路信道中，通过把常规下行链路信道的每个 下行链路空间信道中的预期下行链路SINR设置为等于该下行链路空 间信道的目标SINR，确定应用于任何常规下行链路信道中的空间信道 的下行链路通信的功率组。在本优选实施例中，对于常规上行链路信 道的所有下行链路空间信道，目标SINR是相同的。并且，在一个常规 上行链路信道中，通过把常规上行链路信道的每个上行链路空间信道 中的预期上行链路SINR设置为等于该上行链路空间信道的目标 SINR，确定应用于任何常规上行链路信道中的空间信道的上行链路通 信的功率组。在本优选实施例中，目标SINR对于常规上行链路信道的 所有上行链路空间信道是相同的。

假设在每个基站求解局部功率控制最小化问题最终导致全局优化 解(当在没有路径增益之类的量变化时，没有新呼叫，等等)，使用等式 是物理直观的：为了使总功率最小，那么应当仅分配足以满足希望的 可接受性能水平的功率，并且不能更多。

当把方程(7a)和(8a)修改为等式约束时，可以把每个方程转换为以 下形式的线性方程，用于下行链路步骤733的： $L_i^D{\left|{w_i^D}^{*}{a}_i^D\right|}^2{p}_i^D-{\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^D\underset{j\ne i,j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{L}_i^D{\left|{w_j^D}^{*}{a}_i\right|}^2{p}_j^D=I_i^D{\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^D--\left(12a\right)$ 和用于上行链路步骤711的： $L_i^U{\left|{w_i^U}^{*}{a}_i^U\right|}^2{p}_i^U-{\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^U\underset{j\ne i,j=1}{\overset{d}{\Sigma }}{L}_j^U{\left|{w_i^D}^{*}{a}_j\right|}^2{p}_j^U=I_i^U{\mathrm{SINR}}_{{t\arg \mathrm{et}}_1}^U--\left(12b\right)$

立即可以看出这两个方程每个都是可以用以下矩阵形式表示的线 性方程组，

Ap=b

其中A是一个d(空间信道数)维方形矩阵，p是功率的矢量(为了 简捷，省略了上标U和D)，和b是乘以干扰和噪声(Ii)量的目标SINR 的矢量。方程(12a)或(12b)组，当以矩阵形式表达时，每个具有一个矩 阵形式的精确解 p=A-1b。    (13)

代入Li，wi，ai，Ii和SINRi的值(为了简捷，也省略了上标U和 D)精确地产生pi的值。

如果任何这样获得的pi值是负的，那么对优化功率控制问题没有 可用的解。存在着几种选择。在本优选实施例中，根据信道重分配程 序执行对系统的信道重分配。

图8(a)和8(b)分别是显示使用这个步骤711和733的第二实施例 分别执行上行链路和下行链路进行中功率控制的流程图。图8(a)示出 了对于一给定SDMA信道i应用进行中上行链路功率控制的步骤711 的实施例801。在步骤803，处理过程从空间处理器获得所有i的上行 链路量{wU i}和{aU i}。然后，在步骤805，用(步骤709)获得的评价 通过方程(9b)计算所有i的路径增益组{LU i}，并且利用方程(10b)或(11b) 也确定了干扰加噪声量{IU i}。在步骤807，确定上行链路功率分配，最 好是通过解等式约束问题(方程(12b)和(13))确定。在步骤809，通过命 令SU使用这种功率，根据在步骤807获得的解调节上行链路功率电 平，并结束处理过程(返回到步骤704)。图8(b)同样显示了一个用于对 一给定SDMA信道i应用进行中下行链路功率控制的步骤721的实施 例821。在步骤823，处理过程从空间处理器获得所有i的下行链路量 {wD i}和{aD i}。然后，在步骤825，利用方程(9a)计算所有i的路径增益 组{LD i}，并且利用方程(10a)或(11a)也确定了干扰加噪声量{ID i}。在步 骤827，确定下行链路功率分配，最好是通过解等式约束问题(方程(12a) 和(13))确定。在步骤829，根据在步骤827中获得的解调节下行链路 功率电平，并结束处理过程(返回到步骤724)。 信号质量评价

用于初始功率控制的方法301的步骤313包括确定信号质量。此 外，利用方程(3)或(4)的进行中功率控制方法和显解方程(7)和(8)的局部 功率控制方法都包括利用信号质量测量值(SINR)的评价(分别见流程 图701和721中的步骤709和729)。本发明的另一方面是一种用于实 现这些步骤的方法。在可以把确定这些评价值的任何方法用于实现本 发明的功率控制方面的同时，本发明的另一方面是一种RF载波信号质 量评价器方法和装置，其可以应用到所有调角RF载波。由于有大量的 各种类型的调角系统，为了加强对本发明的理解，仅就两种类型中的 一种进行详细说明。为此目的选择的两种抽样调角信号是在通信领域 中广泛使用的四相移相键控(QPSK)信号，和四相差分移相键控 (DQPSK)信号。这些方案中的每个码元包含两个信息比特(双比特)。有 关本发明的信号质量评价方面的调相信号的重要特征是，假设不存在 噪声或其它形式的干扰时数据码元的幅度是恒定的。离散相位电平的 数量(在这些情况下是四)是不重要的。这两种信号的差别在于，在 DQPSK中，双比特被映射到两个连续码元之间的相位差，而在QPSK 中，双比特被映射到码元本身的相位。因此，一个QPSK信号的相平 面与一个QPSK信号的差分相平面相同，QPSK信号的差分相平面是 两个连续码元之间的相位差的相平面。此外，在QPSK中，在说明中 使用的四个码元点是0，π／2，π，和3π／2，而在本优选实施例中使 用的特定DQPSK，π／4 DQPSK中，使用的四个码元点在差分相平面 中是π／4，3π／4，5π／4和7π／4(即，±π／4和±3π／4)。也就是说， 对于π／4 DQPSK情况，上述QPSK相平面旋转了π／4。熟悉本领域的 普通技术人员知道如何从其它情况的说明实现一种情况。从以下的说 明中，熟悉本领域的普通技术人员也会知道如何使这些原理适合于其 它形式的角度调制系统应用。

图4是一个QPSK模型的四种状态的复相平面图401，只是加上 了一个寄生噪声矢量ΔS，和造成的相位误差Δθ，以代表其中噪声和 干扰的存在把幅度和相位误差引入到观察数据码元R中的实际情况。 矢量ΔS对应于未污染码元S与观察码元R之间的矢量差。

图4是相平面上接收数据码元信号R的复相平面代表。相平面401 上也示出了分别在相位0，π／2，π，和3π／4的四个判决点403，404， 405和406(判决构象)。可以将存在的任何频率偏移想象为构象点相对 于接收信号R的旋转。可以把R想象为一个其上加了一个寄生噪声矢 量ΔS，导致了相位误差Δθ的恒定的模量信号S。ΔS代表实际存在 的并且把幅度和相位误差引入观察数据码元R的噪声和干扰。即，矢 量ΔS对应于未污染码元S与观察码元R之间的矢量差。因而，可以 通过评价S和ΔS的平方幅度比来评价SINR。也就是说， SINR=E[S2]／E[ΔS2]。本优选实施例信号质量评价器的本质是完全从一 个接收数据脉冲串上的半径R的观察评价接收信号的SINR。这利用了 对于构象的旋转半径R是不变的，因而使SINR评价值基本上不受频 率偏移影响这一事实。

为了说明的目的，把噪声和干扰矢量ΔS模型化为一个具有独立 的实数(即，同相I)和虚数(即，正交Q)部分，每个部分带有σ2的方差 的零均值(zero-mean)高斯随机处理。选择这种模型是由于它导致用于 确定模量S和相关噪声和干扰矢量的统计评价的理想实际方法。尽管 在解释本方法中使用了这种模型，但该方法也适用于可能不保持零均 值高斯随机处理假设的实际信号和噪声。

现在说明评价一个接收信号的信号与干扰加噪声比(SINR)方法的 一个实施例。这可以用于包括功率控制方法301的步骤313，以及每个 包括具有SINR评价的进行中功率控制实施例中的步骤的功率控制应 用。如图4中所示，矢量ΔS可以表示为两个正交零均值高斯噪声分 量的和，两个正交零均值高斯噪声分量中一个是与载波矢量S同相的 噪声分量(n1)，和另一个是正交分量(n2)，n1和n2都具有σ2的方差。因 此，SINR评价的量为：

SINR=E[S2]／2σ2。    (14)

如果信号S的模量在一个脉冲串期间基本上是恒定的，那么接收 信号幅度R近似于Rician分布，具有 $E\left[R\right]=\sqrt{2{\sigma }^2}f\left(\mathrm{SINR}\right),--\left(15\right)$ 其中 $E\left[R^2\right]=E\left[S^2\right]+2{\sigma }^2$ $=2{\sigma }^2(1+\mathrm{SINR})--\left(16\right)$

给定E[R]和E[R2]的值，那么方程(15)和(16)是有两个未知数(σ2 和SINR)的两个(非线性)方程。因此，本方法的一个实施例是要联立解 方程(15)和(16)，求SINR。有关f(SINR)的值可以预先存储在一个查询 表中。作为选择，可以使用近似值f(SINR)≈1。在本优选实施例中，最 好把用于通信信道的复数值基带信号作为分别由I和Q代表的同相和 正交部分提供。E{Rk}，k=1，2，等等，的值通过确定一个脉冲串中 的每个抽样的R2=(I2+Q2)评价。应当指出，一组抽样的(I2+Q2)值的平 均值是接收机中共同使用的接收信号强度指示(RSSI)的测量值。用I(n) 和Q(n)分别代表I和Q的抽样值，在每个连续抽样n是理想地在波特 抽样点上时，一个给定脉冲形码元的波特抽样点对应于脉冲形码元时 间中的中心点。实际上，由于定时对准不完善，波特抽样点对应于最 靠近脉冲形码元中心的时间抽样。因此，I(n)和Q(n)中的连续抽样间隔 一波特周期。应当注意，这些I和Q值是用于一个单一(空间)信道的一 个单一调制信号的。因此，在本优选实施例的系统中，这些是空间处 理后的并且实际上在波特点上的I和Q值。在图1的收发信机的接收 机中，下变换器／滤波器131的输出是仅一个天线的——即，空间处理 之前的抽样信号，并且是附加抽样的。因此，假设在或靠近波特点的 空间处理之后的信号I(n)和Q(n)的确定已经被执行，优选是在对应的 RX DSP209中。见用于讨论包括在或靠近波特点的空间处理之后的信 号I(n)和Q(n)的确定的处理的一个例子的“我们的解调专利”(上述美 国专利申请08／729，390)。用N表示一个脉冲串中的抽样数。通过形成 同相和正交信号的平方和提取抽样模量信息， $R\left(n\right)=\sqrt{I^2\left(n\right)+Q^2\left(n\right)},--\left(17a\right)$ $R^4\left(n\right)={(I^2\left(n\right)+Q^2\left(n\right))}^2--\left(17c\right)$

然后，通过计算该脉冲串上的以Rk代表的集平均值，近似地得到 E{Rk}， $\overline{R^k}=\frac{1}{N}\underset{j=1}{\overset{N}{\Sigma }}{R}^k\left(n\right),--\left(18\right)$ 在k=1，2和4的情况下， $\bar{R}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}\sqrt{(I^2\left(n\right)+Q^2\left(n\right))}--\left(19a\right)$ $\overline{R^4}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{(I^2\left(n\right)+Q^2\left(n\right))}^2--\left(19c\right)$

然后，可以把R2用作RSSI的测量值。

在一个实施例中，使用了一种迭代解法，在这种解法中，假设2 σ2和SINR的值，并代入方程(15)和(16)，把E{R2}和E{R}的计 算值分别与评价的RSSI(从测量获得的 R2 )和 R比较，如果它们的差为 可接受的小，那么接受代入值作为导致SINR评价的解。这是解两个联 立非线性方程(15)和(16)的标准迭代方法。

注意上面，为了从测量值评价E{R}，(见方程(17A))，需要进 行一个平方根运算。这是费时的计算。

第二优选方法基于仅利用根据方程(17b)和(17c)确定的偶数幂的 非中心矩，E{R2}和E{R4}。偶数幂的非中心矩，E{R2}和E{R4} 是平均功率和均方功率测量值。应当注意，一旦确定了(在方程(17b) 中使用的)瞬时功率R2(n)=I2(n)+Q2(n)，那么确定平方功率 R4(n)=[R2(n)]2每抽样仅需要一个单一附加乘法，并且最好是用最多一 个平方根运算，利用下式确定评价信号与噪声比， $\mathrm{SINR}=\frac{\sqrt{2-\frac{\overline{R^4}}{{\left(\overline{R^2}\right)}^2}}}{1-\sqrt{2-\frac{\overline{R^4}}{{\left(\overline{R^2}\right)}^2}}}--\left(20\right)$

图5(a)是一个用于获得信号质量评价的基站装置(501)的一种实现 的方框图。这个装置是图1和2的基站装置的简化版。装置501包括 一个用于接收RF信号的天线阵503，一组用于在天线阵503的每个天 线元把信号转换为复数值基带信号的RF接收机505(即，天线接收装 置)，一个用于确定来自一特定远端用户的基带信号的空间处理器 507，所述基带信号最好是以同相(I)部分509和正交(Q)部分511提供， 信号509和511实际上是在波特点确定。分别将I和Q信号509和511 输入到一个信号质量评价器513，进一步处理以产生在图5(a)中示为信 号质量指示515的希望的信号质量评价。在本优选实施例的基站中， 天线阵503的每个天线元和每个RF接收机505装配在图1中所示收发 信机模块中，并且产生数字预空间处理信号，作为下变换器／滤波器131 的输出。空间处理器507优选是一个可编程数字运算处理器。当在本 优选实施例的基站中使用时，空间处理器507是图2的调制解调器模 块的一部分，具体讲，是RX DSP209中的一个，是用于被接收时隙的 那个特定RX DSP。信号质量处理器513也最好是一个可编程数字运算 处理器。当在本优选实施例的基站中使用时，信号质量处理器513是 图2的调制解调器模块的一部分，具体讲是RX DSP209中的一个，是 用于被接收时隙的那个特定RX DSP。

图5(b)是用于获得信号质量评价的用户单元装置(521)的一种实现 的方框图。这个装置是图9和10的用户单元装置的简化版。装置521 包括一个用于接收RF信号的天线523，一个把来自天线523的信号转 换为复数值基带信号的RF接收机525，最好是转换为同相(I)部分529 和正交(Q)部分531，信号529和531实际上是在波特点确定的。分别 把I和Q信号529和531输入到一个信号质量评价器533，进一步处 理以产生在图5(b)中示为信号质量指示535的希望的信号质量评价 值。在本优选实施例的用户单元中，天线523和RF接收机525装配图 9中所示RF系统中，并且产生附加抽样的I和Q信号。信号质量处理 器533最好也是一个可编程数字运算处理器。当在本优选实施例的用 户单元中使用时，信号质量处理器533是DSP(RX)1042，它的功能包 括在波特点附近确定抽样。

在数字处理情况下，在评价的波特点抽样信号509和511(在一BS 中)以及信号529和531(在用SU中的DSP(RX)1042进行波特点处理之 后)。如前面那样，分别用I(n)和Q(n)表示这些信号，其中每个连续抽 样n在或靠近连续波特点。通过形成同相和正交信号的平方和，即瞬 时功率，提取抽样模量信息。因此，利用方程(17b)获得瞬时功率R2(n)， 和获得瞬时平方功率R4(n)为[R2(n)]2=R2(n)*R2(n)。

通过形成跨越一个移动窗口的R2(n)和R4(n)的平均值，分别评价二 阶和四阶矩，即平均功率 R2 和均方功率 R4 。对于k=2和k=4的情况， 可以利用方程(19b)和(19c)确定这种移动平均值。

现在用方程(20)确定质量评价。在实践中，熟悉本领域的普通技 术人员应当清楚，仅形成方程(19b)(和方程(19c)，如果使用的话)中的 和。不需为所有平均值确定1／N因数，只要在使用方程(20)确定质量评 价中保持了正确定标。

在一个改进实施例中，不是确定跨越一个单一脉冲串的SINR，而 是增加一个获得跨越数个脉冲串的SINR的移动平均值的附加步骤。例 如，在K个脉冲串之后的第K运行平均值确定为：

SINRK=αSINR+(1-a)SINRK-1    (21)

其中0＜α＜1，SINR是对当前(第K)脉冲串的新测量值，和SINRK 代表SINR的第K运行平均值。适当选择α的值以控制移动平均值对 变化条件的适应速率。在PHS系统的本优选实施例中，α使用了0．8 的值。熟悉本领域的普通技术人员知道，很容易用一个有限冲击响应 (FIR)滤波器实现方程(21)的运行平均值，并且由于数据率低(每脉冲串 一个新SINR)，所以不会很大地增加计算负担。移动平均最好在信号 质量处理器513(在基站)和处理器533(在SU)中实现。

图6是方法601的流程图，其综述了在调角通信系统中获得信号 质量评价的方法。在步骤603，接收调角信号。步骤605产生接收信号 的基带信号中的同相(I)部分和正交(Q)部分，在SDMA场合是在空间处 理后产生，并且在数字处理场合实际上是在波特点产生。步骤607从I， Q部分提取接收信号的模量的至少两个不同矩的评价，步骤609确定 矩的平均值。步骤611确定信号质量评价作为SINR评价。

为了清楚起见，在这里说明的控制发射机功率电平的方法和装置 限于特定蜂窝通信系统和实现。但是，对于熟悉本领域的普通技术人 员来说，从提供的说明来看，把本发明应用于诸如使用其它空中接口 的系统、设计用于数据传输的系统、模拟系统、无线局域网(LAN)之类 其它通信系统显然并不脱离本发明的精神和范围，本发明的精神和范 围仅受以下权利要求的限制。并且，说明的用于评价接收的调角RF 载波质量的特定方法和装置只是示例的方式，并且除非下面权利要求 中指出之外，不能作为对本发明的限制。

本申请是1996年10月11日申请的，题目为“蜂窝通信系统中信 道分配的自适应方法”的，序列号为08／729，387的美国专利申请(此 后称为“父申请”)的继续部分。