【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は中間周波数デジタル受信器に関するものである。

【０００２】本発明はまた、この受信器で実施されるベースバンド濾波方法にも関する。

【０００３】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】現在のデジタル受信器は、信号をベースバンドにした後に同位相および直角位相の経路上で情報を引き出さなければならない。 これは一般に、下記を受信する２つのミクサを用いて実施される。

【０００４】− 一方では、入力信号、− 他方では、
同位相経路用の局部発振器からくる信号、および直角位相経路用のπ／２位相のずれた同信号。

【０００５】各ミクサの出力信号は（アナログ様式で）
濾波され、次いでアナログ／デジタル変換を受け、最終的にベースバンド処理を受けなければならない。

【０００６】たとえば図１では、受信装置３０は一般に、受信側に第１帯域フィルタ３６、低ノイズ増幅器３
７、および２つの経路を含み、これらの経路はそれぞれミクサ３３、３３′、フィルタ３２、３２′、サンプラ３４、３４′を有する。 ミクサ３３はπ／２移相器を介して局部発振器に接続され、ミクサ３３′は直接この局部発振器に接続されている。 ２つのサンプラ３４、３
４′の出力はそれぞれ、ベースバンド処理回路３５でデジタル処理される。 この形式の装置では、チャンネル濾波動作は、アナログ技術で実現されたフィルタ３２、３
２′のレベルで実施され、この技術に固有の特性により、受信器の全般的性能と妨害保護レベルが著しく制限される。

【０００７】したがって、この形式の処理は、精度、ドリフト、様々なチャンネルに対する適合性、およびビット・フローの点で不都合を示す。

【０００８】本発明の目的は、精度が高く、ドリフトがなく、かつ、たとえば様々な変調や帯域幅に適合し、妨害を排除し、等化に適合する事前濾波または濾波を実現するために、必要に応じて特性が調節できる適合性のある、中間周波数デジタル受信器を提案することにより、
前記の不都合を是正することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、信号を捕捉するためのアンテナ手段と、入力信号を所定の中間周波数に変換する手段と、ベースバンド処理手段とを含む受信器は、受信されて中間周波数に変換された信号を入力部で受け取る、信号帯域幅に関するオーバーサンプリングによって信号をベースバンドにするアナログ／デジタル変換手段と、出力部がベースバンド処理手段に接続され、変換された信号を入力部で受け取るデシメーション濾波手段とをさらに含むことを特徴とする。

【００１０】したがって、本発明によるデジタル受信器では、アナログ信号に対して以前に実施されたいくつかの濾波機能がデジタル部分に移されている。 帯域外のノイズは、さらに他の濾波機能も保証することのできるデシメーション・フィルタによって除去される。 さらに、
この提案された変換の移植は、集積回路化が容易である。 その上、本発明による受信器は信号帯域幅の適合性をもたらす。

【００１１】本発明による受信器の有利な実施態様によれば、この受信器はさらに、オーバーサンプリングによるアナログ／デジタル変換手段の出力に配置され、それぞれベースバンド処理手段に接続されたデシメーション濾波手段を含む２つの経路を備える。

【００１２】本発明の他の態様によれば、所定の中間周波数に予め変換された入力信号をベースバンドでデジタル濾波する方法において、スペクトル折返しによって信号をベースバンドにするための、入力信号帯域幅の２倍より大きいが（オーバーサンプリング）、中間周波数の２倍より小さい（アンダーサンプリング）可能性のある、サンプリング周波数によるアナログ／デジタル変換ステップと、これに続く、こうして変換された前記の信号をデシメーション濾波によって成形するステップを含むことを特徴とする濾波方法が提供される。

【００１３】本発明のその他の特徴及び利点は以下の説明から明らかになろう。 添付の図面は例として挙げたもので、限定的なものではない。

【００１４】

【実施例】これから、図２ないし図５を参照して、本発明のデジタル受信器の特定の実施例を説明する。

【００１５】非限定的な例として図２を参照すると、本発明によるデジタル受信器１は、受信アンテナ１１、帯域フィルタ１６、これに続く、受信器の全周波数帯をカバーする低ノイズ前置増幅器２０、ミクサ２１、これに続く、信号を所定の中間周波数にするための帯域フィルタ２２、１ビットのデジタル信号を発生させるアナログ／デジタル変換モジュール１５、これに続く、ベースバンド処理モジュール１４に接続された、ｎビットのデジタル情報を供給する、デシメーション・フィルタ９、１
０をそれぞれ備える、２つの直角位相チャンネル１２、
１３を含む。

【００１６】アナログ／デジタル変換モジュール１５
は、ジェームズ・Ｃ． キャンディ（James C. Candy）とゲイバー・Ｃ． テームズ（Gabor C. Temes）のＩＥＥＥ
ｐｒｅｓｓ所載の“Oversampling Delta-Sigma Data
Converters”と題する論文で教示される、いわゆるシグマ−デルタ変換器の形で実施すると有利である。このシグマ−デルタ変換器は、集積できるように設計されたアナログ／デジタル変換器である。たとえば図３を参照すると、シグマ−デルタ変換器１５は、フィルタ３、サンプラ４、量子化器５、たとえば１ビットの量子化器、およびデジタル／アナログ変換器、と場合によってはこれに続くアナログ・フィルタとを含むループ６、および変換すべき信号を正の入力部で受け取り、デジタル／アナログ変換器の出力信号を、またはアナログ・フィルタがある場合にはそのアナログ・フィルタの出力信号を負の入力部で受け取る減算器２を含む。この変換器１５の次には一般に、１つまたは複数のデシメーション・フィルタ１６がある。サンプリング周波数は、スペクトル折返しによってサンプリングされた信号の成分をベースバンドにするために、中間周波数に比例しなければならない。この２周波数間の比例定数は下記の形式でなければならない。

【００１７】

【数１】

【００１８】ただしｆ _FIは中間周波数であり、ｍは、ハンス＝ヨアヒム・ドレスラー（Hans-Joachim Dresler）
のSignal Processing 、２２（１９９１）ｐｐ． １３９
−１５１に記載の“Interpolative bandpass A/D Conve
rsion ”と題する論文に記載されているように、信号成分をうまくベースバンドにするための所定の正の整数または０である。さらに中間周波数ｆ _FIと係数ｍは、サンプリング周波数が入ってくる信号帯域幅の２倍（ナイキスト周波数）以上になるように選択すべきであるが、実際には２０〜１００などのはるかに高い比が見られる。
その原因は、特に単純な比較器にすぎない１ビット量子化器が問題となり、したがって信号の有効帯域における量子化ノイズ・レベルを低下させるためにサンプリング周波数を上げることが推奨される場合に、量子化器が信号に高い量子化ノイズ・レベルを加えることに貢献することにある。 実際に、量子化ノイズを白色ノイズと同一視できると仮定した場合、量子化器５によってもたらされる出力のスペクトル密度は、図５に示すように周波数とともに上昇する。 図５で、Ｓは信号のスペクトル密度であり、Ｂ ₁はサンプリング周波数Ｆ _s1に関する白色ノイズのスペクトル密度である。 ナイキスト周波数よりはるかに高いサンプリング周波数Ｆ _s2を選択した場合、図５に示すようにノイズ・スペクトル密度Ｂ ₂はより広い帯域に分散し、有効信号Ｓへの影響は小さくなる。

【００１９】フィードバック・ループ６は、オーバーサンプリングを指令されたサンプラ４の前に適切に置かれたフィルタ３によって、信号帯域外のノイズを拒絶するのに役立つ。 この形式の変換によって、図４に示すように、ノイズ・スペクトル密度Ｂは信号帯域中で最小値のままとなり、この帯域の先は周波数Ｆ _s2までしか増大しない、ベースバンドの出力スペクトル密度が得られる。
したがって実用上の理由から、サンプリング周波数をナイキスト周波数レベルまたはその僅か上まで減少させることが必要である。 これは、デシメーション・フィルタを使用してデジタル式に実施することができる。 デシメーション・フィルタは、帯域外ノイズ、スペクトルの折返しによるスペクトルの複製、および有効信号周波数より高くてナイキスト周波数より低い周波数によって発生する妨害周波数を排除し、サンプリング周波数をカットする機能を有する。 このフィルタのカットオフ周波数の選択は、高すぎるカットオフ周波数では妨害に対する保護が不十分になり、低すぎるカットオフ周波数では信号に歪みが生じる限りで、妥協の結果である。 この形式のフィルタで実施されるデシメーションと合成モードの原理は、特にprocessings of the IEEE, Vol.69, No.3
（1981年 3月）に所載のＲ． Ｅ． クロシェール（Crochi
ere ）とＬ． Ｒ． ラビナー（Rabiner ）の“Interpolat
ion and Decimation of Digital Signals ”と題する論文に記載されている。

【００２０】図２に示す本発明によるデジタル受信器の場合、アナログ／デジタル変換器１５は、予めバンドパス濾波２２を施した中間周波数ＩＦの信号に適用される。 サンプリング周波数として、信号の最高周波数の少なくとも２倍の周波数（ナイキスト周波数）ではなく、
信号の有効帯域幅の少なくとも２倍の周波数を選択することからなる、「オーバーサンプリング」と称する技法を使用するのが特に有利である。 こうすると、中間周波数信号の場合、サンプリング周波数が著しく低下し、したがってデジタル受信器の性能が向上する。 サンプラ４
のレベルで実施されるアンダーサンプリングの原理は、
特に雑誌“Electronic Design ”、１９９１年５月２３
日号に所載のリチャード・グロション（Richard Grosho
ng）とスティーブン・ルスカク（Stephen Ruscak）の論文“Undersampling techniques simplify digital radi
o ”に記載されている。

【００２１】ここで、本発明による方法を実施することにより、出力スペクトルに関して得られる効果について述べる。 受信された信号Ｓの出力スペクトル密度Ｐ
（ｆ）を表す図４を参照すると、妨害周波数Ｉ、サンプリング周波数Ｆ _sに対する量子化ノイズ・スペクトルＢ
およびフィルタＦがある。

【００２２】量子化ノイズが実際に有効帯域から排除され、妨害周波数Ｉの抑制にも貢献するデシメーション・
フィルタ９、１０によってそれが抑制できることに留意されたい。 実際には、デシメーション・フィルタは非常に長くなる可能性がある。

【００２３】本発明の１つの有効な実現態様では、１ビット量子化器の出力周波数が２００ｋＨｚの場合、デシメーション・フィルタは、８ｋＨｚの周波数で８ビットの情報を供給する。 これは６４ｋビット／秒のデジタル伝送速度に相当する。

【００２４】さらに本発明によれば、フィルタのデジタル特性は、非常に大きな適応可能性を提供し、したがって通信中の受信機の特性を調整し、適応ビット伝送速度の問題を解決することができる。

【００２５】もちろん、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、本発明の範囲を逸脱することなくこれらの実施例に多くの変更を加えることができる。 したがって、本発明による方法は、ＲＡＣＥやＵＭＴＳなどの将来の適用業務において、可変帯域幅と適応ビット伝送速度に関して満足のいく解決策をもたらすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術による２経路の従来型受信器の概略図である。

【図２】本発明によるデジタル受信器の概略図である。

【図３】シグマ−デルタ変換器の概略図である。

【図４】本発明の方法によって得られた出力スペクトル密度と周波数の関係の例を示すグラフである。

【図５】２つのサンプリング周波数に関するノイズの出力スペクトル密度を示すグラフである。

【符号の説明】

1 デジタル受信器 3 フィルタ 4 サンプラ 5 量子化器 6 ループ 9 デシメーション・フィルタ 10 デシメーション・フィルタ 11 受信アンテナ 15 アナログ／デジタル変換モジュール 16 帯域フィルタ 20 低ノイズ前置増幅器 21 ミクサ 22 帯域フィルタ