技术领域
[0001] 本
发明涉及一种干扰的处理方法及其处理电路，且特别是涉及一种同频信道干扰(Co-Channel Interference，CCI)的处理方法及其处理电路。
背景技术
[0002]
正交频分复用(Orthogonal frequency-division multiplexing，OFDM)技术是一种多载波调制技术，且其被广泛地应用于宽带无线通信领域中，其中OFDM的主要技术原理是将有限的带宽分作为多个子信道，并且运用多个
子载波(Sub-carrier)并行传输，而每一子载波并透过不同的调变机制，使得每一子载波上则可分别承载有不同数量的数据。另外，由于每一子载波之间维持正交性，因此相较于传统的分频复用(Frequency division multiplexing，FDM)技术，OFDM技术更可具有较高的
频谱使用效率。
[0003] 然而，由于多个系统可能共享同一频带，因此不可避免的容易发生有相互干扰的情形，其中更以因PAL、SECAM或NTSC等制式
信号及窄带影响，所导致而成的同频信道干扰最为突出。举例来说，当一个OFDM系统所传输的OFDM信号，在遭受到同频信道干扰的影响后，部分子载波的信息将会被因而破坏，于是降低了信道估计的准确度，并且增加
信噪比(Signal-to-noise ratio，SNR)的损失，更进而导致系统性能的严重下降。有鉴于此，对于目前常规的OFDM系统而言，如何有效地处理同频信道干扰的影响，成为了提高系统性能的一个重要环节。
发明内容
[0004] 有鉴于此，本发明
实施例提供一种干扰的处理方法及其处理电路，且特别是涉及一种同频信道干扰的处理方法及其处理电路。
[0005] 本发明实施例提供一种同频信道干扰的处理方法，适用于OFDM系统的接收装置中。所述处理方法的步骤如下。利用此接收装置，接收具有多个符码的OFDM信号，其中每一符码包括K个子载波，且每一子载波的种类为非数据子载波或数据子载波。处理每一符码中的非数据子载波及数据子载波，以分别获得到相应于每一子载波的第一比较值结果。根据这些第一比较值结果产生N×K的误差矩阵，并且分别对于误差矩阵中每一列的N个元素作加总运算，以藉此获得到关联于误差矩阵中每一列的总和值。分别将这些总和值来与M个第一
门限值进行比较，以藉此获得到相应于误差矩阵中每一列的第二比较值结果，并且分别根据这些第二比较值结果判断这些子载波是否受到同频信道干扰的影响。其中，K及M皆为正整数，且N为动态变量，N是根据接收装置的设定而改变。
[0006] 本发明实施例另提供一种同频信道干扰的处理电路，适用于OFDM系统的接收装置中。所述该处理电路包括接收模
块、第一运算模块、第二运算模块以及决策模块。接收模块用以接收具有多个符码的OFDM信号，其中每一符码包括K个子载波，且每一子载波的种类为非数据子载波或数据子载波。第一运算模块用以处理每一符码中的非数据子载波及数据子载波，以分别获得到相应于每一子载波的第一比较值结果。第二运算模块用以根据这些第一比较值结果产生N×K的误差矩阵，并且分别对于误差矩阵中每一列的N个元素作加总运算，以藉此获得到关联于误差矩阵中每一列的总和值。决策模块用以分别将这些总和值来与M个第一门限值进行比较，以藉此获得到相应于误差矩阵中每一列的第二比较值结果，并且分别根据这些第二比较值结果判断这些子载波是否受到同频信道干扰的影响。其中，K及M皆为正整数，且N为动态变量，N是根据接收装置的设定而改变。
[0007] 综上所述，本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法及其处理电路，可以是藉由非数据子载波及数据子载波的综合考虑，使得判断各子载波是否受到同频信道干扰的检测结果能够更为精确，并且采用了N×K的误差矩阵来存放各子载波的检测结果，使得接收端不仅可以检测得出静态的干扰，也可以检测得出动态的干扰。
[0008] 为使能更进一步了解本发明的特征及技术内容，请参阅以下有关本发明的详细说明与
附图，但是此等说明与附图
说明书附图仅是用来说明本发明，而非对本发明的权利范围作任何的限制。
附图说明
[0009] 图1是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法的流程示意图。
[0010] 图2是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法中获得到相应于每一子载波的第一比较值结果的流程示意图。
[0011] 图3是图2的同频信道干扰的处理方法中获得到关联于每一子载波的第一估计值的流程示意图。
[0012] 图4是图2的同频信道干扰的处理方法中根据这些第一估计值识别出相应于每一子载波的第一比较值结果的流程示意图。
[0013] 图5A是图4的同频信道干扰的处理方法中识别出相应于每一非数据子载波的第一比较值结果的流程示意图。
[0014] 图5B是图4的同频信道干扰的处理方法中识别出相应于每一数据子载波的第一比较值结果的流程示意图。
[0015] 图6是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法中N×K的误差矩阵的示意图。
[0016] 图7是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法中分别根据这些第二比较值结果判断这些子载波是否受到同频信道干扰的影响的流程示意图。
[0017] 图8是本发明另一实施例所提供同频信道干扰的处理方法的流程示意图。
[0018] 图9是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理电路的功能方块图。
[0019] 图10是本发明另一实施例所提供的同频信道干扰的处理电路的功能方块图。
具体实施方式
[0020] 在下文中，将藉由图式说明本发明的各种实施例来详细描述本发明。然而，本发明概念可能以许多不同形式来体现，且不应解释为限于本文中所阐述的例示性实施例。此外，在图式中相同参考数字可用以表示类似的组件。
[0021] 具体来说，本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法及其处理电路，可以适用于任何OFDM系统下的接收装置中。举例来说，所述OFDM系统可例如为一地面整合式服务数字广播(ISDB-T)系统、一地面
数字视频广播(DVB-T)系统或一第二代地面数字视频广播(DVB-T2)系统。总而言之，本发明并不以此为限制。另外，由于各OFDM系统的接收装置的运作原理为本技术领域中具有通常知识者所习知，因此有关于其细部内容于此就不再多加赘述。
[0022] 请参阅图1，图1是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法的流程示意图。在步骤S101中，利用此接收装置，接收具有多个符码的OFDM信号。每一符码包括K个子载波，且子载波的种类包含非数据子载波以及数据子载波。也就是说，每一个数据子载波的种类可以是非数据子载波或者数据子载波。其次，在步骤S103中，处理每一符码中的非数据子载波及数据子载波，以分别获得到相应于每一子载波的第一比较值结果。接着，在步骤S105中，根据这些第一比较值结果产生N×K的误差矩阵，并且分别对于该误差矩阵中每一列的N个元素作加总运算，以藉此获得到关联于该误差矩阵中每一列的总和值。
[0023] 再者，在步骤S107中，分别将这些总和值来与M个第一门限值进行比较，以藉此获得到相应于该误差矩阵中每一列的第二比较值结果。最后，在步骤S109中，分别根据这些第二比较值结果判断这些子载波是否受到同频信道干扰的影响。其中，上述参数K及M皆为正整数，而参数N为一动态变量(Dynamic Variable)，且根据此接收装置的设定而改变。
[0024] 进一步来说，根据以上内容的教示，并且透过现有的已知信息，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，本发明实施例的同频信道干扰的处理方法是在已经进行完成OFDM信号的同步后才开始执行。因此，在步骤S101中所接收到的OFDM信号，乃意味者为已经完成同步后的OFDM信号。值得注意的是，本发明实施例并不限制接收装置所进行OFDM信号同步的详细实现方式，故本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。
[0025] 另外，若依照OFDM系统的制定标准规格来说，在完成同步后的OFDM信号中，每一符码的大小则应具有为相同数量的子载波。因此，为了方便以下说明，本发明实施例乃特别定义为步骤S101中的每一符码则皆包含具有K个子载波。除此之外，每一符码中更存在着有多种不同类型的非数据子载波(例如，离散导频子载波或连续导频子载波等)及数据子载波。因此，每一子载波的种类乃表示定义为此子载波为一非数据子载波或一数据子载波。
[0026] 接着，为了更进一步说明关于步骤S103中所获得到关联于每一子载波的第一比较值结果的实现细节，本发明进一步提供其步骤S103的一种实施方式。请参阅图2，图2是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法中获得到相应于每一子载波的第一比较值结果的流程示意图。其中，图2中部分与图1相同的流程步骤以相同之图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
[0027] 请同时参阅图1与图2，步骤S103中更可包括有步骤S201～步骤S203。首先，在步骤S201中，对于所接收到的此OFDM信号而言，接收装置会处理其中所有的非数据子载波及数据子载波，以分别获得到关联于每一子载波的第一估计值。接着，在步骤S203中，根据这些第一估计值识别出相应于每一子载波的第一比较值结果。
[0028] 另外一方面，以下为了更进一步说明关于步骤S201的实现细节，本发明进一步提供其步骤S201的一种实施方式。请参阅图3，图3是图2的同频信道干扰的处理方法中获得到关联于每一子载波的第一估计值的流程示意图。值得注意的是，下述采用的实施方式在此仅是用以举例，其并非用以限制本发明。另外，图3中部分与图1及图2相同的流程步骤以相同之图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
[0029] 请同时参阅图2与图3，步骤S201中更可包括有步骤S301～步骤S305。首先，在步骤S301中，接收装置会利用这些非数据子载波，在时域及频域两方向上依序进行插值运算，以藉此估计出相应于每一子载波的信道冲击响应，并且当在这些非数据子载波进行完时域方向上的插值运算后，分别提取出关联于每一符码的多个时域插值结果。
[0030] 其次，在步骤S303中，利用每一数据子载波，来与其所相应的信道冲击响应作均衡运算，以获得到关联于这些符码中的每一数据子载波的第一估计值。接着，在步骤S305中，对于所提取出这些时域插值结果进行求模运算，以获得到关联于这些符码中的每一非数据子载波的第一估计值。于是，藉此进而能获得到关联于每一子载波的第一估计值。
[0031] 根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，步骤S303及步骤S305应该为并行执行而未冲突的步骤。另外，由于步骤S301中所利用这些非数据子载波，在时域及频域两方向上依序进行插值运算，以估计出相应于每一子载波的信道冲击响应的实施方式，即为常规的OFDM系统中的信道估计运算方式，因此有关于其细部内容于此就不再多加赘述。再者，针对于步骤S303而言，再利用所估计出的信道冲击响应来对接收到的数据子载波作均衡运算，也就是为了估计求得出此OFDM系统所发送的数据子载波的原始值(亦即，关联于每一数据子载波的第一估计值)。
[0032] 同理，针对于步骤S305而言，再利用对于所提取出这些时域插值结果进行求模运算，也就是为了估计求得出此OFDM系统所发送的非数据子载波的原始值(亦即，关联于每一非数据子载波的第一估计值)。总而言之，本发明实施例并不限制估计求得出此OFDM系统所发送的每一子载波的原始值(亦即，关联于每一子载波的第一估计值)的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。
[0033] 另外一方面，以下为了更进一步说明关于步骤S203的实现细节，本发明进一步提供其步骤S203的一种实施方式。请参阅图4，图4是图2的同频信道干扰的处理方法中根据这些第一估计值识别出相应于每一子载波的第一比较值结果的流程示意图。其中，图4中部分与图1及图2相同的流程步骤以相同之图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
[0034] 请同时参阅图2与图4，步骤S203中更可包括有步骤S401～步骤S407。在步骤S401中，接收装置会对于这些非数据子载波的这些第一估计值进行差分运算及求模运算，以产生出关联于每一非数据子载波的第二估计值。接着，在步骤S403中，分别利用每一非数据子载波的第二估计值来与第二门限值进行比较，以识别出相应于每一非数据子载波的第一比较值结果。
[0035] 另外，在步骤S405中，接收装置则会对于这些数据子载波的这些第一估计值进行分割(Slicer)运算及求模运算，以产生出关联于每一数据子载波的第二估计值。接着，在步骤S407中，分别利用每一数据子载波的第二估计值来与第三门限值进行比较，以识别出相应于每一数据子载波的第一比较值结果。于是，藉此进而能识别出相应于每一子载波的第一比较值结果。
[0036] 根据以上内容之教示，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，步骤S401至步骤S403及步骤S405至步骤S407应该为并行执行而未冲突的步骤，如图4所例示。另外，由于差分运算、分割运算及求模运算的运作原理为本技术领域中具有通常知识者所习知，因此有关于其细部内容于此就不再多加赘述。总而言之，本发明实施例的步骤S203主要精神之一乃在于，对非数据子载波或数据子载波分别作差分运算或分割运算，并且根据运算后的求模结果来与相关联的门限值作比较(例如，对于非数据子载波而言，利用第二门限值进行比较；反之，对于数据子载波而言，则利用第三门限值进行比较)，藉以而能初略地判断出各子载波是否受到同频信道干扰的影响。
[0037] 更进一步来说，请一并参阅图5A及图5B以说明图4的步骤S403及步骤S407的实现细节。其中，图5A是图4的同频信道干扰的处理方法中识别出相应于每一非数据子载波的第一比较值结果的流程示意图，而图5B是图4的同频信道干扰的处理方法中识别出相应于每一数据子载波的第一比较值结果的流程示意图。然而，下述的图5A及图5B仅分别是图4的步骤S403及步骤S407的其中一种实现方式，其并用以限制本发明。另外，图5A及图5B中部分与图4相同的流程步骤以相同之图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
[0038] 请同时参阅图4与图5A，步骤S403中更可包括有步骤S501～步骤S505。首先，在步骤S501中，接收装置会判断这些非数据子载波的每一者的第二估计值是否大于第二门限值。接着，在步骤S503中，当非数据子载波的第二估计值并不大于第二门限值时，则识别出非数据子载波的第一比较值结果为0。反之，在步骤S505中，当非数据子载波的第二估计值大于第二门限值时，则识别出非数据子载波的第一比较值结果为1。
[0039] 举例来说，假设在这些非数据子载波之个数乃为1160的情况下(例如，非数据子载波NDc_1～NDc_1160)，而在图5A的实施例中，针对于这些非数据子载波NDc_1～NDc_1160的每一者，当非数据子载波NDc_a的第二估计值大于第二门限值时(亦即，a为1至1160的任一数)，则可识别出非数据子载波NDc_a的第一比较值结果为1。相反地，当非数据子载波NDc_a的第二估计值并不大于第二门限值时，则可识别出非数据子载波NDc_a的第一比较值结果为0。于是，对于所有的非数据子载波NDc_1～NDc_1160而言，其在执行完成图5A的实施例后，每一非数据子载波NDc_1～NDc_1160皆能够获得到为1或0的第一比较值结果。
[0040] 如此一来，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，图5A实施例的主要精神在于，初略地判断出各非数据子载波是否为一异常子载波(亦即，有可能受到同频信道干扰影响的子载波)。显然地，当第一比较值结果为1的情况下，该第一比较值结果所对应的非数据子载波则可定义为该异常子载波。相反地，当第一比较值结果为0的情况下，该第一比较值结果所对应的非数据子载波则可定义为一非异常子载波。
[0041] 接着，再请同时参阅图4与图5B，步骤S407中则更可包括有步骤S507～步骤S515。首先，在步骤S507中，接收装置会判断这些数据子载波的每一者的第二估计值是否大于第三门限值。其次，在步骤S509中，当数据子载波的第二估计值并不大于第三门限值时，则识别出数据子载波的第一比较值结果为0。接着，在步骤S511中，当数据子载波的第二估计值大于第三门限值时，则进一步判断数据子载波的估计可信度(Channel state information，CSI)是否大于第四门限值。
[0042] 在步骤S513中，当数据子载波的估计可信度仍不大于第四门限值时，则识别出数据子载波的第一比较值结果为0。反之，在步骤S515中，当数据子载波的估计可信度大于第四门限值时，则识别出数据子载波的第一比较值结果为1。
[0043] 举例来说，假设在这些数据子载波之个数乃为4640的情况下(例如，数据子载波Dc_1～Dc_4640)，而在图5B的实施例中，针对于这些数据子载波Dc_1～Dc_464的每一者，当数据子载波Dc_b的第二估计值并不大于第三门限值时(亦即，b为1至4640的任一数)，则可识别出数据子载波Dc_b的第一比较值结果为0。也就是说，该第一比较值结果所对应的数据子载波Dc_b则可定义为该非异常子载波。
[0044] 然而，值得注意的是，当数据子载波Dc_b的第二估计值大于第三门限值时，接收装置则会再次地判断数据子载波Dc_b的估计可信度是否大于第四门限值，藉此才能够初略地判断出数据子载波Dc_b是否受到有同频信道干扰的影响。
[0045] 原因在于，即便数据子载波Dc_b的第二估计值大于第三门限值时，但数据子载波Dc_b却仍有可能只是属于为该非异常子载波。因此，为了避免以上误判情况的发生，如果当在数据子载波Dc_b的估计可信度也大于第四门限值时，接收装置才会据以判断得出数据子载波Dc_b为该异常子载波(亦即，数据子载波Dc_b的第一比较值结果为1)。
[0046] 如此一来，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，图5B实施例的主要精神也是在于，初略地判断出各数据子载波是否为该异常子载波。但显然地，为了避免数据子载波较容易发生误判的情况，因此本发明实施例更进一步地再利用以数据子载波的估计可信度来作为第两次判断时的基准。值得注意的是，本发明并不限制如何取得到数据子载波的估计可信度的详细实现方式，本技术领域中具有通常知识者应可依据实际需求或应用来进行设计。
[0047] 举例来说，比较好的一种做法则是利用相应于此数据子载波的信道冲击响应，来据以提取出此数据子载波的估计可信度。另外，本发明也并不限制上述第二、第三及第四门限值的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者亦可依据实际需求或应用来进行设计。
[0048] 复请参阅图1，根据以上内容之教示，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，本发明实施例在执行完成步骤S103后，每一子载波(亦即，包含非数据子载波及数据子载波)则应能够皆获取得到一个为1或0的第一比较值结果。于是，在对于如何根据这些第一比较值结果来产生出N×K的误差矩阵的详细实现方式中，较好的一种做法则是直接根据每一子载波的原先分布
位置，来将每一子载波的第一比较值结果放入至所相应于误差矩阵的矩阵位置中。
[0049] 举例来说，请参阅图6，图6是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法中N×K的误差矩阵的示意图。假设N为32且K为580(亦即，每一符码中包括580个子载波)的情况下，在步骤S105中，接收装置会是先将第1个符码的580个子载波的580个第一比较值结果，依序填入至该误差矩阵中的ERR(1,1)至ERR(1,580)。
[0050] 其次，接收装置会再将第2个符码的580个子载波的580个第一比较值结果，依序填入至该误差矩阵中的ERR(2,1)至ERR(2,580)，以此类推。最后，接收装置则会将第32个符码的580个子载波的580个第一比较值结果，依序填入至该误差矩阵中的ERR(32,1)至ERR(32,580)。
[0051] 如此一来，根据以上内容之教示，并且透过现有的已知信息，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，该误差矩阵中的行列关系则可表示例如为时间(time)轴及
频率(frequency)轴的关系，如图6所示。于是，对于步骤S105中所获得到关联于该误差矩阵每一列的总和值即可表示为如下算式(1)所示。
[0052]
[0053] 其中，SUM(i)为该误差矩阵中第i列的总和值，且i为1至K的正整数。值得一提的是，上述仅是本发明实施例根据这些第一比较值结果来产生出N×K的误差矩阵的其中一种详细实现方式，但其并非用以限制本发明。
[0054] 于其他实施方式中，接收装置也可以是先将第1个符码的580个子载波的580个第一比较值结果，依序重复地填入至该误差矩阵中的ERR(1：T,1)至ERR(1：T,580)。其中，T为大于等于2且小于N的正整数。也就是说，假设在T为2的情况下，第1个符码的第1个子载波的第一比较值结果，将会分别地被填入至误差矩阵中的ERR(1,1)及ERR(2,1)。另外，第1个符码的第2个子载波的第一比较值结果，将会分别地被填入至误差矩阵中的ERR(1,2)及ERR(2,2)，以此类推。第1个符码的第580个子载波的第一比较值结果，则将会分别地被填入至误差矩阵中的ERR(1,580)及ERR(2,580)。
[0055] 同理，接收装置则会再将第α个符码的580个子载波的580个第一比较值结果，依序重复地填入至该误差矩阵中的ERR((α-1)*T+1：α*T,1)至ERR((α-1)*T+1：α*T,580)。举例来说，第2个符码的第1个子载波的第一比较值结果，将会分别地被填入至误差矩阵中的ERR(3,1)及ERR(4,1)。另外，第2个符码的第2个子载波的第一比较值结果，将会分别地被填入至误差矩阵中的ERR(3,2)及ERR(4,2)，以此类推。最后，第16个符码的第580个子载波的第一比较值结果，则将会分别地被填入至该误差矩阵中的ERR(31,580)及ERR(32,580)。
[0056] 如此一来，上述做法的主要精神之一乃在于，可根据接收端的不同设定，而动态地调整参数N及T的值，以进而达到整体系统的性能及开销的最优化。然而，由于步骤S103中所产生出的第一比较值结果仅会是为0或1的结果，因此在该误差矩阵中每一列的总和值SUM(i)则将会是表示为介于0至N的任一实数。
[0057] 更进一步来说，在步骤S107中，接收装置则会再将该误差矩阵中第i列的总和值SUM(i)来与M个第一门限值TH1_1～TH1_M的每一者依序进行比较，并且当该误差矩阵中第i列的总和值SUM(i)大于这些第一门限值中的第j个第一门限值TH1_j时(亦即，j为1至M的正整数)，则输出此第j个第一门限值TH1_j所预设的调整值CLIP_j，以作为该误差矩阵中第i列的第二比较值结果。
[0058] 其中，针对于这些第一门限值TH1_1～TH1_M的每一者，其大小则是分别依序以递减的方式来进行排列，并且针对于这些第一门限值TH1_1～TH1_M所预设的这些调整值CLIP_1～CLIP_M，其大小则也是分别依序以递减的方式来进行排列。
[0059] 举例来说，假设M为8的情况下，第一门限值TH1_1～TH1_8即可分别例如为16、14、12、10、8、6、4及2，而这些第一门限值TH1_1～TH1_8所预设的调整值CLIP_1～CLIP_8则可分别例如为8、7、6、5、4、3、2及1。其中，当该误差矩阵第1列的总和值SUM(1)为13的情况下，由于总和值SUM(1)始于能够满足大于这些第一门限值中的第3个第一门限值TH1_3的条件，因此接收装置则会输出第3个第一门限值TH1_3所预设的调整值CLIP_3(亦即，6)，以作为该误差矩阵中第1列的第二比较值结果。
[0060] 同理，当该误差矩阵第2列的总和值SUM(2)为9的情况下，由于总和值SUM(9)始于能够满足大于这些第一门限值中的第5个第一门限值TH1_5的条件，因此接收装置则会输出第5个第一门限值TH1_5所预设的调整值CLIP_5(亦即，4)，以作为该误差矩阵中第2列的第二比较值结果。
[0061] 然而，值得注意的是，当在该误差矩阵第i列的总和值SUM(i)皆并不大于这些第一门限值CLIP_1～CLIP_8的每一者时，接收装置则会输出为0的调整值，以作为该误差矩阵中第i列的第二比较值结果。于是，在步骤S107中的该误差矩阵每一列，则将会因此而能够皆获得到一个所代表受到同频信道干扰之影响程度的第二比较值结果。另外，本发明并不限制上述第一门限值TH1_1～TH1_M及调整值CLIP_1～CLIP_M的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。
[0062] 总而言之，当在该误差矩阵第i列的第二比较值结果越大的情况下，则表示该误差矩阵第i列所对应的这些子载波所受到的同频信道干扰影响也就越大。于是，请参阅到图7，图7是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法中分别根据这些第二比较值结果判断这些子载波是否受到同频信道干扰的影响的流程示意图。其中，图7中部分与图1相同的流程步骤以相同之图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
[0063] 于图7中，步骤S109中更可包括有步骤S701～步骤S705。在步骤S701中，针对于该误差矩阵的每一列，判断该误差矩阵第i列的第二比较值结果是否为0。在步骤S703中，当在该误差矩阵第i列的第二比较值结果为0的情况下，则判断该误差矩阵第i列所对应的这些子载波而未受到有同频信道干扰的影响。相反地，在步骤S705中，当该误差矩阵第i列的第二比较值结果为非0的情况下，则判断该误差矩阵第i列所对应的这些子载波受到有同频信道干扰的影响。
[0064] 更进一步来说，如同前面内容所述，如何有效地处理同频信道干扰的影响，成为了提高系统性能的一个重要环节。因此，请参阅到图8，图8是本发明另一实施例所提供同频信道干扰的处理方法的流程示意图。其中，图8中部分与图1～图7相同的流程步骤以相同之图号标示，因此在此不再多加详述其细节。相较于图1～图7的处理方法，图8的处理方法更将计算出受到有同频信道干扰影响的子载波的接收可信度考虑进去。然而，下述仅是其中一种详细实现方式，其并非用以限制本发明。
[0065] 详细来说，在步骤S801中，当判断该误差矩阵第i列所对应的这些子载波受到同频信道干扰的影响时，接收装置则计算该误差矩阵中第i列所对应的每一子载波的接收可信度，其中该误差矩阵中第i列所对应的第n个子载波的接收可信度CSIn'即可表示为如下算式(2)所示。
[0066] CSIn'＝CSIn×CCIi
[0067] 算式(2)
[0068] 其中，CSIn为该第n个子载波的估计可信度，而CCIi为该误差矩阵中第i列的第二比较值结果，且n为1至N的正整数。于是，应当理解的是，对于图8所提供的处理方法而言，接收装置只需要再将所受到同频信道干扰影响的第n个子载波的估计可信度，来与本发明实施例所获得到的第二比较值结果进行相乘，便可使得第n个子载波的可信度提高，藉此有助于接收端后续判断接收数据的正确性。
[0069] 另外一方面，为了更进一步说明关于同频信道干扰的处理方法的运作流程，本发明进一步提供其处理方法的一种实施方式。请参阅图9，图9是本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理电路的功能方块图。然而，下述的处理电路9仅是上述方法的其中一种实现方式，其并非用以限制本发明。
[0070] 所述处理电路9适用于任何OFDM系统的接收装置中，且其包括接收模块90、第一运算模块92、第二运算模块94及决策模块96。其中，上述各组件可以是透过纯
硬件电路来实现，或者是透过硬件电路搭配
固件或
软件来实现，总而言之，本发明并不限制处理电路9的具体实现方式。另外，接收模块90、第一运算模块92、第二运算模块94及决策模块96可以是整合或是分开设置，且本发明亦不以此为限制。
[0071] 然而，如同前面内容所述，由于本发明实施例的同频信道干扰的处理方法是在已经进行完OFDM信号的同步后才开始执行。因此，在本发明实施例的接收装置中所接收到的OFDM信号，乃可意味着为已经完成同步后的OFDM信号。另外，本例所述的处理电路9可执行图1所示的处理方法，因此请一并参阅图1以利理解，故于此不再多加详述其细节。
[0072] 进一步来说，接收模块90用以接收具有多个符码的OFDM信号，其中每一符码包括K个子载波，且每一子载波的种类为非数据子载波或数据子载波。第一运算模块92用以处理每一符码中的非数据子载波及数据子载波，以分别获得到相应于每一子载波的第一比较值结果。
[0073] 第二运算模块94用以根据这些第一比较值结果产生N×K的误差矩阵，并且分别对于误差矩阵中每一列的N个元素作加总运算，以藉此获得到关联于误差矩阵中每一列的总和值。
[0074] 决策模块96用以分别将这些总和值来与M个第一门限值进行比较，以藉此获得到相应于误差矩阵中每一列的第二比较值结果，并且分别根据这些第二比较值结果判断这些子载波是否受到同频信道干扰的影响。其中，K及M皆为正整数，且N为动态变量，N是根据接收装置的设定而改变。
[0075] 值得注意的是，本例所述的第一运算模块92可执行图2～图5B所示的流程方法，因此请一并参阅图2～图5B以利理解，故于此亦不再多加详述其细节。
[0076] 另一方面，决策模块96将该误差矩阵中第i列的总和值来与M个第一门限值的每一者依序进行比较，并且当该误差矩阵中第i列的总和值大于这些第一门限值中的第j个第一门限值时(亦即，j为1至M的正整数)，决策模块96则输出此第j个第一门限值所预设的调整值，以作为该误差矩阵中第i列的第二比较值结果。反之，当在该误差矩阵第i列的总和值皆并不大于这些第一门限值的每一者时，决策模块96则会输出为0的调整值，以作为该误差矩阵中第i列的第二比较值结果。于是，本例所述的决策模块96可执行图7所示的流程方法，因此请一并参阅图7以利理解，故于此亦不再多加详述其细节。
[0077] 另外，请参阅图10，图10是本发明另一实施例所提供的同频信道干扰的处理电路的功能方块图。相较于图9的处理电路9，图10的处理电路9’更可以包括计算可信度模块98。其中计算可信度模块98亦透过纯硬件电路来实现，或者是透过硬件电路搭配固件或软件来实现。
[0078] 计算可信度模块98用以当判断该误差矩阵中第i列所对应的这些子载波受到同频信道干扰的影响时，计算该误差矩阵中第i列所对应的每一子载波的接收可信度。其中，以上详细实现过程如算式(2)所示，故于此不再多加详述其细节。
[0079] 综上所述，本发明实施例所提供的同频信道干扰的处理方法及其处理电路，可以是藉由非数据子载波及数据子载波的综合考虑，使得判断各子载波是否受到同频信道干扰的检测结果能够更为精确，并且采用了N×K的误差矩阵来存放各子载波的检测结果，使得接收端不仅可以检测得出静态的干扰，也可以检测得出动态的干扰。另外，上述误差矩阵可是藉由根据接收端的不同设定，而动态地调整有关参数N及T的值，以进而达到整体系统的性能及开销的最优化。除此之外，上述处理方法及其处理电路，还可以是计算得出所受到同频信道干扰影响的子载波的接收可信度，以便使得提高该子载波的可信度，进而有助于接收端后续判断接收数据的正确性。
[0080] 以上所述，仅为本发明优选的具体实施方式，惟而本发明的特征并不局限于此，本领域的技术人员在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰，皆可涵盖在本
权利要求书中。
