地面数字视频广播(DVB-T)(例如，见ETSI EN 300 744 V1.4.1 (2002-01)，Digital Video Broadcasting(DVB)；Framing structure， channel coding and modulation for digital terrestrial television(数字视 频广播(DVB)；数字地面电视组帧结构、信道编码和调制))是世 界上四种数字电视(DTV)广播标准之一，DVB-H是基于DVB-T 的手持应用的标准(本文中也称为DVB-T/H)。DVB-T使用正交频 分复用(OFDM)技术，即，DVB-T使用包括多个正交的低符号率 副载波的多载波传输的形式。
DVB-T/H接收机包括天线和调谐器。天线向调谐至所选频率范 围或所选信道的调谐器提供射频(RF)信号。调谐器对所选信道中 接收到的RF信号进行下变频以提供中频(IF)信号或基带信号， 用于DVB-T/H接收机进行进一步处理，例如，恢复电视(TV)节目 以显示给用户。典型的，调谐器利用混频器和压控振荡器(VCO) 执行下变频。VCO是调谐器中一个重要的元件。不幸的是，VCO 是相位噪声(PHN)的主要制造者。
通常，PHN对于模拟TV系统并不是一个大问题。然而，对于 使用OFDM的DTV系统来说，PHN对接收机工作的影响更为显著。 特别是，PHN引入了公共相位误差(CPE)，其引起信号星座(signal constellation)的旋转；并且还产生叠加至任何信道噪声的载波间干 扰(ICI)项。因此，接收到的DVB-T信号的解调受到CPE和ICI 二者的干扰，因此消除DVB-T/H接收机中的PHN非常重要。
关于CPE，DVB-T接收机可以估计CPE并通过使用存在于每 个OFDM符号中的导频(具有给定幅值和相位的预定副载波(即， 频率))对其进行校正。在DVB-T中有两种类型的导频：分散导频 (SP)和连续导频(CP)。连续导频在OFDM符号中具有固定位置 并用于消除CPE。
图1和图2示出了传统的消除CPE的装置。在DVB-T中，有 两种工作模式，2K模式-对应于使用2048个副载波，以及8K模式- 对应于使用8192个副载波。在该例子中，假设接收机以8K模式工 作。2K模式的工作与此类似并且本文中不进行描述。图1的CPE 消除装置包括快速傅里叶变换(FFT)元件105、频谱移位(spectrum shift)元件110、CPE消除元件115以及信道估计与均衡(CHE)元 件120。FFT元件105对接收到的基带信号104进行处理。基带信 号104由(例如)调谐至所选RF信道的调谐器提供。FFT元件105 将接收到的基带信号104从时域变换至频域，并将FFT输出信号106 提供给频谱移位元件110。应该注意，FFT输出信号106表示具有 同相分量和正交分量的复信号。典型地，FFT元件105执行本领域 公知的蝶形计算并提供重新排序的输出数据(8K工作模式中的8192 个复样本)。同样地，频谱移位元件110进一步对FFT输出信号106 进行处理以重新排列或移位FFT输出数据。具体地，频谱移位元件 110缓冲一个OFDM符号，并将副载波位置整理为符合上述DVB-T 标准，以及还将副载波从[0，2π]移位至[-π，+π]，以提供频谱移位的 信号111。CPE消除元件115对频谱移位的信号111进行处理以便 消除所有CPE(如下所述)，并将CPE校正信号116提供给CHE元 件120。CHE元件220对CPE校正信号116进行处理，用于(a) 确定用于提供CSI信号122的信道状态信息(CSI)；(b)均衡接收 到的基带信号来补偿任何传输信道失真，以提供均衡信号121。如 本领域公知的，CSI信号122可以用于获得在解码中使用的比特度 量(图1中未示出)。接收机进一步处理均衡信号121，以(例如) 恢复其中传送的内容(音频、视频等)(图1中也未示出)。
现在参照图2，将更详细地示出CPE消除元件115的操作。CPE 消除元件115包括：延迟缓冲器155、CP提取器160、CP位置元件 165、CP存储器170、复共轭乘法器175、累加器180、相位计算器 185、相位累加器及sin和cos计算器190、以及旋转器(还称为乘 法器)195。延迟缓冲器155存储一个8K模式的OFDM符号，从 而提供一个OFDM符号时间延迟，用于确定CPE的估计。对于8K 工作模式，延迟缓冲器155的大小为8192×2×N比特，其中，N是 数据的比特长度，以及2表示复信号的同相和正交分量。将延迟的 符号与CPE估计信号191一起提供给旋转器195。旋转器195根据 CPE估计信号191通过反向旋转来自延迟缓冲器155的延迟的符号 来校正CPE，以提供CPE校正信号116。
通常，图2所示的装置运行使得根据不同时间点处出现的CP 的自相关，确定CPE估计信号191。具体地，CP提取器160从(由 CP位置元件165限定的特定副载波处的)频谱移位的信号111中提 取CP。CP位置元件165只存储如上述用于8K工作模式的DVB-T 标准(例如，见上述DVB-T标准的第29页的表7)中限定的CP 位置。将提取的CP既提供给CP存储器170也提供给复共轭乘法器 175。存储器170还提供一个OFDM符号的延迟。复共轭乘法器175 将具有相同频率但出现在两个不同时间点处的CP的复共轭(即， 相邻OFDM符号)进行相乘。得到的乘积被平均(通过累加器180)， 从中对每个OFDM符号都计算出相位误差(通过相位计算器185)。 如上所述，相位累加器及sin和cos计算器190还对计算出来的每个 OFDM符号的相位误差进行累加，并确定CPE的估计，以提供CPE 估计信号191，将CPE估计信号191提供给旋转器195，以对信号 中的CPE进行校正。

我们已经意识到进一步改善基于OFDM的接收机中的消除 CPE的操作以及效率是可能的。具体地，以及根据本发明的原理， 接收机根据FFT输出信号确定相位误差，并根据确定的相位误差校 正频谱移位的信号。
在本发明的示例性实施例中，接收机是DVB-T/H接收机。 DVB-T/H接收机包括：快速傅里叶变换器(FFT)，对信号进行运算 以提供包括多个样本的FFT输出信号；频谱移位器，用于对FFT输 出信号中的样本进行重新排序，以提供频谱移位的信号；以及相位 校正器，用于根据FFT输出信号估计相位误差，以及用于根据估计 的相位误差校正频谱移位的信号的相位。
鉴于上述，以及如通过阅读具体实施方式将显而易见的是，其 他的实施例和特征也是可能的并将落入本发明的原理范围内。
附图说明
图1和图2示出了现有技术中公共相位误差的消除；
图3示出了根据本发明原理的设备的示例性实施例；
图4示出了根据本发明原理的接收机的一部分的示例性实施 例；
图5示出了根据本发明原理的相位校正器215的示例性实施例；
图6至图1 4示出了与FFT元件205相关联的示例性频谱移位 索引表；
图15和图16示出了与根据本发明原理工作的相位校正器215 相关的连续导频(CP)位置表；
图17示出了用于根据表1将表3转换为表4的示例性matlab 程序；以及
图18和图19示出了在根据本发明原理的接收机中使用的示例 性流程图。

除了发明构思以外，附图中所示的元件都是已知的，并将不对 其进行详细描述。例如，除了发明构思以外，假设熟悉离散多频音 (DMT)传输(也称作正交频分复用(OFDM)或码正交频分复用 (COFDM)并且不在本文中详细描述。此外，假设熟悉电视广播、 接收机和视频编码，并且不在本文中详细描述。例如，除了发明构 思以外，假设熟悉当前的TV标准以及对其提出的建议，这些标准 诸如NTSC(国家电视系统委员会)、PAL(逐行倒相)、SECAM(顺 序传送彩色与存储)、ATSC(高级电视系统委员会)(ATSC)、数字 视频广播(DVB)以及中国数字电视系统(GB)20600-2006(数字 多媒体广播-地面/手持(DVB-T/H))。关于DVB-T/H的进一步信息 可以在例如ETSI EN 300 744 V1.4.1(2002-01)，Digital Video Broadcasting(DVB)；Framing structure，channel coding and modulation for digital terrestrial television(数字视频广播(DVB)；数字地面电 视组帧结构、信道编码和调制)；以及ETSI EN 302 304 V 1.1.1(2004-11)，Digital Video Broadcasting(DVB)；Transmission System for Handheld terminals(DVB-H)(数字视频广播(DVB)；手 持终端传输系统(DVB-H)中找到。同样，除了发明构思以外，假 设熟悉其他传输构思，诸如八级残余边带(8-VSB)、正交调幅 (QAM)，以及接收机组件，诸如射频(RF)前端，或接收机部， 诸如低噪声块、调谐器以及下变频器；以及快速傅里叶变换(FFT) 元件、频谱移位器、信道状态信息(CSI)估计器、均衡器、解调器、 相关器、泄露积分器和平方器。此外，除了发明构思以外，假设熟 悉诸如形成信道状态信息的处理信号，并且在本文中不进行描述。 类似地，除了发明构思以外，用于产生传输比特流的格式化及编码 方法(诸如运动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1)) 是已知的并在本文中不进行描述。还应该注意，可以使用传统的编 程技术(诸如由matlab代表)来实现本发明构思，同样，在本文中 不对该编程技术进行描述。在这点上，本文中描述的实施例可以在 模拟或数字领域中实现。此外，本领域技术人员将会意识到，一些 处理会根据需要涉及复杂的信号路径。最后，附图中相同的参考标 号表示类似的元件。
现在参照图3，示出了根据本发明原理的装置10的示例性实施 例。装置10代表任意基于处理器的平台，例如，PC、服务器、机 顶盒、个人数字助理(PDA)、蜂窝电话、移动数字电视(DTV)、 DTV等。在这点上，装置10包括具有关联存储器(未示出)的一 个或多个处理器，并且还包括接收机15。接收机15经由天线(未 示出)接收广播信号1。出于举例的目的，假设广播信号1代表 DVB-T/H服务，即，DTV传输流，该传输流包括用于至少一个TV 信道的视频、音频和/或系统信息，以及广播信号1使用至少一个多 载波调制(诸如正交频分复用(OFDM))来传送该信息。然而，发 明构思并不限于此，而是可应用于处理基于OFDM的信号的任何接 收机。根据本发明的原理，接收机15根据信道状态信息(CSI)对 信号执行相位误差校正，并从其恢复输出信号16以应用于输出装置 20，该输出装置可以是或可以不是装置10的一部分，如虚线所示。 在该实例的上下文中，输出装置20是允许用户观看所选TV节目的 显示器。
现在转向图4，示出了接收机15的示例性部分。仅示出了接收 机15与发明构思相关的那部分。除了发明构思以外，图4中所示的 元件都是已知的并且在本文中不进行描述。在该实例中，假设接收 机15以2K模式工作。应该注意，8K模式的工作与此相似，在本 文中同样不进行描述。接收机15包括下变频器200、快速傅里叶变 换(FFT)元件205、频谱移位元件210、相位校正器215以及信道 估计与均衡器(CHE)220。此外，接收机15是基于处理器的系统， 并且包括一个或多个处理器以及相关联的存储器，如图4中以虚线 框的形式示出的处理器290和存储器295所表示的。在这种情况下， 用于处理器290执行的计算机程序或软件存储在存储器295中。处 理器290代表一个或多个存储程序控制处理器，并且它们不必专用 于接收机功能，例如，处理器290还可以控制接收机15的其它功能。 例如，如果接收机15是较大装置的一部分，则处理器290可以控制 该装置的其它功能。存储器295代表任何存储装置，例如，随机存 取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等；其可以位于接收机15 的内部和/或外部；并且根据需要可以是易失性的和/或非易失性的。
FFT元件205处理接收到的基带信号204。基带信号204由下 变频器200提供，下变频器200是调谐至与图3中广播信号1相关 联的所选RF信道的接收机15的调谐器(未示出)的一部分。FFT 元件205将接收到的基带信号204从时域变换至频域，并将FFT输 出信号206提供至频谱移位元件210。应该注意，FFT输出信号206 表示具有同相和正交分量的复信号。典型的，FFT元件205执行本 领域公知的蝶形计算，并提供重新排序的输出数据(8K工作模式中 的2048个的复样本)。同样地，频谱移位元件210进一步对FFT输 出信号206进行处理，以重新排列或移位FFT输出数据。具体地， 频谱移位元件210对一个OFDM符号进行缓冲，并将副载波位置整 理为符合上述DVB-T标准，并且还将副载波从[0，2π]移位至[-π， +π]，以提供频谱移位的信号211。根据本发明的原理(以下将进一 步描述)，相位校正器215对频谱移位的信号211进行处理，以消除 所有相位偏差(例如，与CPE相关联的那些)，并将相位校正的信 号216提供给CHE元件220。CHE元件220对相位校正的信号216 进行处理，以便(a)确定信道状态信息(CSI)用于提供CSI信号 222；以及(b)均衡接收到的基带信号来补偿任何传输信道失真， 以提供均衡信号221。如本领域公知的，CSI信号222可以用于获 得用于解码(图4中未示出)的比特度量。然而，根据本发明的原 理，CSI还用于校正相位误差。最后，接收机15对均衡信号221进 行进一步处理，以(例如)恢复其中传送的内容(音频、视频等) (例如，见图3的输出信号16)。
现在将注意力集中到图5，该图示出了根据本发明原理的相位 校正器21 5的示例性实施例。相位校正器215包括CP校正元件305、 预移位CP位置元件310、存储器315、复共轭乘法器320、累加器 325、相位计算器及sin和cos计算器330、以及旋转器(或乘法器) 335。除了发明构思以外，图5中所示的元件都是已知的并在本文中 不进行描述。从一开始，应该注意，本发明构思利用了频谱移位元 件21 0已缓冲一个OFDM符号的事实。具体地，如从图5可以观察 到的，相位校正器215使用FFT输出信号206来估计相位误差，并 校正频谱移位的信号211的相位误差。因此，本发明的一个优点在 于：本发明能够以接收机需要更少的内存以及更少的成本的方式来 实现。
关于对相位误差进行校正，以及如上所述，相位校正器215对 频谱移位的信号211的相位进行校正。具体地，将频谱移位的信号 211与相位误差估计信号331一起应用于旋转器335。旋转器335 根据相位误差估计信号331通过反向旋转频谱移位的信号211来对 相位误差(例如CPE)进行校正，以提供相位校正的信号216。理 想的，相位误差估计信号331基本上校正所有的相位误差，即，即 使不是全部，至少也是某些相位误差通过旋转器335从该信号中消 除。如本文中所使用的，任何涉及的消除相位误差是指，即使不是 消除，至少也是降低相位误差。
关于估计相位误差，以及如上所述，相位校正器215使用FFT 输出信号206对相位误差进行估计。然而，如之前提到的，图4的 FFT元件205执行本领域已知的蝶形计算，并提供重新排序的输出 数据(2k工作模式的2048个复样本)。因此，DVB-T中定义的关 于FFT输出信号206的CP位置的任何使用都需要进一步调整，以 便将该FFT的重新排序考虑在内。因此，预移位CP位置元件310 存储预移位CP值，这些值在图16的表4中示出。这些CP值是“预 移位”的，是指这是如DVB-T中定义的(但是相对于由FFT元件205 提供的排序的)CP位置。具体地，对于诸如由2K工作模式的FFT 元件205代表的FFT，相关联的频谱移位索引表是已知的。图6至 图14中的表1示出了用于2k工作模式的示例性频谱移位索引表。 例如，对于样本索引，k，其中1≤k≤2048，图6示出了FFT元件205 的最前面240个k值的最前面240个频谱移位频率值。具体地，在 k＝1时，相关的频谱移位索引值具有为1024的频率值；而在k＝16 时，相关联的频谱移位索引值具有为832的频率值，以及在k＝240 时，相关联的频谱移位索引值具有为884的频率值，等等，直到图 14所示的k＝2048时的为1023的频谱移位频率值。因此，根据表1， 将如DVB-T中定义的CP位置移位至其在FFT输出信号206中的位 置是可能的。这示出在图15和图16的表2、表3和表4中。
图15的表2仅示出了当前在DVB-T中定义的以2k模式工作 的45个CP的副载波位置。例如，参见上述DVB-T标准的第29页 的表7。因此，如表2所示，第一CP作为副载波值0出现，等等。 然而，在DVB-T中，尽管有2048个副载波，但是只有1705个副 载波是实际有效的。在有效副载波之前有172个无效副载波，以及 在有效副载波之后有171个无效副载波。这由图15(未按比例)的 OFDM符号81示出。在这点上，由于相位校正器215根据FFT输 出信号206而不是根据频谱移位的信号211来估计相位误差，因此 必须考虑全部2048个副载波。因此，必须首先将表2转换成表3， 其中表2中的每个值都移位了172。如点线91所示，在考虑无效副 载波时，位于0处的有效副载波CP实际对应于副载波172。根据表 3的值，以及给定图6至图14中表1所示的频谱移位索引值，现在 计算全部CP的预移位位置(即其在FFT输出信号206中的位置) 是可能的。图16的表4中示出了针对2k工作模式的45个CP的计 算的结果。例如，位于副载波976处的CP与样本号63(从0开始) 相关联，如点线92所示。这可从表1得到验证，表1从k＝1开始， 从图6可以观察到，k＝64与副载波976相关联。同样，如点线93 所示，位于副载波1141处的CP是样本号744(也是从0开始)(例 如，见表1，图9，k＝745)。暂时转向图17，该图示出了用于将表 2转换为表3，然后根据表1而从表3形成表4的示例性matlab程 序。因此，预移位CP位置元件310存储如图16中表4所限定的 CP位置。
对于每个CP，将相关联的预移位CP的相应样本值从存储器310 提供给CP校正元件305。(应该记得每个CP都具有给定的幅值和 相位)。CP校正元件305根据经由CSI信号222从CHE 220提供的 CSI信息来修改、或校正每个CP值(例如，相位值)。除了发明构 思以外，CSI信息是本领域公知的，并且本文不进行描述。一般来 说，CSI信息考虑了每个副载波在受到传输信道的影响时的可靠性。 根据本发明的原理，通过校正预移位CP值来考虑信道响应信息， 则信道的影响可以在相位误差消除处理过程中被消除，因此，获得 良好的估计性能是可能的。CP校正元件305将得到的CSI-CP序列 306提供给存储器315进行存储。复共轭乘法器320将所存储的 CSI-CP序列(来自存储器315)的复共轭与FFT输出信号206进行 相乘。针对每个OFDM符号对得到的乘积进行平均(通过累加器 325)。相位计算器及sin和cos计算器330进一步计算相位误差的估 计以及产生同相和正交值，以提供相位误差估计信号331，将相位 误差估计信号331提供给旋转器335，以对信号中的相位误差进行 校正。应该看得出，图5中所示的相位误差校正元件使CSI-CP序 列与FFT输出信号206交叉相关(与图2中的传统技术中的同一信 号的时间移位样本之间的自相关技术相反)。
现在转向图18和图19，示出了在根据本发明原理的执行相位 误差校正的接收机中使用的示例性流程图。在步骤405中，接收机 将接收到的广播信号进行下变频(例如，图3的接收机15)。在步 骤410中，接收机根据本发明的原理估计下变频信号中的相位误差。 并且，在步骤415中，接收机校正下变频信号，用于估计的相位误 差。
图19的流程图更详细地示出了图18的步骤410。在步骤505 中，接收机(例如，从图5的元件310代表的存储器)检索预移位 的CP位置。在步骤510中，接收机利用CSI对预移位CP进行校正 以提供CSI-CP序列，即，校正后的预移位CP值的序列。在步骤 515中，CSI-CP序列与FFT输出信号(代表下变频信号)交叉相关， 其结果在步骤520中用于确定相位误差的估计。
如上所述，以及根据本发明的原理，接收机根据信道状态信息 (CSI)对信号(例如，作为CPE的结果)进行相位误差校正。在 这点上，相比于图2的传统CPE消除元件115，可以得到至少两个 优点。首先，与图2相比，不需要用于OFDM符号的独立延迟缓冲 器155。因此，本发明构思显著减少了存储器的需要，尤其对于8k 工作模式。其次，相比于图2，不需要元件190的相位累加器功能。 因此，该发明构思进一步简化了相位误差处理。然而，本发明构思 并不限于此，并且本领域技术人员在不利用这些益处(例如，通过 包括OFDM符号缓冲器)的情况下可以构想出根据本发明原理的相 位误差消除元件。此外，应该注意，本发明构思并不限于仅对一种 类型的相位误差(诸如CPE)进行校正。此外，应该注意，尽管在 DTV-T广播信号的情况下说明了本发明构思，但是本发明构思不限 于此，而是可应用于执行OFDM接收的其它类型的接收机，诸如软 件限定的无线电接收机、DMB-T/H接收机等。
如上所述，前述部分仅说明了本发明的原理，从而应该理解， 本领域技术人员能够设计出可实现本发明原理的多种可替换装置 (尽管在本文中未明确描述)，并落入本发明构思的精神和范围内。 例如，尽管在独立功能元件的情况下进行了说明，但是这些功能元 件可以在一个或多个集成电路(IC)中实现。类似的，尽管作为独 立元件示出，但是这些元件中的任意一个或全部都可以在存储程序 控制处理器(例如，数字信号处理器)中实现，该处理器执行对应 于(例如图18至图19等所示的)一个或多个步骤的关联软件等。 此外，本发明的原理可应用于其它类型的通信系统，例如，卫星、 无线保真(Wi-Fi)、蜂窝等。实际上，该发明构思还可应用于固定 或移动接收机。因此应该理解，可以对示例性实施例进行多种改进， 以及在不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的条件下 可以设计出其它的装置。