一种光伏逆变器Boost电路的控制方法及系统
专利汇可以提供一种光伏逆变器Boost电路的控制方法及系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 的公开了本发明一种光伏逆变器Boost 电路 的改进的控制方法及系统。一种光伏逆变器Boost电路的控制方法，包括如下步骤：S1、获取光伏阵列 电压 反馈 信号 vpvfb、直流 母线 电压反馈信号vbusfb和电感 电流 反馈信号iLfb；S2、光伏阵列电压参考vpvref减去所述电压反馈信号vpvfb得到电压误差信号，所述电压误差信号经电压环调节器Gvc得到电感电流参考信号iLref，将所述电感电流参考信号iLref和所述电感电流反馈信号iLfb代入电流环调节器Gic得到调节信号vc1；S3、将所述电压反馈信号vpvfb、所述 直流母线 电压反馈信号vbusfb和上一 开关 周期的调制信号vm代入前馈调节器Gff中处理得到调节信号vc2；S4、将所述调节信号vc1和vc2相加得到新的调制信号vm，并送入PWM生成器，产生Boost开关管的PWM驱动信号。，下面是一种光伏逆变器Boost电路的控制方法及系统专利的具体信息内容。
1.一种光伏逆变器Boost电路的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1、获取光伏阵列电压反馈信号vpvfb、直流母线电压反馈信号vbusfb和电感电流反馈信号iLfb；
S2、光伏阵列电压参考vpvref减去所述电压反馈信号vpvfb得到电压误差信号，所述电压误差信号经电压环调节器Gvc得到电感电流参考信号iLref，将所述电感电流参考信号iLref和所述电感电流反馈信号iLfb代入电流环调节器Gic得到调节信号vc1；
S3、将所述电压反馈信号vpvfb、所述直流母线电压反馈信号vbusfb和上一开关周期的调制信号vm代入前馈调节器Gff中处理得到调节信号vc2；
S4、将所述调节信号vc1和vc2相加得到新的调制信号vm，并送入PWM生成器，产生Boost开关管的PWM驱动信号。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S3包括：
比较所述电压反馈信号vpvfb和所述直流母线电压反馈信号vbusfb间的大小，
若vpvfb≥vbusfb，则令前馈调节器输出信号为
vc2＝0
若vpvfb＜vbusfb，则进行如下步骤：
将上一开关周期的调制信号vm代入并和所述直流母线电压反馈信号vbusfb相乘，得到vm×vbusfb量，并将该量与所述直流母线电压反馈信号和所述光伏阵列电压反馈信号的差值vbusfb-vpvfb作比较，
若vbusfb-vpvfb≤vm×vbusfb，则令前馈调节器输出信号为
vc2＝vbusfb-vpvfb
若vbusfb-vpvfb＞vm×vbusfb，则令前馈调节器输出信号为
vc2＝vm×vbusfb。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S3进一步包括分别求解Boost变换器在CCM模式下和/或DCM模式下的调节信号vc2。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S3进一步包括：
比较所述电压反馈信号vpvfb和所述直流母线电压反馈信号vbusfb间的大小，
若vpvfb≥vbusfb，则令前馈调节器输出信号为
vc2＝0
若vpvfb＜vbusfb，则进行如下步骤：
将上一开关周期的调制信号vm代入并和所述直流母线电压反馈信号vbusfb相乘，得到vm×vbusfb量，并将该量与所述直流母线电压反馈信号和所述光伏阵列电压反馈信号的差值vbusfb-vpvfb作比较，
若vbusfb-vpvfb≤vm×vbusfb，则进行求解Boost变换器在CCM模式下的调节信号vc2的步骤；
和/或，
若vbusfb-vpvfb＞vm×vbusfb，则进行求解Boost变换器在DCM模式下的调节信号vc2的步骤。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，求解Boost变换器在CCM状态下的调节信号vc2的步骤具体包括：
S311、Boost变换器建模：
令Lpv表示Boost变换器的滤波电感，iL表示Boost变换器的滤波电感电流，t表示时间，vpv表示光伏阵列电压，vbus表示直流母线电压，d表示调制信号vm经过PWM发生器后调制出的占空比信号，Cpv表示Boost变换器的输入电容，ΔTs表示电感电流iL下降至0所需要的时间，同时也是二极管Db的导通时间，Δ表示二极管Db的导通占空比信号，则Boost变换器在CCM模式下的状态方程如式(1-1)，
令光伏阵列等效输出阻抗为zpv，则Boost变换器的输入电流ipv用式(1-2)等效，将式(1-2)代入式(1-1)中，并求取拉普拉斯变换，得Boost变换器在CCM下的数学模型如下，
式(1-3)中，s表示拉普拉斯算子；
S312、前馈调节器设计：
设计调节器满足式(1-4)，实现在CCM模式下的Boost变换器的内外环解耦，
因而，Boost变换器在CCM模式下时，前馈调节器Gff如式(1-5)所示，
Gff＝vbus-vpv (1-5)；
S313、前馈调节器实现：
Boost变换器包括输入电容Cpv、滤波电感Lpv、开关管Sb和续流二极管Db；Hvp、Hvb和Hi分别为光伏阵列电压vpv、直流母线电压vbus和电感电流iL硬件采样处理电路等效传递函数，根据Hvp、Hvb和Hi分别得到光伏阵列电压反馈信号vpvfb、直流母线电压反馈信号vbusfb和电感电流反馈信号iLfb，vpvfb、vbusfb和iLfb分别表示为信号vpv、vbus和iL的开关周期平均值；vm为Boost开关管调制信号，其占空比即为d，忽略高频开关噪声，则d＝vm；
若vbusfb-vpvfb≤vm×vbusfb，则令前馈调节器输出信号为
vc2＝vbusfb-vpvfb。
6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，求解Boost变换器在DCM状态下的调节信号vc2的步骤具体包括：
S321、Boost变换器建模：
令Lpv表示Boost变换器的滤波电感，iL表示Boost变换器的滤波电感电流，t表示时间，vpv表示光伏阵列电压，vbus表示直流母线电压，d表示调制信号vm经过PWM发生器后调制出的占空比信号，Cpv表示Boost变换器的输入电容，ΔTs表示电感电流iL下降至0所需要的时间，同时也是二极管Db的导通时间，Δ表示二极管Db的导通占空比信号，则Boost变换器在DCM模式下的状态方程如式(2-1)，
令光伏阵列等效输出阻抗为zpv，则Boost变换器的输入电流ipv用式(2-2)等效，将式(2-2)代入式(2-1)中，并求取拉普拉斯变换，得Boost变换器在DCM下的数学模型如下，
式(2-3)中，s表示拉普拉斯算子；
S322、前馈调节器设计：
设计调节器满足式(2-4)，实现在DCM模式下的Boost变换器的内外环解耦，
因而，Boost变换器在DCM模式下时，前馈调节器Gff如式(2-5)所示，
Gff＝(d+Δ)(vbus-vpv) (2-5)
式(2-6)化解得式(2-7)，
Boost变换器处于DCM下时，d+Δ＜1，则Boost变换器应满足，
vbus-vpv＞dvbus (2-8)
此时将式(2-7)代入式(2-4)，得在DCM模式下前馈调节器为：
Gff＝dvbus (2-9)；
S323、前馈调节器实现：
Boost变换器包括输入电容Cpv、滤波电感Lpv、开关管Sb和续流二极管Db；Hvp、Hvb和Hi分别为光伏阵列电压vpv、直流母线电压vbus和电感电流iL硬件采样处理电路等效传递函数，根据Hvp、Hvb和Hi分别得到光伏阵列电压反馈信号vpvfb、直流母线电压反馈信号vbusfb和电感电流反馈信号iLfb，vpvfb、vbusfb和iLfb分别表示为信号vpv、vbus和iL的开关周期平均值；vm为Boost开关管调制信号，其占空比即为d，忽略高频开关噪声，则d＝vm；
若vbusfb-vpvfb＞vm×vbusfb，则令前馈调节器输出信号为
vc2＝vm×vbusfb。
7.一种应用如权利要求1-6任一所述的光伏逆变器Boost电路控制方法的控制系统，包括光伏阵列、Boost变换器、直流母线电容Cbus、并网逆变器、公共电网、数字控制器及数字控制器外围电路，所述Boost变换器包括输入电容Cpv、滤波电感Lpv、开关管Sb和续流二极管Db，其特征在于，所述数字控制器包括：
电压环调节器Gvc，用于将光伏阵列电压参考vpvref减去所述电压反馈信号vpvfb得到的电压误差信号处理为电感电流参考信号iLref；
电流环调节器Gic，用于将所述电感电流参考信号iLref和电感电流反馈信号iLfb处理得到调节信号vc1；
前馈调节器Gff，用于将所述电压反馈信号vpvfb、所述直流母线电压反馈信号vbusfb和上一开关周期的调制信号vm处理得到调节信号vc2；以及
运算器，用于将所述调节信号vc1和vc2相加得到新的调制信号vm；
所述数字控制器外围电路包括：
PWM生成器，用于根据接收的所述新的调制信号vm产生对所述开关管Sb的PWM驱动信号。
8.根据权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述数字控制器外围电路还包括：
采样处理电路Hvp，用于将光伏阵列电压vpv等效处理为光伏阵列电压反馈信号vpvfb；
采样处理电路Hvb，用于将直流母线电压vbus等效处理为直流母线电压反馈信号vbusfb；以及
采样处理电路Hi，用于将电感电流iL等效处理为电感电流反馈信号iLfb。
9.根据权利要求8所述的所述的控制系统，其特征在于，所述采样处理电路Hvp、所述采样处理电路Hvb和所述采样处理电路Hi为一阶或多阶低通滤波器。
一种光伏逆变器Boost电路的控制方法及系统
技术领域
背景技术
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